JP2019057978A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いた電力変換装置において、偏磁電流を抑制する電力変換装置を提供する。【解決手段】インバータ１０１の制御器４０は、ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のＤＵＴＹ比を算出し、ゲート信号を出力する。スイッチ電流センサ７５は、第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２を検出する。入力電流センサ７７は、入力電流Ｉｉｎｖを検出する。スイッチング周期における所定のタイミングでスイッチ電流センサ７５により検出された第１スイッチ電流Ｉｑ１と第２スイッチ電流Ｉｑ２との差をスイッチ電流差とし、スイッチ電流の検出タイミングと同時に入力電流センサ７７により検出された入力電流Ｉｉｎｖの差を入力電流差とする。制御器４０は、入力電流差に０より大きく１より小さい値である所定の狙い比率を乗じた値にスイッチ電流差が近づくよう、第１、第２スイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比を調整する。【選択図】図１１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、プッシュプル回路を用いてトランス一次側の二つの一次コイルに交互に通電する電力変換装置が知られている。

例えば特許文献１に開示されたプッシュプル方式スイッチングレギュレータの電源装置は、パワー素子に過電流が流れたことが検出されると、マイコンはパワー素子の導通時間を制御する。具体的には、マイコンは、電流を生じたパワー素子の導通時間をある規定値だけ短くし、他方のパワー素子の導通時間をある規定値だけ長くした信号を出す処理を行う。これにより、トランスの偏磁現象により過大電流が流れることが防止される。

特開平５−６８３８１号公報

特許文献１の従来技術では、各スイッチ（すなわちＦＥＴ１及びＦＥＴ２）のオン時間誤差や電流経路の内部抵抗ばらつきにより発生する偏磁現象は抑制可能である。しかし、スイッチ電流のピーク値のみを用いて制御しているため、各一次コイルの漏れインダクタンスのばらつきにより発生する偏磁現象を抑制することはできない。

ところで、従来の一般的なプッシュプル回路は、平滑コンデンサ及び二つのスイッチを含み、二つのスイッチが交互に動作することにより、共通のセンタタップに接続された二つの一次コイルを流れるトランス一次側電流を制御する。トランスの二次コイルには、例えば容量性の負荷が接続され、負荷に流れる出力電流が二次回路のＬＣ成分によって共振することで共振インバータが構成される。

また、従来の一般的なプッシュプル回路に対し、平滑コンデンサの負担を減らしてリップル電流を低減するため、アクティブクランプ式のプッシュプル回路を用いることが考えられる。図１に示すように、アクティブクランプ式プッシュプル回路は、二つの下アームスイッチＱ１、Ｑ２、二つの上アームスイッチＱ３、Ｑ４、及びクランプコンデンサＣ２を含む。
上アームスイッチＱ３、Ｑ４のソース端子及び下アームスイッチＱ１、Ｑ２のドレイン端子は、それぞれ、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２のスイッチ側端部２３、２４に接続される。クランプコンデンサＣ２は、上アームスイッチＱ３、Ｑ４のドレイン端子と、低電位入力端１２との間に接続される。

偏磁現象は、従来の一般的なプッシュプル回路に限らず、アクティブクランプ式プッシュプル回路でも発生する。そして、特許文献１の従来技術では各一次コイルの漏れインダクタンスばらつきにより発生する偏磁現象が抑制できないという問題点は、アクティブクランプ式プッシュプル回路についても同様に当てはまる。
本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いた電力変換装置において、偏磁電流を抑制する電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、平滑コンデンサ（Ｃ１）と、第１一次コイル（２１）及び第２一次コイル（２２）と、二次コイル（２６）と、第１−第４スイッチ（Ｑ１−Ｑ４）と、クランプコンデンサ（Ｃ２）と、制御器（４０）と、スイッチ電流センサ（７１−７６）と、入力電流センサ（７７、７８）と、を備える。
平滑コンデンサは、直流電源（１０）の入力電圧が印加される高電位入力端（１１）及び低電位入力端（１２）の間に接続される。
第１一次コイル及び第２一次コイルは、高電位入力端に接続された共通のセンタタップに一端が接続され、トランス（２０）の一次側を構成する。
二次コイルは、トランスの二次側を構成し、負荷（Ｃ３）が接続される。

第１スイッチ（Ｑ１）及び第２スイッチ（Ｑ２）は、高電位側の端子が第１一次コイル及び第２一次コイルのセンタタップとは反対側の端部であるスイッチ側端部（２３、２４）にそれぞれ接続され、低電位側の端子が低電位入力端に接続されてブリッジ回路の下アームを構成する。第１スイッチ及び第２スイッチは、所定のスイッチング周期（Ｔｓ）で交互に動作する。
第３スイッチ（Ｑ３）及び第４スイッチ（Ｑ４）は、一方の端子が第１一次コイル及び第２一次コイルのスイッチ側端部にそれぞれ接続されてブリッジ回路の上アームを構成する。第３スイッチ及び第４スイッチは、第１スイッチ及び第２スイッチと同じスイッチング周期で交互に動作する。
クランプコンデンサは、第３スイッチ及び第４スイッチの他方の端子と低電位入力端との間に接続される。

制御器は、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ及び第４スイッチからなるブリッジ回路スイッチについて、スイッチング周期に対する各ブリッジ回路スイッチのオン時間の比であるＤＵＴＹ比を算出し、各ブリッジ回路スイッチにゲート信号を出力する。
スイッチ電流センサは、ブリッジ回路スイッチを流れるスイッチ電流について、第１スイッチを流れる第１スイッチ電流（Ｉｑ１）及び第２スイッチを流れる第２スイッチ電流（Ｉｑ２）を検出する。又は、スイッチ電流センサは、第３スイッチを流れる第３スイッチ電流（Ｉｑ３）及び第４スイッチを流れる第４スイッチ電流（Ｉｑ４）を検出する。
入力電流センサ（７７、７８）は、高電位入力端から高電位ラインを経由してセンタタップに流れる入力電流（Ｉｉｎｖ）を検出する。

