JP2018164326A - 共振インバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつ出力電流を効率的に共振させることができる共振インバータを提供すること。【解決手段】プッシュプル回路１１に、第１補助スイッチ４ａと第２補助スイッチ４ｂと補助コンデンサＣ2とを備える共振タンク回路１２と、制御部５を設けてある。制御部５は、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂを同時にオンする第１期間Ｔ1と、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａを同時にオンする第２期間Ｔ2とを切り替える。これにより、出力電流ＩOを共振させる。制御部５は、第１コイル部２１ａに流れる第１電流Ｉ1と、第２コイル部２１に流れる第２電流Ｉ2との差ΔＩが、予め定められた値ＩTH以下になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを切り替える。【選択図】図１

Description

本発明は、プッシュプル回路を用いた共振インバータに関する。
従来から、プッシュプル回路を用いた共振インバータが知られている（図２７、図２８参照）。上記プッシュプル回路は、直流電源の電圧を平滑化する平滑コンデンサと、トランスと、第１メインスイッチと第２メインスイッチとの一対のメインスイッチとを備える。トランスの二次コイルは、負荷容量に接続している。また、トランスの一次コイルにはセンタタップが設けられている。このセンタタップにより、一次コイルを第１コイル部と第２コイル部とに区画してある。
センタタップは、平滑コンデンサの正極端子に接続している。また、第１コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端子と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第１メインスイッチが設けられている。さらに、第２コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端子と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第２メインスイッチが設けられている。上記共振インバータは、第１メインスイッチと第２メインスイッチとを交互にオンオフさせることにより、一次コイルに交流電流を流し、これにより、二次コイルに出力電流を発生させている。また、上記共振インバータでは、第１メインスイッチ及び第２メインスイッチを、出力電流と同期するように、オンオフ動作させている。これにより、出力電流を効率的に共振させ、高い電力を出力できるよう構成してある。
上記共振インバータでは、以下の方法により、メインスイッチのオンオフ動作を、出力電流と同期させている。すなわち、出力電流が共振すると、出力電流が０になる瞬間がある。このとき、第１コイル部に流れる電流（以下、第１電流とも記す）、又は第２コイル部に流れる電流（以下、第２電流とも記す）は０になる。そのため、電流センサを用いてこれらの電流を測定し、この測定値が０になる瞬間、すなわちゼロクロスになるタイミングで、メインスイッチを切り替える。このようにすると、メインスイッチのオンオフ動作を、出力電流と同期させることができ、出力電流を効率的に共振させることが可能になる（下記特許文献１参照）。
しかしながら、上記共振インバータは、第１コイル部及び第２コイル部に流す電流を、主に上記平滑コンデンサから取り出しているため、平滑コンデンサの負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。そのため、大きなリップル電流を流せるように、平滑コンデンサを大型化する必要があった。
近年、共振インバータの平滑コンデンサを小型化する研究が進められている。例えば、上記プッシュプル回路に、後述する共振タンク回路を設けることが検討されている。これにより、平滑コンデンサのリップル電流を低減し、平滑コンデンサを小型化することが検討されている。
特開２０１０−２８３９９８号公報
しかしながら、本発明者らが検討した結果、共振タンク回路を設けると、出力電流が０になる瞬間に、上記第１電流または第２電流が０にならないことが分かった。そのため、従来のように、第１電流又は第２電流がゼロクロスになった瞬間にメインスイッチを切り替える方法を採用できないことが分かった。したがって、共振タンク回路を設けることにより、平滑コンデンサのリップル電流を低減できるようにした共振インバータにおいて、出力電流を効率的に共振できるようにすることが望まれている。
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつ出力電流を効率的に共振させることができる共振インバータを提供しようとするものである。
本発明の一態様は、プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷容量（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１ａ）と第２コイル部（２１ｂ）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３ａ）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３ｂ）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４ａ）と、第２補助スイッチ（４ｂ）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御し、
上記制御部は、上記第１メインスイッチ及び上記第２補助スイッチを両方ともオンする第１期間（Ｔ1）と、上記第２メインスイッチ及び上記第１補助スイッチを両方ともオンする第２期間（Ｔ2）とを交互に切り替えることにより、上記二次コイル及び上記負荷容量に流れる出力電流（ＩO）を共振させるよう構成され、
上記制御部は、上記第１コイル部に流れる電流である第１電流（Ｉ1）と、上記第２コイル部に流れる電流である第２電流（Ｉ2）との差（ΔＩ）が、予め定められた値（ＩTH）以下になったときに、上記第１期間と上記第２期間とを切り替えるよう構成されている、共振インバータにある。
上記共振インバータにおいては、プッシュプル回路に、上記共振タンク回路を設けてある。
