JP6756286B2 - 共振インバータ - Google Patents

Description

本発明は、プッシュプル回路を用いた共振インバータに関する。

従来から、プッシュプル回路を用いた共振インバータが知られている（図２０、図２１参照）。上記プッシュプル回路は、直流電源の電圧を平滑化する平滑コンデンサと、トランスと、第１メインスイッチと第２メインスイッチとの一対のメインスイッチとを備える。トランスの二次コイルは、負荷に接続している。また、トランスの一次コイルにはセンタタップが設けられている。このセンタタップによって、一次コイルを第１コイル部と第２コイル部とに区画してある。

センタタップは、平滑コンデンサの正極端子に接続している。また、第１コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端子と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第１メインスイッチが設けられている。さらに、第２コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端子と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第２メインスイッチが設けられている。上記共振インバータは、第１メインスイッチと第２メインスイッチとを交互にオンオフさせることにより、一次コイルに交流電流を流し、これにより、二次コイルに出力電流を発生させている。また、上記共振インバータでは、上記メインスイッチを、出力電流の共振周波数で駆動させている。これにより、出力電流を効率的に共振させ、高い出力電力を得られるようにしている。

上記共振インバータでは、以下の方法により、メインスイッチを共振周波数付近で駆動させている。すなわち、交流負荷では、出力電流が０になる瞬間がある。このとき、第１コイル部を流れる電流（以下、第１電流とも記す）、又は第２コイル部を流れる電流（以下、第２電流とも記す）は０になる。そのため、電流センサを用いてこれらの電流を測定し、この測定値が０になる瞬間、すなわちゼロクロスになるタイミングで、メインスイッチを切り替える。このようにすると、メインスイッチを共振周波数で駆動でき、出力電流を効率的に共振させることができる。そのため、高い出力電力を得ることができる。

しかしながら、上記共振インバータは、第１コイル部及び第２コイル部に流す電流を、主に上記平滑コンデンサから取り出しているため、平滑コンデンサの負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。そのため、大きなリップル電流を流せるように、平滑コンデンサを大型化する必要があった。

近年、共振インバータの平滑コンデンサを小型化する研究が進められている。例えば、上記プッシュプル回路に、後述する共振タンク回路を設けることが検討されている。これにより、平滑コンデンサのリップル電流を低減し、平滑コンデンサを小型化することが検討されている。

特開２０１０−２８３９９８号公報

しかしながら、本発明者らが検討した結果、共振タンク回路を設けると、出力電流が０になる瞬間に、上記第１電流または第２電流が０にならないことが分かった。そのため、従来のように、第１電流又は第２電流がゼロクロスになった瞬間にメインスイッチを切り替える方法を採用できない。つまり、第１電流又は第２電流の測定値を用いても、メインスイッチを共振周波数で駆動できない。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつメインスイッチを共振周波数で駆動できる共振インバータを提供しようとするものである。

本発明の一態様は、プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ₁）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ₃）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１ａ）と第２コイル部（２１ｂ）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３ａ）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３ｂ）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４ａ）と、第２補助スイッチ（４ｂ）と、補助コンデンサ（Ｃ₂）とを有し、該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（Ｉ_O）を共振させるよう構成され、
上記センタタップに流れるセンタタップ電流（Ｉ_C）を測定するセンタ用電流センサ（６_C）と、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチとの２つのメインスイッチのうち、少なくとも一方に設けられ、該メインスイッチを流れるスイッチ電流（Ｉ_S）を測定するスイッチ用電流センサ（６_S）とを有し、
上記制御部は、上記メインスイッチをターンオンしたときにおける、上記センタタップ電流の瞬時値であるセンタオン電流Ｉ_CON、および上記スイッチ電流の瞬時値であるスイッチオン電流Ｉ_SONと、上記メインスイッチをターンオフしたときにおける、上記センタタップ電流の瞬時値であるセンタオフ電流Ｉ_COFF、および上記スイッチ電流の瞬時値であるスイッチオフ電流Ｉ_SOFFを用いて、下記式によって表される差電流ΔＩを算出し、該差電流ΔＩを用いて、上記スイッチの駆動周波数（ｆ）を制御するよう構成されている、共振インバータにある。
ΔＩ＝（Ｉ_SOFF−Ｉ_COFF）−（Ｉ_SON−Ｉ_CON）