スイッチング周期における所定のタイミングでスイッチ電流センサにより検出された第１スイッチ電流と第２スイッチ電流との差、又は、第３スイッチ電流と第４スイッチ電流との差を「スイッチ電流差（ΔＩｑ）」とする。また、スイッチ電流の検出タイミングと同時に入力電流センサにより検出された入力電流の差を「入力電流差（ΔＩｉｎｖ）」とする。制御器は、入力電流差に「０より大きく１より小さい値である所定の狙い比率」を乗じた値にスイッチ電流差が近づくよう、ブリッジ回路スイッチのＤＵＴＹ比を調整する。好ましくは、狙い比率は「０．５」である。当該技術分野の技術常識に基づき実質的に０．５に等しいと認められる範囲の値は、「０．５」であるものと解釈される。

本発明は、第１一次コイル及び第２一次コイルの漏れインダクタンスのばらつきによる電流振幅の差が入力電流の差に現れることに着目する。そして、本発明は、入力電流差に狙い比率を乗じた値にスイッチ電流差が近づくよう、ブリッジ回路スイッチのＤＵＴＹ比を調整することで、偏磁電流、すなわち一次コイルの平均電流のアンバランスを抑制することができる。

アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いた電力変換装置の構成図。 アクティブクランプ式プッシュプル回路の動作例のタイムチャート。 （ａ）タイミングＡ〜Ｂの期間、（ｂ）タイミングＢ〜Ｃ及びＦ〜Ａの期間における電流経路を示す図。 （ｃ）タイミングＣ〜Ｄ及びＥ〜Ｆの期間、（ｄ）タイミングＤ〜Ｅの期間における電流経路を示す図。 偏磁現象を説明する図。 内部抵抗、オン時間のばらつき要因によるコイル電流の挙動を説明する図。 漏れインダクタンスのばらつき要因によるコイル電流の挙動を説明する図。 本実施形態による（ａ）コイル電流差、（ｂ）スイッチ電流差に基づく偏磁抑制制御の原理を説明する図。 スイッチオフ直前のタイミングに電流検出する構成を示す図。 スイッチ電流がピークとなるタイミングに電流検出する構成を示す図。 第１実施形態によるスイッチ電流センサの設置箇所を示す図。 第１実施形態の制御器によるＤＵＴＹ比調整を示す制御ブロック図。 第２実施形態の制御器によるＤＵＴＹ比調整を示す制御ブロック図。 第３実施形態の制御器によるＤＵＴＹ比調整を示す制御ブロック図。 第４実施形態によるスイッチ電流センサの設置箇所を示す図。 第５実施形態による入力電流センサの設置箇所を示す図。 上アームのスイッチ電流差により偏磁制御を行う構成を説明する図。 第６実施形態によるスイッチ電流センサの設置箇所を示す図。 第６実施形態の制御器によるＤＵＴＹ比調整を示す制御ブロック図。 第７実施形態によるスイッチ電流センサの設置箇所を示す図。

以下、電力変換装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。第１〜第７実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の電力変換装置は、トランスの一次側に入力される直流電力をプッシュプル回路のスイッチング動作により変換し、二次側に交流電力を出力するインバータである。例えば二次側に容量性の負荷が接続される場合、負荷に流れる出力電流が二次回路のＬＣ成分によって共振することで共振インバータが構成される。

［インバータの構成と動作］
最初に、本実施形態のインバータの構成及び動作について、図１〜図４を参照して説明する。図１では、後述する電流センサ配置を特定しない包括的なインバータの符号として「１００」を付す。また、包括的な制御器の符号として「４０」を付す。
図１に示すように、インバータ１００は、一端が共通のセンタタップ２５に接続された二つの一次コイル２１、２２、及び、二次コイル２６を含むトランス２０を備える。第１一次コイル２１、第２一次コイル２２のセンタタップ２５とは反対側の端部を、それぞれスイッチ側端部２３、２４と記す。

インバータ１００の高電位入力端１１及び低電位入力端１２は、直流電源としてのバッテリ１０の正極及び負極に接続され、バッテリ１０の入力電圧が印加される。例えば低電位入力端１２はグランド電位、すなわち接地状態であってもよい。
トランス２０のセンタタップ２５は、高電位ラインＰを介して高電位入力端１１に接続される。また、低電位入力端１２に接続される経路を低電位ラインＮと記す。低電位入力端１２が設置される構成では、低電位ラインＮをグランドラインと言い換えてもよい。

トランス２０の一次側には、平滑コンデンサＣ１、並びに、基本的なプッシュプル回路を構成する第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２が設けられている。
平滑コンデンサＣ１は、高電位入力端１１及び低電位入力端１２の間に接続され、バッテリ１０の入力電圧を平滑化する。平滑コンデンサＣ１は、高電位側電極１７及び低電位側電極１８を有し、比較的容量が大きい。

また、トランス２０の一次側には、本実施形態に特有の構成として、クランプコンデンサＣ２、並びに、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４が設けられている。本明細書では、この構成を「アクティブクランプ式プッシュプル回路」と呼ぶ。
第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は、ブリッジ回路の下アームを構成するため、「下アームスイッチＱ１、Ｑ２」ともいう。第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、ブリッジ回路の上アームを構成するため、「上アームスイッチＱ３、Ｑ４」ともいう。また、上下アームのスイッチを包括して「ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４」という。

ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４は、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成され、ゲート信号が入力されると、ドレイン−ソース間が通電する。また、ソースからドレインに向かう電流を許容するボディダイオードが付随されている。なお、スイッチとして、還流ダイオードが並列に接続されたＩＧＢＴ等を用いてもよく、その場合、端子の名称を、適宜、コレクタ、エミッタ等に読み替えて解釈すればよい。

第１スイッチＱ１は、ドレイン端子が第１一次コイル２１のスイッチ側端部２３に接続され、ソース端子が低電位入力端１２に接続される。
第２スイッチＱ２は、ドレイン端子が第２一次コイル２２のスイッチ側端部２４に接続され、ソース端子が低電位入力端１２に接続される。
第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は、図２等に参照される所定のスイッチング周期Ｔｓで交互に動作する。これにより、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２に、互いに逆向きの第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２が流れ、それに伴ってトランス２０の二次側に、方向が交番する出力電流Ｉｏが流れる。