そのため、後述するように、平滑コンデンサが放電して発生した電流と、共振タンク回路に含まれる補助コンデンサが放電して発生した電流とが、それぞれ一次コイルに流れる期間が発生する。そのため、平滑コンデンサの負担を減らすことができ、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる。特にこの期間は、後述するように、補助コンデンサの放電により発生した電流が、平滑コンデンサを充電する向きに流れる。したがって、平滑コンデンサが大きく放電しなくてもすむようになり、平滑コンデンサのリップル電流を大幅に低減できる。そのため、平滑コンデンサを小型化できる。
また、共振タンク回路を設けると、後述するように、上記第１電流と第２電流の値が等しくなったときに、出力電流が０になる。そのため、本形態では、第１電流と第２電流との差が予め定められた値より小さくなったとき、すなわちこれらの電流の値が殆ど等しくなったときに、スイッチを切り替えている。そのため、スイッチと出力電流とを同期させることができ、出力電流を効率的に共振させることができる。
以上のごとく、上記態様によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつ出力電流を効率的に共振させることができる共振インバータを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1〜ｔ2に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2〜ｔ3に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3〜ｔ4に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ4に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ5に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6〜ｔ7に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ7に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8〜ｔ1に対応する図。 実施形態１における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図。 実施形態１における、出力電力と駆動周波数の関係を表したグラフ。 実施形態１における、制御部のフローチャート。 実施形態１における、結合モードの説明図。 実施形態１における、ノーマルモードの説明図。 実施形態１における、結合モードが生じる理由の説明図。 実施形態１における、ノーマルモードが生じる理由の説明図。 実施形態１における、制御部の、図１６とは別のフローチャート。 実施形態２における、共振インバータの回路図。 実施形態２における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1との波形図。 実施形態３における、トランスが偏磁しており、かつスイッチのデューティーを調節する前の状態での、第１電流Ｉ1等の波形図。 実施形態３における、トランスが偏磁しており、かつスイッチのデューティーを調節した後の状態での、第１電流Ｉ1等の波形図。 実施形態３における、制御部のフローチャート。 比較形態１における、第１メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。 比較形態１における、第２メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。 比較形態１における、第１メインスイッチのソースドレイン間電圧ＶSDと、第１電流Ｉ1の波形図。 比較形態２における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図であって、図１５のＢ点に対応する図。 比較形態２における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図であって、図１５のＣ点に対応する図。
（実施形態１）
上記共振インバータに係る実施形態について、図１〜図２１を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、プッシュプル回路１１と、共振タンク回路１２と、制御部５とを備える。プッシュプル回路１１は、平滑コンデンサＣ1と、トランス２と、第１メインスイッチ３ａと、第２メインスイッチ３ｂとを有する。
平滑コンデンサＣ1は、直流電源１０の電圧を平滑化するために設けられている。トランス２は、一次コイル２１と二次コイル２２とを備える。一次コイル２１にはセンタタップ２３が設けられており、このセンタタップ２３により、一次コイル２１を、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとに区画してある。センタタップ２３は、平滑コンデンサＣ1の正極端子１３に接続している。また、二次コイル２２は、負荷容量Ｃ3に接続している。
第１メインスイッチ３ａは、第１コイル部２１ａの、センタタップ２３とは反対側の端子２１１と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。また、第２メインスイッチ３ｂは、第２コイル部２１ｂの、センタタップ２３とは反対側の端子２１２と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。
共振タンク回路１２は、第１補助スイッチ４ａと、第２補助スイッチ４ｂと、補助コンデンサＣ2とを備える。補助コンデンサＣ2の第１の端子１５は、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４に接続している。第１補助スイッチ４ａは、第１コイル部２１ａと第１メインスイッチ３ａとの接続点１７と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。第２補助スイッチ４ｂは、第２コイル部２１ｂと第２メインスイッチ３ｂとの接続点１８と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。
制御部５は、第１メインスイッチ３ａと、第２メインスイッチ３ｂと、第１補助スイッチ４ａと、第２補助スイッチ４ｂとのオンオフ動作を制御する。制御部５は、第１期間Ｔ1（図１参照）と第２期間Ｔ2（図６参照）とを切り替える。第１期間Ｔ1では、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂを両方ともオンし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオフする。第２期間Ｔ2では、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａを両方ともオンし、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオフする。