上記共振インバータにおいては、プッシュプル回路に、上記共振タンク回路を設けてある。
このようにすると、平滑コンデンサから供給される電流と、共振タンク回路に含まれる補助コンデンサから供給される電流とを、それぞれ一次コイルに流すことができる。したがって、平滑コンデンサの負担を減らすことができ、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる。そのため、平滑コンデンサを小型化できる。

また、上記共振インバータは、下記式によって算出される差電流ΔＩを用いて、メインスイッチの駆動周波数を制御するよう構成されている。
ΔＩ＝（Ｉ_SOFF−Ｉ_COFF）−（Ｉ_SON−Ｉ_CON）
後述するように、差電流ΔＩは共振周波数と一定の関係がある。そのため、差電流ΔＩを指標にして駆動周波数を制御すれば、メインスイッチを共振周波数で駆動させることができる。したがって、高い出力電力を得ることができる。

以上のごとく、上記態様によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつメインスイッチを共振周波数で駆動できる共振インバータを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₁に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₂に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₃に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₄に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₅に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₆に対応する図。 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図８の時刻ｔ₇に対応する図。 実施形態１における、出力電流Ｉ_O、ゲート電圧Ｖ_G、センタタップ電流Ｉ_C、第１スイッチ電流Ｉ_S1、第２スイッチ電流Ｉ_S2等の波形図。 実施形態１における、出力電力および差電流ΔＩと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 実施形態１における、駆動周波数と共振周波数とが一致した場合での、各電流の関係を説明するための図。 実施形態１における、駆動周波数が共振周波数より高い場合での、各電流の関係を説明するための図。 実施形態１における、制御部のフローチャート。 実施形態２における、共振インバータの回路図。 実施形態２における、第１スイッチ電流と第２スイッチ電流の波形図。 実施形態２における、制御部のフローチャート。 図１５に続くフローチャート。 実施形態３における、出力電力および差電流ΔＩと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 実施形態３における、制御部のフローチャート。 実施形態４における、共振インバータの回路図。 比較形態１における、第１メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。 比較形態１における、第２メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。

（実施形態１）
上記共振インバータに係る実施形態について、図１〜図１２を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、プッシュプル回路１１と、共振タンク回路１２と、制御部５とを備える。プッシュプル回路１１は、平滑コンデンサＣ₁と、トランス２と、第１メインスイッチ３ａと、第２メインスイッチ３ｂとを有する。

平滑コンデンサＣ₁は、直流電源１０の電圧を平滑化するために設けられている。トランス２は、一次コイル２１と二次コイル２２とを備える。一次コイル２１にはセンタタップ２３が設けられており、このセンタタップ２３により、一次コイル２１を、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとに区画してある。センタタップ２３は、平滑コンデンサＣ₁の正極端子１３に接続している。また、二次コイル２２は、容量性の負荷Ｃ₃に接続している。

第１メインスイッチ３ａは、第１コイル部２１ａの、センタタップ２３とは反対側の端子２１１と、平滑コンデンサＣ₁の負極端子１４との間に設けられている。また、第２メインスイッチ３ｂは、第２コイル部２１ｂの、センタタップ２３とは反対側の端子２１２と、平滑コンデンサＣ₁の負極端子１４との間に設けられている。

共振タンク回路１２は、第１補助スイッチ４ａと、第２補助スイッチ４ｂと、補助コンデンサＣ₂とを備える。補助コンデンサＣ₂の第１の端子１５は、平滑コンデンサＣ₁の負極端子１４に接続している。第１補助スイッチ４ａは、第１コイル部２１ａと第１メインスイッチ３ａとの接続点１７と、補助コンデンサＣ₂の第２の端子１６との間に設けられている。第２補助スイッチ４ｂは、第２コイル部２１ｂと第２メインスイッチ３ｂとの接続点１８と、補助コンデンサＣ₂の第２の端子１６との間に設けられている。