第３スイッチＱ３は、ソース端子が第１一次コイル２１のスイッチ側端部２３、及び、第１スイッチＱ１のドレイン端子に接続される。
第４スイッチＱ４は、ソース端子が第２一次コイル２２のスイッチ側端部２４、及び、第２スイッチＱ２のドレイン端子に接続される。
第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２と同じスイッチング周期Ｔｓで交互に動作する。動作の詳細については後述する。

クランプコンデンサＣ２は、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４のドレイン端子と低電位入力端１２との間に接続される。クランプコンデンサＣ２は、高電位側電極２７及び低電位側電極２８を有し、平滑コンデンサＣ１の放電性能を補助し、リップル電流を低減する機能を有する。

トランス２０の二次側では、二次コイル２６の両端に、容量性の負荷Ｃ３の電極３１、３２が接続される。例えば容量性の負荷Ｃ３として、オゾン発生装置の放電リアクタ等が適用される。電極３２に接続される側の二次コイル２６の端部は、低電位ラインＮを経由して低電位入力端１２に接続されている。

高電位入力端１１から高電位ラインＰを経由してセンタタップ２５に流れる電流をインバータ入力電流Ｉｉｎｖといい、センタタップ２５に向かう方向の電流を正と定義する。以下、インバータ入力電流Ｉｉｎｖを単に「入力電流Ｉｉｎｖ」と記す。入力電流Ｉｉｎｖは、スイッチング周期Ｔｓにおいて周期的に変動する。
スイッチング周期Ｔｓの半周期毎に現れる入力電流Ｉｉｎｖの最大値と最小値との差、すなわち入力電流Ｉｉｎｖの振幅が、理論的な意味での入力電流差ΔＩｉｎｖである。一方、制御面からは、後述のように、「スイッチ電流の検出タイミングと同時に入力電流センサにより検出された入力電流の差」が入力電流差ΔＩｉｎｖと定義される。

また、第１スイッチＱ１−第４スイッチＱ４を流れる電流を、それぞれ、第１スイッチ電流Ｉｑ１−第４スイッチ電流Ｉｑ４といい、各スイッチのドレイン端子からソース端子に向かう方向の電流を正と定義する。また、第１スイッチ電流Ｉｑ１と第２スイッチ電流Ｉｑ２との差を「スイッチ電流差ΔＩｑ」という。入力電流差ΔＩｉｎｖ及びスイッチ電流差ΔＩｑの符号の定義等の詳細は後述する。
図１では、下アームスイッチＱ１、Ｑ２を流れる第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２を実線矢印で示し、上アームスイッチＱ３、Ｑ４を流れる第３スイッチ電流Ｉｑ３及び第４スイッチ電流Ｉｑ４を破線矢印で示す。

制御器４０は、「スイッチング周期Ｔｓに対する各ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のオン時間の比」であるＤＵＴＹ比を算出し、ＰＷＭ信号であるゲート信号を各ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４に出力する。制御器４０は、基本的な制御として、バッテリ１０の入力電圧や負荷の要求出力に基づく周知のフィードバック制御やフィードフォワード制御に基づき、ＤＵＴＹ比を算出する。

さらに本実施形態の制御器４０は、主に入力電流Ｉｉｎｖ、第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２の検出値に基づく入力電流差ΔＩｉｎｖ及びスイッチ電流差ΔＩｑの情報を用いてＤＵＴＹ比を調整する。なお、第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２の検出値に代えて、第３スイッチ電流Ｉｑ３及び第４スイッチ電流Ｉｑ４の検出値に基づいて得られるスイッチ電流差ΔＩｑの情報が用いられてもよい。
ＤＵＴＹ比を調整する技術的意義や具体的な調整方法については後述する。また、入力電流Ｉｉｎｖ及びスイッチ電流Ｉｑ１−Ｉｑ４を検出する電流センサの具体的な設置構成についても実施形態毎に後述する。

次に図２〜図４を参照し、アクティブクランプ式プッシュプル回路の動作概要について説明する。図１において、第１一次コイル２１を流れる電流を第１コイル電流ＩＬ１、第２一次コイル２２を流れる電流を第２コイル電流ＩＬ２とし、二次コイル２６を流れる電流を出力電流Ｉｏとする。第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２は、センタタップ２５からスイッチ側端部２３、２４に向かう方向を正と定義する。出力電流Ｉｏは、負荷Ｃ３の電極３１から二次コイル２６を通り電極３２に向かう方向を正と定義する。

図２のタイムチャートには、スイッチＱ１、Ｑ２の動作と第１コイル電流ＩＬ１、第２コイル電流ＩＬ２及び出力電流Ｉｏの変化との関係を示す。
ここで、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４がオンする第１期間Ｔ１と、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３がオンする第２期間Ｔ２とは交互に切り替わるものとし、デッドタイムは無視する。

なお、この例では第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２を検出し、第１コイル電流ＩＬ１と第２コイル電流ＩＬ２とが正の切替値Ｉ_SHIFTで等しくなるタイミングで各スイッチのオンオフを切り替えている。ただし、スイッチの切替タイミングは、これに限らない。第２コイル電流ＩＬ２が第１コイル電流ＩＬ１より大きいとき、出力電流Ｉｏは正となり、第１コイル電流ＩＬ１が第２コイル電流ＩＬ２より大きいとき、出力電流Ｉｏは負となる。

スイッチング周期Ｔｓにおいて、第１コイル電流ＩＬ１又は第２コイル電流ＩＬ２がゼロクロスするタイミング、及び、第１コイル電流ＩＬ１と第２コイル電流ＩＬ２とがクロスし等しくなるタイミングに記号Ａ〜Ｆを付す。
第１期間Ｔ１中のタイミングＡ、Ｂでは、それぞれ第２コイル電流ＩＬ２が正から負、負から正にゼロクロスする。第１期間Ｔ１から第２期間Ｔ２に移行するタイミングＣでは、増加する第２コイル電流ＩＬ２と減少する第１コイル電流ＩＬ１とがクロスする。
第２期間Ｔ２中のタイミングＤ、Ｅでは、それぞれ第１コイル電流ＩＬ１が正から負、負から正にゼロクロスする。第２期間Ｔ２から第１期間Ｔ１に移行するタイミングＦでは、増加する第１コイル電流ＩＬ１と減少する第２コイル電流ＩＬ２とがクロスする。