制御部５は、上記第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替える。これにより、二次コイル２２および負荷容量Ｃ3を流れる出力電流ＩOを共振させるよう構成されている。
本形態の制御部５は、第１コイル部２１ａを流れる電流である第１電流Ｉ1と、第２コイル部２１を流れる電流である第２電流Ｉ2とが等しくなったとき、すなわちこれらの電流の差ΔＩ（＝｜Ｉ1−Ｉ2｜）が０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを切り替えるよう構成されている。
本形態の共振インバータ１は、車両に搭載するための、車載用共振インバータである。負荷容量Ｃ3は、オゾンを発生するための放電リアクタである。本形態では、共振インバータ１を用いて放電リアクタに高い電圧を加え、オゾンを発生させている。このオゾンを用いて、車両の排ガスを改質するよう構成されている。
次に、共振インバータ１の構成および動作について、より詳細に説明する。図１に示すごとく、本形態では、メインスイッチ３（３ａ，３ｂ）及び補助スイッチ４（４ａ，４ｂ）として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。個々のＭＯＳＦＥＴには、ボディダイオードが逆並列接続している。また、本形態では、共振インバータ１に、第１電流センサ６１及び第２電流センサ６２を設けている。第１電流センサ６１は、第１コイル部２１ａを流れる電流（すなわち第１電流Ｉ1）を測定する。また、第２電流センサ６２は、第２コイル部２１ｂを流れる電流（すなわち第２電流Ｉ2）を測定する。
制御部５は、第１電流センサ６１による第１電流Ｉ1の測定値と、第２電流センサ６２による第２電流Ｉ2の測定値とが互いに等しくなったとき、すなわち上記値ΔＩが０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2との切り替えを行う。制御部５には、駆動回路１９が接続している。この駆動回路１９を用いて、各スイッチのゲートに電圧を加え、スイッチング動作させている。
図１４に、第１メインスイッチ３ａのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ２３を流れる電流（センタタップ電流ＩC）と、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図を示す。上述したように、本形態では、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替えている。これに伴って、各電流ＩO、ＩC、Ｉ1、Ｉ2が図１４に示すように変化する。
第１期間Ｔ1では、第１電流Ｉ1の方が、第２電流Ｉ2よりも多く流れる。また、第２期間Ｔ2では、第２電流Ｉ2の方が、第１電流Ｉ1よりも多く流れる。なお、図１４の波形図では、センタタップ２３から第１部分２１ａ又は第２部分２１ｂに電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込む場合を正とし、センタタップ２３側に電流Ｉ1，Ｉ2が流れる場合を負としてある（図１参照）。
以下、図１４の波形図を、図１〜図１３を参照しつつ説明する。図１４に示すごとく、第１期間Ｔ1が始まると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ1において、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は極値になる。時刻ｔ1における回路図を図１に示す。同図に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、第１コイル部２１ａを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１ｂを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れる。そのため、第２電流Ｉ2は負の値になっている。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、トランス２の一次コイル２１全体に流れる、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2の向きが等しくなっている。そのため、一次コイル２１全体に大きな電流が流れ、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが発生する。時刻ｔ1において、出力電流ＩOは極値となる。
図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３、第１コイル部２１ａ、第１メインスイッチ３ａを流れ、さらに平滑コンデンサＣ1を通って、再びセンタタップ２３に戻るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１ｂ、センタタップ２３、平滑コンデンサＣ1、補助コンデンサＣ2、第２補助スイッチ４ｂを通過するループを流れる。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣ1の放電より発生し、第２電流Ｉ2は、補助コンデンサＣ2の放電により発生する。第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。
このように本発明では、平滑コンデンサＣ1の放電により発生する電流（第１電流Ｉ1）と、補助コンデンサＣ2の放電により発生する電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間（図１４の期間ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が生じるよう構成してある。これにより、平滑コンデンサＣ1の負担を減らし、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減している。特にこの期間は、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。