制御部５は、第１メインスイッチ３ａと第２メインスイッチ３ｂと第１補助スイッチ４ａと第２補助スイッチ４ｂとの、各スイッチ３，４のオンオフ動作を制御する。制御部５は、第１メインスイッチ３ａと第２補助スイッチ４ｂとを両方ともオンする第１期間Ｔ₁（図１参照）と、第２メインスイッチ３ｂと第１補助スイッチ４ａとを両方ともオンする第２期間Ｔ₂（図５参照）とを、交互に切り替える。これにより、二次コイル２２の出力電流Ｉ_Oを共振させるよう構成されている。

図１に示すごとく、共振インバータ１は、センタ用電流センサ６_Cと、スイッチ用電流センサ６_Sとを備える。センタ用電流センサ６_Cは、センタタップ２３に流れるセンタタップ電流Ｉ_Cを測定する。また、スイッチ用電流センサ６_Sは、メインスイッチ３（本形態では第１メインスイッチ３ａ）を流れるスイッチ電流Ｉ_S測定する。

制御部５は、メインスイッチ３をターンオンしたときにおける、センタタップ電流Ｉ_Cの瞬時値であるセンタオン電流Ｉ_CON（図８参照）、およびスイッチ電流Ｉ_Sの瞬時値であるスイッチオン電流Ｉ_SONと、メインスイッチ３をターンオフしたときにおける、センタタップ電流Ｉ_Cの瞬時値であるセンタオフ電流Ｉ_COFF、およびスイッチ電流Ｉ_Sの瞬時値であるスイッチオフ電流Ｉ_SOFFを用いて、下記式１によって表される差電流ΔＩを算出する。そして、この差電流ΔＩを用いて、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを制御するよう構成されている。
ΔＩ＝（Ｉ_SOFF−Ｉ_COFF）−（Ｉ_SON−Ｉ_CON） ・・・（１）

本形態の共振インバータ１は、車両に搭載するための、車載用共振インバータである。容量性の負荷Ｃ₃は、オゾンを発生するための放電リアクタである。本形態では、共振インバータ１を用いて放電リアクタに高い電圧を加え、オゾンを発生させている。このオゾンを用いて、車両の排ガスを改質するよう構成されている。

上記直流電源１０には、図示しない電圧センサと電流センサとが設けられている。これらのセンサを用いて、直流電源１０の電圧Ｖ_Bと電流Ｉ_Bとを測定している。制御部５は、これらの測定値を用いて、二次コイル２２の出力電力Ｐ（≒Ｖ_BＩ_B）を算出する。また、図示しないＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが制御部５に送られる。制御部５は、この目標値Ｐ_Oに合せて、スイッチ３，４のデューティを調整するよう構成されている。

次に、共振インバータ１の構成および動作について、より詳細に説明する。図１に示すごとく、本形態では、メインスイッチ３（３ａ，３ｂ）及び補助スイッチ４（４ａ，４ｂ）として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。個々のＭＯＳＦＥＴには、ボディダイオードが逆並列接続している。

上述したように、本形態の共振インバータ１は、センタ用電流センサ６_Cと、スイッチ用電流センサ６_Sとを備える。これらの電流センサ６を用いて、センタタップ電流Ｉ_Cと、スイッチ電流Ｉ_S（第１スイッチ電流Ｉ_S1）とを測定している。制御部５は、測定した電流Ｉ_C，Ｉ_Sの値を用いて、上記式（１）から差電流ΔＩを算出する。そして、この差電流ΔＩが０に近づくように、メインスイッチ３の駆動周波数ｆを制御している。

図１に示すごとく、制御部５は、算出部５１と、ＰＩ制御部５２と、駆動回路５３とを備える。算出部５１は、電流Ｉ_C，Ｉ_Sの測定値を用いて差電流ΔＩを算出する。ＰＩ制御部５２は、差電流ΔＩが０に近づくように、駆動周波数ｆの指令値を出力する。駆動回路５３は、指令された駆動周波数ｆでスイッチ３，４を駆動する。駆動回路５３は、スイッチ３，４のゲートに電圧を加え、スイッチング動作させる。