図３（ａ）、図３（ｂ）、図４（ｃ）、図４（ｄ）には、それぞれ各タイミング間における第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２の経路を示す。
平滑コンデンサＣ１及びクランプコンデンサＣ２において、低電位電極１８、２８から高電位電極１７、２７に向かう矢印は放電を意味し、高電位電極１７、２７から低電位電極１８、２８に向かう矢印は充電を意味する。
また、スイッチＱ１−Ｑ４を流れるスイッチ電流の向きについて、ドレインからソースに流れる向きを順方向、ソースからドレインに流れる向きを逆方向と記す。

図３（ａ）に示すタイミングＡ〜Ｂの期間には、正の第１コイル電流ＩＬ１は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第１一次コイル２１を通り、第１スイッチＱ１を順方向に流れる。負の第２コイル電流ＩＬ２は、クランプコンデンサＣ２から放電され、第４スイッチＱ４を順方向に流れて第２一次コイル２２及びセンタタップ２５を通り、平滑コンデンサＣ１に充電される。この期間には、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する第１コイル電流ＩＬ１が第１一次コイル２１を流れると共に、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する第２コイル電流ＩＬ２が第２一次コイル２２を流れる。

図３（ｂ）に示すタイミングＢ〜Ｃ及びＦ〜Ａの期間には、正の第１コイル電流ＩＬ１は、図３（ａ）と同じ経路を図３（ａ）と同じ向きに流れる。正の第２コイル電流ＩＬ２は、図３（ａ）と同じ経路を図３（ａ）とは逆向きに流れる。すなわち、正の第２コイル電流ＩＬ２は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第２一次コイル２２を通り、第４スイッチＱ４を逆方向に流れてクランプコンデンサＣ２に充電される。

図４（ｃ）に示すタイミングＣ〜Ｄ及びＥ〜Ｆの期間には、正の第２コイル電流ＩＬ２は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第２一次コイル２２を通り、第２スイッチＱ２を順方向に流れる。正の第１コイル電流ＩＬ１は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第１一次コイル２１を通り、第３スイッチＱ３を逆方向に流れてクランプコンデンサＣ２に充電される。

図４（ｄ）に示すタイミングＤ〜Ｅの期間には、正の第２コイル電流ＩＬ２は、図４（ｃ）と同じ経路を図４（ｃ）と同じ向きに流れる。負の第１コイル電流ＩＬ１は、図４（ｃ）と同じ経路を図４（ｃ）とは逆向きに流れる。すなわち、負の第１コイル電流ＩＬ１は、クランプコンデンサＣ２から放電され、第３スイッチＱ３を順方向に流れて第１一次コイル２１及びセンタタップ２５を通り、平滑コンデンサＣ１に充電される。この期間には、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する第２コイル電流ＩＬ２が第２一次コイル２２を流れると共に、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する第１コイル電流ＩＬ１が第１一次コイル２１を流れる。

平滑コンデンサＣ１及び下アームスイッチＱ１、Ｑ２のみにより構成される通常のプッシュプル回路を用いた共振インバータでは、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２に流す電流を主に平滑コンデンサＣ１から取り出している。したがって、平滑コンデンサＣ１の負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。
それに対しアクティブクランプ式のプッシュプル回路では、タイミングＡ〜Ｂ及びＤ〜Ｅの期間に、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する電流と、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する電流との両方が一次コイル２１、２２を流れる。そのため、平滑コンデンサＣ１による放電の負担が軽減され、リップル電流を低減することができる。

アクティブクランプ式プッシュプル回路では、下アームの第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は交互に同等に動作し、上アームの第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は交互に同等に動作する。また、クランプコンデンサＣ２による放電補助作用が生じるためには、少なくとも、第１スイッチＱ１のオン期間に第４スイッチＱ４がオンしており、第２スイッチＱ２のオン期間に第３スイッチＱ３がオンしていることが必要である。また、短絡防止のため、上下アーム対である第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３、及び、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４とが同時にオンすることが禁止される。

さらに、アクティブクランプ式のプッシュプル回路では、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との同時オン状態、又は、第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４との同時オン状態が発生すると、トランス２０の一次コイル２１、２２の間で磁束がキャンセルされる。すると、二次側へ電力が出力されず、一次側で大きな電流が流れてしまう。その事態を回避するため、下アーム同士の第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とが同時にオンすること、及び、上アーム同士の第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４とが同時にオンすることが禁止される。これにより、一次側に異常な電流が流れることが防止され、電力が二次側の負荷Ｃ３へ適切に出力される。

次に、一般にプッシュプル回路を用いた電力変換装置における偏磁電流の課題、及び、本実施形態による課題解決の原理について図５〜図８を参照して説明する。
まず、電界Ｈと磁束密度Ｂとの関係を示す図５を参照し、偏磁現象について説明する。電界Ｈは、コイル電流ＩＬと等価であると考えられる。トランス２０の一次コイル２１、２２に流れる第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２が均等である場合、電界Ｈと磁束密度Ｂとの特性線は、実線で示すように原点に対して対称に現れる。しかし、偏磁により第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２に不均衡が生じると、破線で示すように、電界Ｈと磁束密度Ｂとの特性線が片側にシフトする。仮に磁束密度Ｂが飽和磁束密度Ｂｍａｘ以上になると、インダクタンス（すなわち磁気抵抗）がゼロとなって短絡電流が生じ、最悪の場合、回路破壊に至るおそれがある。

偏磁を抑制するには、第１一次コイル２１と第２一次コイル２２との平均電流ＩＬ１ａｖｅ、ＩＬ２ａｖｅ、すなわち励磁電流の直流成分を等しくする必要がある。ところで、偏磁の発生要因には、電流経路の内部抵抗やブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のオン時間のばらつきによる要因（以下［要因１］）と、一次側漏れインダクタンスのばらつきによる要因（以下［要因２］）とがある。

図６に示すように、［要因１］の場合、第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２は電流振幅Ｉａ１、Ｉａ２が等しく、全体的にオフセットした関係にある。この場合、
第１コイル電流ＩＬ１及び第２コイル電流ＩＬ２のピーク値を合わせることで、コイル２１、２２間の平均電流ＩＬ１ａｖｅ、ＩＬ２ａｖｅの差をゼロにすることができる。したがって、例えば特許文献１（特開平５−６８３８１号公報）の従来技術により偏磁抑制制御が可能である。なお、図６〜図８における時間軸のｔ１１、ｔ２１、ｔ１２、ｔ２２は、後述の図９の図示と整合させるためのものであり、ここでの説明には用いられない。