なお、共振インバータ１には、トランス２の一次コイル２１全体を流れる電流も発生するが、この電流は図１〜図１３において、簡略化のため、図示を省略する。
図１４に示すごとく、時刻ｔ1を過ぎると、第１電流Ｉ1は減少し、第２電流Ｉ2は増加する。図２に示すごとく、時刻ｔ1〜ｔ2では、図１と比べて、流れる電流Ｉ1，Ｉ2の量が少なくなっている。そのため、出力電流ＩOも減少する。
図１４、図３に示すごとく、時刻ｔ2において、第２電流Ｉ2は瞬間的に０になる。このとき、一次コイル２１には、第１電流Ｉ1のみが流れる。そのため、第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
時刻ｔ2を経過した後も、図１４に示すごとく、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2は正の値になる。すなわち、図４に示すごとく、第２電流Ｉ2が、センタタップ２３から端部２１２へ向かう方向に流れる。時刻ｔ2〜ｔ3では、第２電流Ｉ2によって、補助コンデンサＣ2が充電される。
時刻ｔ2〜ｔ3では、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そして図１４に示すごとく、時刻ｔ3において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との値が等しくなる。このとき、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は、両方とも、センタタップ２３から端部２１１，２１２へ向かう方向へ流れ、その大きさは互いに等しい。また、図５に示すごとく、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとは、互いに極性が逆になっている。そのため、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとに、センタタップ２３から大きさが等しい電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込むと、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって生じた磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。そのため、時刻ｔ3では、出力電流ＩOが０になる。
また、時刻ｔ3では、スイッチ３，４の切り替えが行われる。すなわち、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオフし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオンする。このようにすると、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３から第１コイル部２１ａ、第１補助スイッチ４ａ、補助コンデンサＣ2を通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から第２コイル部２１ｂ、第２メインスイッチ３ｂを通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。このように本形態では、出力電流ＩOが０になる瞬間、すなわち第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなる瞬間に、スイッチ３，４の切り替えを行っている。
図１４に示すごとく、時刻ｔ3を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きくなる。図６に示すごとく、時刻ｔ3〜ｔ4では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は互いに向きが逆であるが、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きいため、これらの電流Ｉ2，Ｉ1の差に対応する出力電流ＩOが発生する。このときの出力電流ＩOの向きは、時刻ｔ2〜ｔ3（図４参照）における出力電流ＩOの向きとは逆になっている。
図１４に示すごとく、時刻ｔ4になると、第１電流Ｉ1が０になる。このとき、図７に示すごとく、第１コイル部２１ａには電流（すなわち第１電流Ｉ1）は流れず、第２コイル部２１ｂにのみ電流（すなわち第２電流Ｉ2）が流れる。そのため、この第２電流Ｉ2に対応する大きさの出力電流ＩOが発生する。
図１４に示すごとく、時刻ｔ4を過ぎ、時刻ｔ5になると、第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2が極値になる。このとき、第１電流Ｉ1は負の値になる。すなわち第１電流Ｉ1は、図８に示すごとく、第１コイル部２１ａを、端部２１１からセンタタップ２３に向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から端部２１２に向かって流れる。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の向きが等しくなり、トランス２の一次コイル２１全体に大きな電流が流れることになる。したがって、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが流れる。
なお、時刻ｔ5では、図８に示すごとく、第１電流Ｉ1は、補助コンデンサＣ2の放電により発生している。また、第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1の放電により発生している。したがって、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れ、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。特にこの時刻ｔ5では、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。
また、図１４に示すごとく、時刻ｔ5を経過すると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ6において、第１電流Ｉ1が瞬間的に０になり、第２電流Ｉ2のみが流れる（図９参照）。そのため、この第２電流Ｉ2に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