図８に、出力電流Ｉ_Oと、スイッチ３，４に加えるゲート電圧Ｖ_Gと、センタタップ電流Ｉ_Cと、第１コイル部２１ａを流れる電流（第１電流Ｉ₁）と、第２コイル部２１ｂを流れる電流（第２電流Ｉ₂）と、スイッチ電流Ｉ_S1，Ｉ_S2の波形図を示す。上述したように、本形態では、第１期間Ｔ₁と第２期間Ｔ₂とを交互に切り替えている。これに伴って、各電流Ｉ_O、Ｉ_C、Ｉ₁、Ｉ₂、Ｉ_S1、Ｉ_S2が、図８に示すように変化する。

第１期間Ｔ₁では、第１電流Ｉ₁の方が、第２電流Ｉ₂よりも多く流れる。また、第２期間Ｔ₂では、第２電流Ｉ₂の方が、第１電流Ｉ₁よりも多く流れる。なお、図８の波形図では、センタタップ２３から端部２１１，２１２側に電流Ｉ₁，Ｉ₂が流れる場合を正とし、端部２１１，２１２からセンタタップ２３側に電流Ｉ₁，Ｉ₂が流れる場合を負としてある（図２参照）。

図８に示すごとく、第１期間Ｔ₁では、センタタップ電流Ｉ_Cが一次関数的に増加する。また、第２電流Ｉ₂は負の値となる。すなわち、第２電流Ｉ₂は、一次コイル２１の端部２１２（図２参照）からセンタタップ２３側に流れる。この第２電流Ｉ₂とセンタタップ電流Ｉ_Cとを加えた電流が、第１スイッチ電流Ｉ_S1となる。すなわち、図２に示すごとく、第１期間Ｔ₁では、平滑コンデンサＣ₁からセンタタップ電流Ｉ_Cが、センタタップ２３、第１コイル部２１ａ、第１メインスイッチ３ａを流れる。また、出力電流Ｉ_Oによって一次コイル２１に電流（以下、誘導電流ｉとも記す）が誘起され、この誘導電流ｉが第２コイル部２１ｂ、第１コイル部２１ａを通って、第１メインスイッチ３ａへ流れる。そのため、第１メインスイッチ３ａには、センタタップ電流Ｉ_Cと誘導電流ｉ（すなわち第２電流Ｉ₂）とを足し合わせた電流が流れる。

また、図８に示すごとく、第２期間Ｔ₂では、第１電流Ｉ₁が負の値となる。この第１電流Ｉ₁とセンタタップ電流Ｉ_Cとを足し合わせた電流が、第２メインスイッチ３ｂ（図６参照）を流れ、第２スイッチ電流Ｉ_S2となる。

次に、図１〜図７を用いて、図８の波形図の説明をする。図１、図８に示すごとく、時刻ｔ₁において、第１期間Ｔ₁が始まる。このとき、第１メインスイッチ３ａと第２補助スイッチ４ｂがオンになり、平滑コンデンサＣ₁からセンタタップ電流Ｉ_Cが流れ始める。センタタップ電流Ｉ_Cは、センタタップ２３、第１コイル部２１ａ、第１メインスイッチ３ａを流れる。

時刻ｔ₁の後、図２、図８に示すごとく、一次コイル２１に誘導電流ｉが流れる。誘導電流ｉは、補助コンデンサＣ₂から供給され、第２補助スイッチ４ｂ、一次コイル２１、第１メインスイッチ３ａを流れる。また、時刻ｔ₂において、第２コイル部２１ｂを流れる誘導電流ｉ（すなわち第２電流Ｉ₂）と、第１電流Ｉ₁と、出力電流Ｉ_Oは極値になる。

その後、図３、図８に示すごとく、出力電流Ｉ_Oが減少し、誘導電流ｉの向きが変わる。このとき、誘導電流ｉによって補助コンデンサＣ₂が充電される。時刻ｔ₃において、第１メインスイッチ３ａおよび第２補助スイッチ４ｂはターンオフする。

図４、図８に示すごとく、第１期間Ｔ₁が終了した後、暫くの間、全てのスイッチ３，４がオフになる。この間は、センタタップ電流Ｉ_C、誘導電流ｉは、スイッチ３，４のボディダイオードを通って還流する。

その後、図５、図８に示すごとく、時刻ｔ₅において第２期間Ｔ₂が始まる。第２期間Ｔ₂では、第２メインスイッチ３ｂと第１補助スイッチ４ａとがオンになる。また、第２期間Ｔ₂では、センタタップ電流Ｉ_cは、センタタップ２３、第２コイル部２１ｂ、第２メインスイッチ３ｂを流れる。