一方、図７に示すように、［要因２］の場合、第１コイル電流ＩＬ１の電流振幅Ｉａ１と第２コイル電流ＩＬ２の電流振幅Ｉａ２とに振幅差ΔＩａ（＝Ｉａ１−Ｉａ２）が生じる。図７の例では、Ｉａ１＞Ｉａ２の関係にある。この場合、コイル電流ＩＬ１、ＩＬ２のピーク値を合わせても、コイル２１、２２間の平均電流ＩＬ１ａｖｅ、ＩＬ２ａｖｅの差をゼロにすることができない。

そこで本実施形態では、漏れインダクタンスのばらつきによる電流振幅の差ΔＩａが入力電流Ｉｉｎｖの振幅に現れる点に着目する。そして、図８（ａ）に示すように、本実施形態では、第２コイル電流ＩＬ２と第１コイル電流ＩＬ１とのピーク値の差ΔＩＬを入力電流差ΔＩｉｎｖの（１／２）にするように、すなわち式（１．１）を満たすように制御することを狙う。
ΔＩＬ＝ΔＩｉｎｖ／２ ・・・（１．１）
また、電流の符号が適宜設定されるものとし、絶対値を用いて式（１．２）のように表してもよい。
｜ＩＬ１−ＩＬ２｜＝｜ΔＩｉｎｖ｜／２ ・・・（１．２）

このように制御されることで、平均電流ＩＬ１ａｖｅ、ＩＬ２ａｖｅのアンバランスが抑制され、平均電流ＩＬ１ａｖｅ、ＩＬ２ａｖｅの差がゼロに近づく。
この制御では、スイッチＱ１−Ｑ４のオン時間のばらつき等による影響も入力電流Ｉｉｎｖに現れるものの、その影響は偏磁制御によりオン時間が調整されることで無くなる。一方、漏れインダクタンスのばらつきは、励磁電流の直流成分が無くなったとしても残り続けるため、偏磁制御に利用することができる。

また、図８（ｂ）に示すように、コイル電流ＩＬ１、ＩＬ２の差ΔＩＬに代えて、第１スイッチ電流Ｉｑ１と第２スイッチ電流Ｉｑ２との差であるスイッチ電流差ΔＩｑが入力電流差ΔＩｉｎｖの（１／２）になるように制御されてもよい。すなわち式（２．１）を満たすように制御されてもよい。
ΔＩｑ＝ΔＩｉｎｖ／２ ・・・（２．１）
また、電流の符号が適宜設定されるものとし、絶対値を用いて式（２．２）のように表してもよい。
｜Ｉｑ１−Ｉｑ２｜＝｜ΔＩｉｎｖ｜／２ ・・・（２．２）
例えば図１１に示すスイッチ電流センサ７５の設置構成を採用すれば、一つの電流センサで、第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２を検出することができる。

本実施形態では、式（２．１）を満たすように第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のＤＵＴＹ比を調整することで、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２の偏磁抑制を図る。ここで、式（２．１）を「ΔＩｑ＝０．５×ΔＩｉｎｖ」と書き換え、入力電流差ΔＩｉｎｖの係数「０．５」を「狙い比率α」と定義する。狙い比率αは、入力電流差ΔＩｉｎｖに対するスイッチ電流差ΔＩｑの比率である。なお、狙い比率αは正の値となるように、スイッチ電流差ΔＩｑ、入力電流差ΔＩｉｎｖの符号が定義される。本実施形態の制御器４０は、入力電流差ΔＩｉｎｖに狙い比率αを乗じた値にスイッチ電流差Ｉｑが近づくよう、ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のＤＵＴＹ比を調整する。

以下の実施形態では、狙い比率αが理想的に０．５であるものとして説明する。ただし実際の制御では、電流センサの検出誤差や制御機器の分解能等により狙い比率αが厳密な０．５となるとは限らない。そこで、狙い比率αの範囲は「０．５を中心とした領域」に拡張して解釈可能である。その場合、合理的な上下限として「０＜α＜１」の範囲が想定される。α＝０の場合、入力電流差ΔＩｉｎｖの情報が実質的に用いられない。α＝１の場合、図７の状態がそのまま維持されることに他ならない。そこで、本実施形態の技術的思想が反映されるには、少なくとも「０＜α＜１」の条件を満足することが必要である。狙い比率αを「０＜α＜１」の範囲で制御することにより、理想的に「α＝０．５」として制御した場合に準ずる偏磁抑制効果が実現される。

次に、スイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２及び入力電流Ｉｉｎｖの検出タイミングについて、図９、図１０を参照して説明する。図９、図１０には、上から順に、第１、第２スイッチＱ１、Ｑ２のゲート信号、第１、第２スイッチ信号Ｉｑ１、Ｉｑ２、入力電流Ｉｉｎｖ、及び、第３、第４スイッチ信号Ｉｑ３、Ｉｑ４の時間変化が示される。

この例では、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４のＤＵＴＹ比、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３のＤＵＴＹ比はいずれも同等に設定される。第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４のオン期間中、第１スイッチ信号Ｉｑ１及び第４スイッチ信号Ｉｑ４は共に漸増する。また、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３のオン期間中、第２スイッチ信号Ｉｑ２及び第３スイッチ信号Ｉｑ３は共に漸増する。なお、ゲート信号の破線は、各スイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比が最大５０％である状態を参考に表したものである。また、図９、図１０の説明では、スイッチ電流センサ及び入力電流センサの符号として、図１１に示す第１実施形態のセンサ配置によるスイッチ電流センサ７５、及び、入力電流センサ７７の符号を用いる。