時刻ｔ6を経過した後も、第１電流Ｉ1は増加し続け、第２電流Ｉ2は減少し続ける。時刻ｔ6〜ｔ7では、図１０、図１４に示すごとく、２種類の電流Ｉ1，Ｉ2の向きは互いに逆であり、時間と共に、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の差ΔＩは小さくなる。そのため、時刻ｔ6〜ｔ7では、出力電流ＩOは次第に減少する。
そして、図１４に示すごとく、時刻ｔ7において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが再び等しくなる。このとき、図１１に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とは互いに向きが異なり、大きさが等しい。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって発生した磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。したがって、時刻ｔ7では、出力電流ＩOは０になる。
図１４に示すごとく、時刻ｔ7を過ぎた後も、第２電流Ｉ2は減少し続ける。そして時刻ｔ8において、第２電流Ｉ2は０になる。このとき、図１２に示すごとく、第２電流Ｉ2は流れず、第１電流Ｉ1のみ流れる。そのため、この第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。
図１４、図１３に示すごとく、時刻ｔ8を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、第１電流Ｉ1、第２電流Ｉ2、出力電流ＩOが極値になる状態（ｔ１：図１参照）に戻る。以下、時刻ｔ1〜ｔ8の状態を繰り返す。
次に、第１電流Ｉ1(図１４参照)と第２電流Ｉ2とが０Ａを中心に変動するのではなく、ＩSHIFTを中心に変動する理由について説明する。本形態の共振インバータ１の動作は、結合モード（図１７参照）とノーマルモード（図１８参照）との重ね合せと考えることができる。結合モードは、図１７に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合したモードであり、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ正の方向に流れる。また、ノーマルモードは、図１８に示すごとく、出力電流ＩOと、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2とが磁気的に結合したモードである。ノーマルモードでは、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ一次コイル２１を同じ向きに流れる。
結合モードについてより詳細に説明する。図１９に示すごとく、トランス２はコア２９を備えており、このコア２９に、一次コイル２１と二次コイル２２とを巻回してある。ここで例えば、第１メインスイッチ３ａ（図４参照）をオンし、第１コイル部２１ａに正の第１電流Ｉ1が流れた場合、この第１電流Ｉ1によってコア２９に磁束φが発生する。この磁束φの変化を妨げる向きに、第２コイル部２１ｂに電流が発生する。したがって、第２コイル部２１ｂに、正の第２電流Ｉ2が流れる。
同様に、第２メインスイッチ３ｂをオンし、第２コイル部２１ｂに正の第２電流Ｉ2が流れた場合、この第２電流Ｉ2が原因となって、第１コイル部２１ａに正の第１電流Ｉ1が流れる。このように結合モードでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合しており、これらの電流Ｉ1，Ｉ2が正になる。
次に、ノーマルモードの説明をする。図２０に示すごとく、出力電流ＩOが流れると磁束φが発生し、この磁束φがコア２９を流れる。そのため、この磁束φの変化を妨げる向きに、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとに電流Ｉ1，Ｉ2が流れる。このとき、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、一次コイル２１を同じ向きに流れる。つまり、２つの電流Ｉ1，Ｉ2のうち一方の電流（図では第１電流Ｉ1）は正となり、他方の電流（図では第２電流Ｉ2）は負になる。
本形態の共振インバータ１の動作は、結合モードとノーマルモードとが重ね合さった結果であると考えることができる。すなわち、結合モードとノーマルモードとが常に生じている。したがって、結合モードによる効果、つまり正の第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2を流そうとする効果が常に生じており、そのため、図１４に示すごとく、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は正の値（ＩSHIFT）を中心に変動する。
このように、本形態の共振インバータ１では、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がＩSHIFTを中心に変動しており、０（Ａ）を中心に変動していない。そのため、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときに、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2が０（Ａ）にならない。したがって、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスになったときにスイッチ３，４の切り替えを行うと、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期できない。そのため本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったときに、スイッチ３，４の切り替えを行っている。このようにすると、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときにスイッチ３，４を切り替えることができ、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができる。そのため、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。
次に、図１６を用いて、本形態における制御部５のフローチャートの説明をする。同図に示すごとく、制御部５は、まず、ステップＳ１を行う。ここでは、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオンし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオフする。その後、ステップＳ２に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ3になったか否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ１に戻る。また、Ｙｅｓと判断した場合は、ステップＳ３に移る。