その後、図６、図８に示すごとく、誘導電流ｉが一次コイル２１を流れる。誘導電流ｉは、補助コンデンサＣ₂から供給され、第１補助スイッチ４ａ、一次コイル２１、第２メインスイッチ３ｂを流れる。時刻ｔ₆において、第１電流Ｉ₁（すなわち誘導電流ｉ）と第２電流Ｉ₂は極値になる。また、出力電流Ｉ_Oも極値になる。

その後、図７、図８に示すごとく、出力電流Ｉ_Oが減少し、誘導電流ｉの向きが変わる。このとき、誘導電流ｉは、補助コンデンサＣ₂を充電する向きに流れる。また、時刻ｔ₇において、第２メインスイッチ３ｂと第１補助スイッチ４ａはターンオフする。以下、時刻ｔ₁〜ｔ₇を繰り返す。

上述したように、本形態では、上記式（１）で表される差電流ΔＩが略０となるように、駆動周波数ｆを制御している。このようにすると、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを、出力電流Ｉ_Oの共振周波数ｆ₀により近づけることができる。その理由を、図１０を用いて説明する。

スイッチ３，４を交互に切り替えると、図１０に示すごとく、出力電流Ｉ_Oが流れる。第１期間Ｔ₁では上述したように、センタタップ電流Ｉ_Cが流れ、これに誘導電流ｉを足し合わせた電流が、スイッチ電流Ｉ_S（第１スイッチ電流Ｉ_S1）となる。スイッチ電流Ｉ_Sからセンタタップ電流Ｉ_Cを減算すると、誘導電流ｉが得られる。すなわち、
Ｉ_S−Ｉ_C＝ｉ
となる。誘導電流ｉは、出力電流Ｉ_Oによって一次コイル２１に誘起された電流であるため、スイッチ３，４がオンしている期間では、誘導電流ｉは出力電流Ｉ_Oに近似した波形になる。この期間における誘導電流ｉが正弦波である場合、スイッチ３，４をターンオフしたときにおける誘導電流ｉ（＝ｉ_OFF）から、ターンオンしたときにおける誘導電流ｉ（＝ｉ_ON）を減算した値が０になれば、すなわち下記式を満たせば、スイッチ３，４は、出力電流Ｉ_Oのピーク時ｔ_Pからそれぞれ均等な時間をおいて、オンオフしたことになる。
ΔＩ＝ｉ_OFF−ｉ_ON＝（Ｉ_SOFF−Ｉ_COFF）−（Ｉ_SON−Ｉ_CON）＝０

そのため、上記式を満たせば、第１期間Ｔ₁（スイッチ３ａ，４ｂがオンする期間）の中心から、次の第１期間Ｔ₁の中心までの周期Ｔ₁（＝１／ｆ）を、出力電流Ｉ_Oの周期Ｔ_{P_P}（＝１／ｆ_O）と等しくすることができる。したがって、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを、出力電流Ｉ_Oの共振周波数ｆ_Oと一致させることができる。そのため、出力電流Ｉ_Oを効率的に共振させることができ、高い出力電力を得ることができる。

図１１に示すごとく、スイッチ３，４の駆動周波数ｆが共振周波数ｆ_Oよりも高い場合、ｉ_OFFの方がｉ_ONよりも高くなる。そのため、差電流ΔＩ（＝ｉ_OFF−ｉ_ON）は、正の値になる。この場合、出力電流Ｉ_Oを効率的に共振できない。そのため制御部５は、ΔＩが０に近づくように、駆動周波数ｆを制御している。

図９に、差電流ΔＩ及び出力電力Ｐと、駆動周波数ｆとの関係を示す。同図に示すごとく、差電流ΔＩが０に近づくように駆動周波数ｆを制御すれば、駆動周波数ｆを共振周波数ｆ_Oに近づけることができる。そのため、出力電力Ｐを最大値に近づけることができる。