図９に示す構成では、各スイッチＱ１、Ｑ２のオフ直前、すなわち各スイッチＱ１、Ｑ２のオフタイミングに対し所定の微小時間ΔＴ前のタイミングに、スイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２及び入力電流Ｉｉｎｖが検出される。所定の微小時間ΔＴは、例えばスイッチング周期Ｔｓの１０分の１程度の時間に設定される。図９において詳しくは、タイミングｔ１１、ｔ２１に、スイッチ電流センサ７５により第１スイッチ電流Ｉｑ１が検出されると同時に、入力電流センサ７７により入力電流Ｉｉｎｖ１が検出される。また、タイミングｔ１２、ｔ２２に、スイッチ電流センサ７５により第２スイッチ電流Ｉｑ２が検出されると同時に、入力電流センサ７７により入力電流Ｉｉｎｖ２が検出される。

仮に各スイッチＱ１、Ｑ２のオフタイミングと同時に電流を検出すると、スイッチングノイズの影響を受けるおそれがある。そこで、オフタイミングに対し所定の微小時間ΔＴ前のタイミングに電流を検出することで、スイッチングノイズの影響を回避することができる。ここで、入力電流Ｉｉｎｖ１は入力電流Ｉｉｎｖのほぼ最小値に相当し、入力電流Ｉｉｎｖ２は入力電流Ｉｉｎｖのほぼ最大値に相当するため、入力電流差ΔＩｉｎｖは、ほぼ入力電流Ｉｉｎｖの振幅に一致する。なお、図９のタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ２１、ｔ２２は、上述の図６〜図８にも反映される。

一方、図１０に示す構成では、スイッチ電流センサ７５はスイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２がピークとなるタイミングにスイッチ電流を検出する。そして、スイッチ電流センサ７５により第１スイッチ電流Ｉｑ１が検出されるタイミングｔ１３、ｔ１４と同時に、入力電流センサ７７により入力電流Ｉｉｎｖ１が検出される。また、スイッチ電流センサ７５により第２スイッチ電流Ｉｑ２が検出されるタイミングｔ２３、ｔ２４と同時に、入力電流センサ７７により入力電流Ｉｉｎｖ２が検出される。この構成では、ＤＵＴＹ比の変動によらず、スイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２のピーク値を安定して検出することができる。

次に、インバータ１００におけるスイッチ電流センサ及び入力電流センサの設置箇所、又は、制御器４０によるＤＵＴＹ比調整の具体的構成について、実施形態毎に説明する。電流センサの設置箇所に関する実施形態については、インバータの符号として、１０に続く３桁目に実施形態の番号（１、４、５、６、７）を付す。また、ＤＵＴＹ比調整に関する実施形態については、制御器の符号として、４０に続く３桁目に実施形態の番号（１、２、３、６）を付す。

（第１実施形態）
第１実施形態のインバータ１０１における電流センサの設置箇所について図１１を参照する。各実施形態のインバータの図では、図１において制御器４０に入力される入力電圧及び要求出力の図示を省略する。
図１１に示すように、第１実施形態のインバータ１０１は、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のソース端子の接続点と、クランプコンデンサＣ２の低電位電極２８との間に、スイッチ電流センサ７５が設置されている。スイッチ電流センサ７５は、スイッチング周期Ｔｓの半周期毎に第１スイッチ電流Ｉｑ１及び第２スイッチ電流Ｉｑ２を交互に検出する。これにより、第４実施形態に比べ電流センサを一つ削減可能であり、また、二つの電流センサ間でのオフセット誤差の影響を回避することができる。
入力電流センサ７７は、トランス２０のセンタタップ２５と平滑コンデンサＣ１との間の高電位ラインＰに設置される。

第１実施形態の制御器４０１によるＤＵＴＹ比調整の構成について図１２を参照する。
制御器４０１は、スイッチ電流差算出器４１、入力電流差算出器４２、狙い比率乗算器４３、偏差算出器４４、ＰＩ制御器４５、第１スイッチＤＵＴＹ比調整器４７及び第２スイッチＤＵＴＹ比調整器４８を含む。
スイッチ電流差算出器４１は、第１スイッチ電流Ｉｑ１から第２スイッチ電流Ｉｑ２を減じたスイッチ電流差ΔＩｑを算出する。入力電流差算出器４２は、第１スイッチ電流Ｉｑ１と同時に検出された入力電流Ｉｉｎｖ１から、第２スイッチ電流Ｉｑ２と同時に検出された入力電流Ｉｉｎｖ２を減じた入力電流差ΔＩｉｎｖを算出する。狙い比率乗算器４３は、入力電流差ΔＩｉｎｖに狙い比率αである「０．５」を乗ずる。

偏差算出器４４は、スイッチ電流差ΔＩｑと、入力電流差ΔＩｉｎｖに０．５を乗じた値との偏差を算出する。ＰＩ制御器４５は、その差がゼロに近づくようにＰＩ制御によって調整ＤＵＴＹ比を算出する。
第１スイッチＤＵＴＹ比調整器４７は、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比を減じた値を第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４に出力する。第２スイッチＤＵＴＹ比調整器４８は、ＤＵＴＹ比算出値に調整ＤＵＴＹ比を加えた値を第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３に出力する。例えば第１スイッチ電流Ｉｑ１が第２スイッチ電流Ｉｑ２より大きく（すなわちΔＩｑ＞０）、調整ＤＵＴＹ比が正の場合、第１スイッチＱ１のＤＵＴＹ比は減少し、第２スイッチＱ２のＤＵＴＹ比は増加するように調整される。

ここで、ＤＵＴＹ比算出値は、フィードバック制御もしくはフィードフォワード制御によって算出された値、又は、固定値でもよい。また、調整されたＤＵＴＹ比は、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２にのみ出力され、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、調整前のＤＵＴＹ比算出値を用いて駆動されてもよい。つまり、制御器４０１は、下アームスイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比のみを調整してもよい。
第１実施形態の制御器４０１は、下アームスイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比をそれぞれ増加又は減少させることにより、偏磁電流をゼロにすることができる。

次に、第１実施形態に対し、制御器によるブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のＤＵＴＹ比調整に係る構成が異なる第２、第３実施形態について、図１３、図１４を参照して説明する。なお、以下に説明する以外の注記事項は、第１実施形態と共通である。
（第２実施形態）
図１３に示す第２実施形態の制御器４０２は、第１スイッチＱ１又は第２スイッチＱ２のうちいずれか一方のＤＵＴＹ比を増加又は減少させる。図１３の例では、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の組に対してのみ、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比が減算された値が出力される。一方、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の組に対してはＤＵＴＹ比算出値がそのまま出力される。つまり、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の一方の組のみのＤＵＴＹ比が調整される。図１３の例とは逆に、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の組のみのＤＵＴＹ比が調整されてもよい。第２実施形態では、片方の組のみのスイッチのＤＵＴＹ比を調整すればよいため、制御が簡易になる。