ステップＳ３では、スイッチ３，４を切り替える。すなわち、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオフし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオンする。その後、ステップＳ４に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ7になったか否かを判断する。ステップＳ４でＮｏと判断された場合は、ステップＳ３に戻る。また、Ｙｅｓと判断された場合は、ステップＳ１に戻り、スイッチ３，４の切り替えを行う。すなわち、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオンし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオフする。
次に、本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態では、プッシュプル回路１１に、共振タンク回路１２を設けてある。
そのため、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。すなわち、共振タンク回路１２を設けると、図１４に示すごとく、第１電流Ｉ1又は第２電流Ｉ2が負の値をとる期間（ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が発生する。この期間は、例えば図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が第２コイル部２１ｂを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れると共に、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が第１コイル部２１ａを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。そのため、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れるようになり、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。特にこの期間は、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（図１では第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を効果的に低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1として、静電容量が小さいものを用いることができ、平滑コンデンサＣ1を小型化することが可能になる。
ここで仮に、図２７、図２８に示すごとく、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１１を設けず、メインスイッチ３ａ，３ｂを交互にオンオフすることにより、トランス２の一次コイル２１に電流Ｉ1，Ｉ2を流したとすると、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が大きくなってしまう。すなわち、このように構成すると、例えば図２７に示すごとく、第１メインスイッチ３ａをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第１コイル部２１ａに第１電流Ｉ1が流れ、図２８に示すごとく、第２メインスイッチ３ｂをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第２コイル部２１ｂに第２電流Ｉ2が流れることになる。そのため、平滑コンデンサＣ1を補助するコンデンサが存在せず、平滑コンデンサＣ1の負担が大きくなる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が増加しやすくなる。そのため、平滑コンデンサＣ1として、大きなリップル電流を流すことが可能な、静電容量の大きなものを使用する必要が生じ、平滑コンデンサＣ1のサイズが大型化しやすくなる。
これに対して、本形態のように、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１１を設ければ、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間が生じる。そのため、平滑コンデンサＣ1の負担を低減でき、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。
なお、図２７、図２８に示すごとく、共振タンク回路１１を設けなかった場合は、第１電流Ｉ1又は第２電流Ｉ2が０になったとき（図２９参照）に、出力電流ＩOが０になる。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスになった瞬間にメインスイッチ３ａ，３ｂの切り替えを行えば、メインスイッチ３ａ，３ｂと出力電流ＩOとを同期でき、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。しかしながら、本形態のように共振タンク回路１１を設けると、図１４に示すごとく、出力電流ＩOが０になったときに、一次コイル２１の電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスしなくなる。そのため、図２７、図２８に示す共振インバータのように、一次コイル２１の電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスしたときにメインスイッチ３ａ，３ｂを切り替える方法を採用できなくなる。
そのため本形態では、図５、図１１に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなり、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって生じる磁束が互いに打ち消し合って殆ど０になった瞬間に、スイッチ３，４を切り替えている。このようにすると、出力電流ＩOが０になった瞬間にスイッチ３，４を切り替えることができ、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができる。そのため、出力電流ＩOを効率的に共振させることが可能になる。