次に、図１２を用いて、制御部５のフローチャートの説明をする。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ１を行う。ここでは、第１メインスイッチ３ａ、及び第２補助スイッチ４ｂを所定時間オンし（図１〜図３参照）、センタオン電流Ｉ_CON、センタオフ電流Ｉ_COFF、スイッチオン電流Ｉ_SON、スイッチオフ電流Ｉ_SOFFを測定する。

その後、ステップＳ２に移る。ここでは、測定した電流値を用いて、差電流ΔＩを測定する。その後、ステップＳ３に移り、差電流ΔＩが０より大きいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ４に移り、駆動周波数ｆを所定値下げる。

また、ステップＳ３においてＮｏと判断した場合は、ステップＳ５に移り、差電流ΔＩが０より小さいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ６に移り、駆動周波数ｆを所定値上げる。

ステップＳ５においてＮｏと判断した場合は、ステップＳ７に移る。ここでは、第２メインスイッチ３ｂ、第１補助スイッチ４ａを所定時間オンする。すなわち、第２期間Ｔ₂に切り替える。その後、ステップＳ１に戻る。

本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、プッシュプル回路１１と、共振タンク回路１２とを備える。
そのため、平滑コンデンサＣ₁から供給される電流（すなわちセンタタップ電流Ｉ_C）と、補助コンデンサＣ₂から供給される電流（すなわち誘導電流ｉ）とを、それぞれ一次コイル２１に流すことができる。したがって、平滑コンデンサＣ₁の負担を減らすことができ、平滑コンデンサＣ₁のリップル電流を低減できる。そのため、平滑コンデンサＣ₁を小型化できる。

ここで仮に、図２０、図２１に示すごとく、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１２を設けなかったとすると、一次コイル２１に流れる電流を、全て平滑コンデンサＣ₁から供給する必要が生じる。そのため、平滑コンデンサＣ₁のリップル電流が増加しやすくなり、平滑コンデンサＣ₁として、高いリップル電流を流すことが可能な、体格の大きなものを用いる必要が生じる。これに対して、本形態のように共振タンク回路１２を設ければ、補助コンデンサＣ₂から供給される電流を一次コイル２１に流すことができ、平滑コンデンサＣ₁の負担を低減できる。そのため、平滑コンデンサＣ₁のリップル電流を低減でき、平滑コンデンサＣ₁を小型化できる。

また、本形態では、上記式（１）を用いて差電流ΔＩを算出し、この差電流ΔＩを、駆動周波数ｆの制御に用いている。
図９に示すごとく、差電流ΔＩと共振周波数ｆ_Oとの間には一定の関係がある。そのため、差電流ΔＩを指標にして駆動周波数ｆを制御すれば、メインスイッチ３，４を共振周波数ｆ_Oで駆動させることができる。したがって、出力電力Ｐを高めることができる。

より詳しくは、本形態では、差電流ΔＩが０に近づくように、駆動周波数ｆを制御している。そのため、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを共振周波数ｆ_Oに効率的に近づけることができる。したがって、出力電力Ｐを容易に高めることができる。

図２０、図２１に示すごとく、共振タンク回路１２を設けない場合は、第１電流Ｉ₁＝０、又は第２電流Ｉ₂＝０となったときに、出力電流Ｉ_O＝０となる。そのため、第１電流Ｉ₁または第２電流Ｉ₂がゼロクロスした瞬間にスイッチ３，４の切り替えを行えば、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを共振周波数ｆ_Oに一致させることができる。すなわち、第１電流Ｉ₁および第２電流Ｉ₂を、駆動周波数ｆを制御するための指標にすることできる。

しかしながら、本形態のように共振タンク回路１２を設けた場合、図８に示すごとく、第１電流Ｉ₁又は第２電流Ｉ₂が０になる瞬間と、出力電流Ｉ_Oが０になる瞬間とは一致しなくなる。そのため、第１電流Ｉ₁および第２電流Ｉ₂を、駆動周波数ｆを制御するための指標に用いることはできない。そのため本形態では、上記差電流ΔＩを、駆動周波数ｆを制御するための指標に用いている。すなわち、差電流ΔＩが０に近づくように、駆動周波数ｆを制御している。そのため、駆動周波数ｆを共振周波数ｆ_Oに近づけることができ、高い出力電力Ｐを得ることができる。

以上のごとく、本形態によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減でき、かつメインスイッチを共振周波数で駆動できる共振インバータを提供することができる。