（第３実施形態）
図１４に示す第３実施形態の制御器４０３は、第１スイッチＱ１又は第２スイッチＱ２のうちスイッチ電流が大きい方のスイッチを判定する大電流スイッチ判定部４６をさらに備える。制御器４０３は、大電流スイッチ判定部４６によって判定された、スイッチ電流が大きい方のスイッチのＤＵＴＹ比を減少させる。ここで、ＰＩ制御器４５が演算した調整ＤＵＴＹ比は絶対値、すなわち０または正の値として出力される。
大電流スイッチ判定部４６は、スイッチ電流差ΔＩｑが０より大きいか否か判定する。
ΔＩｑ＞０（すなわち、Ｉｑ１＞Ｉｑ２）のとき、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の組に対し、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比が減算された値が出力される。
ΔＩｑ≦０（すなわち、Ｉｑ１≦Ｉｑ２）のとき、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の組に対し、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比が減算された値が出力される。
第３実施形態では、常にＤＵＴＹ比を減らす側に調整するため、デッドタイム増加側の変更となり、安全性が確保される。

次に、第１実施形態に対し、スイッチ電流センサ又は入力電流センサの設置箇所が異なる第４、第５実施形態について、図１５、図１６を参照して説明する。
（第４実施形態）
図１５に示すように、第４実施形態のインバータ１０４は、第１スイッチＱ１のソース側、及び、第２スイッチＱ２のソース側に、それぞれ、スイッチ電流センサ７１、７２が設置されている。スイッチ電流センサ７１は第１スイッチ電流センサＩｑ１を検出し、スイッチ電流センサ７２は第２スイッチ電流センサＩｑ２を検出する。なお、各スイッチＱ１、Ｑ２のソース側でなくドレイン側にスイッチ電流センサを設置してもよい。
第４実施形態では、個別に検出されたスイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２に基づき、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２の故障検出を兼ねることができる。

（第５実施形態）
図１６に示すように、第５実施形態のインバータ１０５は、クランプコンデンサＣ２の低電位電極２８と低電位入力端１２との間に、入力電流センサ７８が設置されている。この構成ではグランド電位での電流検出が可能であるため、入力電流センサ７８は、ハイサイドの検出が不要であり、ローサイドタイプのセンサを用いることができる。
なお、図１６に例示した第１実施形態のスイッチ電流センサ７５に限らず、どの箇所に設置されるスイッチ電流センサと入力電流センサ７８とが組み合わされてもよい。

（第６実施形態）
第６実施形態について、図１７〜図１９を参照して説明する。
実質的に図８（ａ）と同一である図１７において、第１コイル電流ＩＬ１の正側のピークは第１スイッチ電流Ｉｑ１のピークに相当し、負側のピークは第３スイッチ電流Ｉｑ３のピークに相当する。第２コイル電流ＩＬ２の正側のピークは第２スイッチ電流Ｉｑ２のピークに相当し、負側のピークは第４スイッチ電流Ｉｑ４のピークに相当する。ここで、第３スイッチ電流Ｉｑ３及び第４スイッチ電流Ｉｑ４は、コイル電流ＩＬ１、ＩＬ２の負方向、すなわち図１７の下向きが正となる。したがって、偏磁が抑制された段階では、式（３．１）が成り立つ。
Ｉｑ１−Ｉｑ２＝Ｉｑ３−Ｉｑ４ ・・・（３．１）
また、電流の符号が適宜設定されるものとし、絶対値を用いて式（３．２）のように表してもよい。
｜Ｉｑ１−Ｉｑ２｜＝｜Ｉｑ３−Ｉｑ４｜ ・・・（３．２）

第６実施形態では、この関係に基づき、下アームの第１、第２スイッチ電流Ｉｑ１、Ｉｑ２を検出することに代えて、上アームの第３、第４スイッチ電流Ｉｑ３、Ｉｑ４を検出し、その差（Ｉｑ３−Ｉｑ４）に基づいてスイッチ電流差ΔＩｑを算出する。

図１８に示すように、第６実施形態のインバータ１０６は、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４のドレイン端子の接続点と、クランプコンデンサＣ２の高電位電極２７との間に、スイッチ電流センサ７６が設置されている。スイッチ電流センサ７６は、スイッチング周期Ｔｓの半周期毎に第３スイッチ電流Ｉｑ３及び第４スイッチ電流Ｉｑ４を交互に検出する。これにより、第７実施形態に比べ電流センサを一つ削減可能であり、また、二つの電流センサ間でのオフセット誤差の影響を回避することができる。さらに、クランプコンデンサＣ２に流れる電流の検出を兼ねることができる。

図１９に、第３実施形態に準じて、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のうちスイッチ電流の大きい方のスイッチのＤＵＴＹ比のみを調整する制御器４０６の構成を示す。第３実施形態の図１４に対し第６実施形態の図１９では、制御器４０６への入力が第３スイッチ電流Ｉｑ３、第４スイッチ電流Ｉｑ４、及び、スイッチ電流Ｉｑ３、Ｉｑ４と同じタイミングで検出された入力電流Ｉｉｎｖ３、Ｉｉｎｖ４となる。入力電流差算出器４２における加減算の符号は図１４と逆であり、（Ｉｉｎｖ４−Ｉｉｎｖ３）が算出される。

大電流スイッチ判定部４６は、スイッチ電流差ΔＩｑが０より大きいか否か判定する。
ΔＩｑ＞０（すなわち、Ｉｑ３＞Ｉｑ４）のとき、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の組に対し、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比が減算された値が出力される。
ΔＩｑ≦０（すなわち、Ｉｑ３≦Ｉｑ４）のとき、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の組に対し、ＤＵＴＹ比算出値から調整ＤＵＴＹ比が減算された値が出力される。