図１５に、スイッチ３，４の駆動周波数と出力電力とのグラフを示す。同図から、駆動周波数を共振点（Ａ点）に近づけると、出力電力が高くなることが分かる。これは、共振点に近づけると、二次コイル２２の出力電圧および出力電流ＩOが高くなるためである。駆動周波数が共振周波数よりも低くなったり（Ｂ点）、高くなったり（Ｃ点）すると、出力電力が低下する。例えばＢ点で駆動させると、図３０に示すごとく、駆動周波数が共振周波数より低いため、出力電流ＩOを効率的に共振させることができず、高い出力電流ＩOを得ることができない。Ｃ点で駆動させた場合も同様（図３１参照）である。本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったとき、すなわち出力電流ＩOが０になったときにスイッチ３，４を切り替えているため、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができ、共振インバータ１を、図１５に示す共振点（Ａ点）付近で動作させることができる。そのため、出力電力を高めることができる。
また、本形態の共振インバータ１は、図１に示すごとく、第１電流Ｉ1を測定する第１電流センサ６１と、第２電流Ｉ2を測定する第２電流センサ６２とを備える。そのため、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とを正確に測定することができ、これらの差ΔＩが０になるときに、スイッチ３，４の切り替えを確実に行うことができる。
以上のごとく、本形態によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつ出力電流を効率的に共振させることができる共振インバータを提供することができる。
なお、本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との差ΔＩが０になったときにスイッチ３，４の切り替えを行ったが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、図１５の共振点（Ａ点）付近でスイッチ３，４を駆動させれば、比較的高い出力電力を得ることができる。そのため、上記差ΔＩ（＝|Ｉ1−Ｉ2｜）が厳密に０でなく、所定の値ＩTH以下となったときにスイッチ３，４の切り替えを行っても、比較的高い出力電力を得ることができる。この動作を行うためのフローチャートを図２１に示す。このフローチャートでは、制御部５は、まずステップＳ１’を行う。ここでは、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオンし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオフする。その後、ステップＳ２’を行う。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との差ΔＩ（＝｜Ｉ1−Ｉ2｜）が、予め定められた値ＩTH以下になったか否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ１’に戻る。また、Ｙｅｓと判断した場合は、ステップＳ３’に移り、スイッチの切り替えを行う。すなわち、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂをオフし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａをオンする。その後、ステップＳ４’に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との差ΔＩ（＝｜Ｉ1−Ｉ2｜）が、予め定められた値ＩTH以下になったか否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ３’に移る。また、Ｙｅｓと判断した場合は、ステップＳ１’に戻る。
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
（実施形態２）
本形態は、電流センサの取り付け位置、及び制御方法を変更した例である。図２２、図２３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、センタタップ電流ＩCを測定するセンタ用電流センサ６３と、第１電流Ｉ1を測定する第１電流センサ６１とを備える。制御部５は、第１電流センサ６１による第１電流Ｉ1の測定値と、センタ用電流センサ６３によるセンタタップ電流ＩCの測定値を１／２にした値ＩC／２とが等しくなったとき、すなわち、これらの値の差ΔＩ（＝｜Ｉ1−ＩC／２｜）が０になったときに、スイッチ３，４の切り替えを行うよう構成されている。
出力電流ＩOが０になる瞬間は、上述したように、センタタップ２３から第１コイル部２１ａに流れる電流（第１電流Ｉ1）と、センタタップ２３から第２コイル部２１ｂに流れる電流（第２電流Ｉ2）とが等しくなる（図５、図１４参照）。そのため、センタタップ２３には、第１コイル部２１ａの２倍の電流が流れる。したがって、センタタップ電流ＩCを１／２にした値と、第１電流Ｉ1とが等しくなったときにスイッチ３，４を切り替えれば、出力電流ＩOが０のときにスイッチの切り替えを行うことが可能になる。そのため、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができ、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態３）
本形態は、制御部５によって、スイッチ３，４のオン期間を調整するよう構成した例である。トランス２は、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとの配線抵抗等に差があるため、これら第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとの、電流の流れやすさが変わる（すなわち偏磁する）ことがある。この場合、第１期間Ｔ1を開始した直後における第１電流Ｉ1と、第２期間Ｔ2を開始した直後における第２電流Ｉ2とが、異なる値になる。そのため、出力電流ＩOが０（Ａ）になるときに、Ｉ1≒Ｉ2にならなくなる。
本形態では、トランス２が偏磁している場合、Ｔ1，Ｔ2の期間を調整する。これにより、偏磁の影響を低減させている。例えば図２４のように、第１期間Ｔ1が始まった直後における第１電流Ｉ1の方が、第２期間Ｔ2が始まった直後における第２電流Ｉ2よりも低い場合、第１期間Ｔ1を長くし、第２期間Ｔ2を短くする。これにより、図２５に示すごとく、第１電流Ｉ1を増加させ、第２電流Ｉ2を低減させる。これによって、第１期間Ｔ1が始まった直後における第１電流Ｉ1と、第２期間Ｔ2が始まった直後における第２電流Ｉ2との差を小さくしている。このようにすると、トランス２の偏磁の影響を小さくすることができ、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときに、Ｉ1≒Ｉ2とすることができる。そのため、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときにスイッチ３，４の切り替えを行うことができ、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。
図２６に、制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ１１を行う。ここでは、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを切り替える。その後、ステップＳ１２に移る。このステップでは、第１期間Ｔ1開始直後の第１電流Ｉ1が、第２期間Ｔ2開始直後の第２電流Ｉ2より大きいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、第１期間Ｔ1を第２期間Ｔ2よりも所定値、短くする。これにより、第１電流Ｉ1を低減させる。その後、ステップＳ１１に戻る。
また、ステップＳ１２においてＮｏと判断した場合は、ステップＳ１４に移る。ここでは、第１期間Ｔ1開始直後の第１電流Ｉ1は、第２期間Ｔ2開始直後の第２電流Ｉ2より小さいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断したときは、ステップＳ１５に移る。ここでは、第１期間Ｔ1を第２期間Ｔ2よりも所定値、長くする。これにより、第１電流Ｉ1を増加させる。その後、ステップＳ１１に戻る。また、ステップＳ１４においてＮｏと判断された場合は、ステップＳ１１に戻る。
本形態の作用効果について説明する。上記構成にすると、トランス２が偏磁していても、第１期間Ｔ1開始直後における第１電流Ｉ1と、第２期間Ｔ2開始直後における第２電流Ｉ2とを等しくすることができる。そのため、トランス２が偏磁していても、出力電流ＩOが０（Ａ）のときに、Ｉ1≒Ｉ2とすることができる。そのため、出力電流ＩOとスイッチ３，４とを同期させることができ、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
１ 共振インバータ
２ トランス
２１ 一次コイル
２２ 二次コイル
３ａ 第１メインスイッチ
３ｂ 第２メインスイッチ
４ａ 第１補助スイッチ
４ｂ 第２補助スイッチ
Ｃ2 補助コンデンサ
５ 制御部

Claims (4)

  1. プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
    上記プッシュプル回路は、
    直流電源（１０）の電圧を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
    該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷容量（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１ａ）と第２コイル部（２１ｂ）とに区画してあるトランス（２）と、
    上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３ａ）と、
    上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３ｂ）とを備え、
    上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４ａ）と、第２補助スイッチ（４ｂ）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
    該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
    上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御し、
    上記制御部は、上記第１メインスイッチ及び上記第２補助スイッチを両方ともオンする第１期間（Ｔ1）と、上記第２メインスイッチ及び上記第１補助スイッチを両方ともオンする第２期間（Ｔ2）とを交互に切り替えることにより、上記二次コイル及び上記負荷容量に流れる出力電流（ＩO）を共振させるよう構成され、
    上記制御部は、上記第１コイル部に流れる電流である第１電流（Ｉ1）と、上記第２コイル部に流れる電流である第２電流（Ｉ2）との差（ΔＩ）が、予め定められた値（ＩTH）以下になったときに、上記第１期間と上記第２期間とを切り替えるよう構成されている、共振インバータ。
  2. 上記第１電流を測定する第１電流センサ（６１）と、上記第２電流を測定する第２電流センサ（６２）とをさらに備え、上記制御部は、上記第１電流センサによる上記第１電流の測定値と、上記第２電流センサによる上記第２電流の測定値とが互いに等しくなったときに、上記第１期間と上記第２期間とを切り替えるよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。
  3. 上記第１電流を測定する第１電流センサと、上記センタタップに流れるセンタタップ電流（ＩC）を測定するセンタ用電流センサ（６３）とをさらに備え、上記第１電流センサによる上記第１電流の測定値と、上記センタ用電流センサによる上記センタタップ電流の測定値を１／２にした値（ＩC／２）とが、互いに等しくなったときに、上記第１期間と上記第２期間とを切り替えるよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。
  4. 上記制御部は、上記第１期間が始まる瞬間における上記第１電流の値と、上記第２期間が始まる瞬間における上記第２電流の値とが等しくなるように、上記第１期間と上記第２期間との長さを調整するよう構成されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の共振インバータ。
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