（第７実施形態）
図２０に示すように、第７実施形態のインバータ１０７は、第３スイッチＱ３のドレイン側、及び、第４スイッチＱ４のドレイン側に、それぞれ、スイッチ電流センサ７３、７４が設置されている。スイッチ電流センサ７３は第３スイッチ電流Ｉｑ３を検出し、スイッチ電流センサ７４は第４スイッチ電流Ｉｑ４を検出する。なお、各スイッチＱ３、Ｑ４のドレイン側でなくソース側にスイッチ電流センサを設置してもよい。
第４実施形態と同様に第７実施形態では、個別に検出されたスイッチ電流Ｉｑ３、Ｉｑ４に基づき、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４の故障検出を兼ねることができる。

（その他の実施形態）
上述の説明では、実際の制御で適用可能な狙い比率αの値として、理想的な０．５に対し「０＜α＜１」の範囲に拡張して解釈可能であることが提言されている。より好ましくは、実際のインバータの仕様に基づく実験やシミュレーションにより狙い比率αと偏磁電流ΔＩＬとの相関を求めてもよい。それにより、例えば「０．３≦α≦０．７」或いは「０．４≦α≦０．６」というような範囲を適宜設定してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１００（１０１、１０４−１０７）・・・インバータ（電力変換装置）、
１０・・・バッテリ（直流電源）、
１１・・・高電位入力端、 １２・・・低電位入力端、
２０・・・トランス、 ２１・・・第１一次コイル、 ２２・・・第２一次コイル、
２３、２４・・・スイッチ側端部、 ２５・・・センタタップ、
２６・・・二次コイル、
４０（４０１−４０３、４０６）・・・制御器、
７１−７６・・・スイッチ電流センサ、 ７７、７８・・・入力電流センサ、
Ｃ１・・・平滑コンデンサ、 Ｃ２・・・クランプコンデンサ、
Ｑ１−Ｑ４・・・第１−第４スイッチ（ブリッジ回路スイッチ）。

Claims (9)

1. 直流電源（１０）の入力電圧が印加される高電位入力端（１１）及び低電位入力端（１２）の間に接続される平滑コンデンサ（Ｃ１）と、
   前記高電位入力端に接続された共通のセンタタップ（２５）に一端が接続され、トランス（２０）の一次側を構成する第１一次コイル（２１）及び第２一次コイル（２２）と、
   前記トランスの二次側を構成し、負荷（Ｃ３）が接続される二次コイル（２６）と、
   高電位側の端子が前記第１一次コイル及び前記第２一次コイルの前記センタタップとは反対側の端部であるスイッチ側端部（２３、２４）にそれぞれ接続され、低電位側の端子が前記低電位入力端に接続されてブリッジ回路の下アームを構成し、所定のスイッチング周期（Ｔｓ）で交互に動作する第１スイッチ（Ｑ１）及び第２スイッチ（Ｑ２）と、
   一方の端子が前記第１一次コイル及び前記第２一次コイルの前記スイッチ側端部にそれぞれ接続されてブリッジ回路の上アームを構成し、前記スイッチング周期で交互に動作する第３スイッチ（Ｑ３）及び第４スイッチ（Ｑ４）と、
   前記第３スイッチ及び第４スイッチの他方の端子と前記低電位入力端との間に接続されるクランプコンデンサ（Ｃ２）と、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチからなるブリッジ回路スイッチについて、前記スイッチング周期に対する各前記ブリッジ回路スイッチのオン時間の比であるＤＵＴＹ比を算出し、各前記ブリッジ回路スイッチにゲート信号を出力する制御器（４０）と、
   前記ブリッジ回路スイッチを流れるスイッチ電流について、前記第１スイッチを流れる第１スイッチ電流（Ｉｑ１）及び前記第２スイッチを流れる第２スイッチ電流（Ｉｑ２）を検出し、又は、前記第３スイッチを流れる第３スイッチ電流（Ｉｑ３）及び前記第４スイッチを流れる第４スイッチ電流（Ｉｑ４）を検出するスイッチ電流センサ（７１−７６）と、
   前記高電位入力端から高電位ラインを経由して前記センタタップに流れる入力電流（Ｉｉｎｖ）を検出する入力電流センサ（７７、７８）と、
   を備え、
   前記スイッチング周期における所定のタイミングで前記スイッチ電流センサにより検出された前記第１スイッチ電流と前記第２スイッチ電流との差、又は、前記第３スイッチ電流と前記第４スイッチ電流との差をスイッチ電流差（ΔＩｑ）とし、
   前記スイッチ電流の検出タイミングと同時に前記入力電流センサにより検出された入力電流の差を入力電流差（ΔＩｉｎｖ）とすると、
   前記制御器は、前記入力電流差に０より大きく１より小さい値である所定の狙い比率を乗じた値に前記スイッチ電流差が近づくよう、前記ブリッジ回路スイッチのＤＵＴＹ比を調整する電力変換装置。
2. 前記狙い比率は０．５である請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御器（４０１）は、前記入力電流差に前記狙い比率を乗じた値に前記スイッチ電流差が近づくよう、前記第１スイッチ及び第２スイッチのＤＵＴＹ比をそれぞれ増加又は減少させる請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御器（４０２）は、前記入力電流差に前記狙い比率を乗じた値に前記スイッチ電流差が近づくよう、前記第１スイッチ又は第２スイッチのうちいずれか一方のＤＵＴＹ比を増加又は減少させる請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記制御器（４０３）は、前記入力電流差に前記狙い比率を乗じた値に前記スイッチ電流差が近づくよう、前記第１スイッチ又は第２スイッチのうち前記スイッチ電流が大きい方のスイッチのＤＵＴＹ比を減少させる請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチ電流センサは、前記第１スイッチ及び第２スイッチ、又は、前記第３スイッチ及び第４スイッチのオフタイミングに対し所定の微小時間前のタイミングに前記スイッチ電流を検出する請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチ電流センサは、前記スイッチ電流がピークとなるタイミングに前記スイッチ電流を検出する請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記スイッチ電流センサ（７５）は、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのソース端子の接続点と前記クランプコンデンサの低電位電極（２８）との間に設置される請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記入力電流センサ（７７）は、前記センタタップと前記平滑コンデンサとの間の前記高電位ラインに設置される請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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