以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。

（実施形態２）
本形態は、制御部５の制御方法を変更した例である。図１３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、スイッチ用電流センサ６_Sとして、第１スイッチ用電流センサ６_Saと、第２スイッチ用電流センサ６_Sbとを備える。第１スイッチ用電流センサ６_Saは、第１メインスイッチ３ａを流れる電流である第１スイッチ電流Ｉ_S1を測定する。第２スイッチ用電流センサ６_Sbは、第２メインスイッチ３ｂを流れる電流である第２スイッチ電流Ｉ_S2を測定する。

制御部５は、第１スイッチ電流Ｉ_S1の電流値と、第２スイッチ電流Ｉ_S2の電流値とが互いに近づくように、スイッチ３，４のデューティを調整するよう構成されている。より詳しくは、本形態では、第１スイッチ電流Ｉ_S1の最大値Ｉ_S1MAX（図１４参照）と、第２スイッチ電流Ｉ_S2の最大値Ｉ_S2MAXとが互いに近づくように、スイッチ３，４のデューティを調整する。

２つのメインスイッチ３ａ，３ｂの特性の差等が原因となって、これらのメインスイッチ３ａ，３ｂを流れる電流（第１スイッチ電流Ｉ_S1、第２スイッチ電流Ｉ_S2）に差が生じる場合がある。このように電流差が生じると、トランス２が偏磁し、トランス２のコアが磁気飽和する等の問題が生じやすくなる。そのため本形態では、第１スイッチ電流Ｉ_S1と第２スイッチ電流Ｉ_S2とが等しくなるように、２つのメインスイッチ３ａ，３ｂのデューティを調整している。これにより、第１コイル部２１ａと第２コイル部２１ｂとに流れる電流を等しくし、トランス２の偏磁を抑制している。これによって、コアが磁気飽和する等の問題を抑制している。

本形態のフローチャートを図１５、図１６に示す。本形態の制御部５は、まずステップＳ１０を行う。ここでは、第１メインスイッチ３ａ、及び第２補助スイッチ４ｂを所定時間オンし、センタオン電流Ｉ_CON、センタオフ電流Ｉ_COFF、第１スイッチオン電流Ｉ_S1ON、第１スイッチオフ電流Ｉ_S1OFF、第１スイッチ電流Ｉ_S1の最大値Ｉ_S1MAXを測定する。

次いで、ステップＳ１１を行う。ここでは、第２メインスイッチ３ｂ、及び第１補助スイッチ４ａを所定時間オンし、第２スイッチ電流Ｉ_S2の最大値Ｉ_S2MAXを測定する。

その後、ステップＳ１２に移り、差電流ΔＩを算出する。次いでステップＳ１３に移り、差電流ΔＩが０より大きいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断したときは、ステップＳ１４に移り、駆動周波数ｆを所定値、下げる。また、ステップＳ１３でＮｏと判断したときは、ステップＳ１５に移り、差電流ΔＩが０より小さいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断したときは、ステップＳ１６に移り、駆動周波数ｆを所定値、上げる。

また、ステップＳ１５でＮｏと判断したときは、ステップＳ１７に移る。ここでは、Ｉ_S1MAXがＩ_S2MAXより大きいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断したときは、ステップＳ１８に移る。そして、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂのデューティを所定値、低くし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａのデューティを所定値、高くする。

また、ステップＳ１７においてＮｏと判断したときは、ステップＳ１９に移る。ここでは、Ｉ_S1MAXがＩ_S2MAXより小さいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断したときは、ステップＳ２０に移動する。そして、第１メインスイッチ３ａ及び第２補助スイッチ４ｂのデューティを所定値、高くし、第２メインスイッチ３ｂ及び第１補助スイッチ４ａのデューティを所定値、低くする。
制御部５はこのように、上記ステップＳ１８、ステップＳ２０を行うことにより、Ｉ_S1MAXとＩ_S2MAXとの差を小さくしている。

本形態の作用効果について説明する。本形態では上述したように、２つのスイッチ電流Ｉ_S1，Ｉ_S2の最大値Ｉ_S1MAX，Ｉ_S2MAXが互いに近づくように、スイッチ３，４のデューティを調整している。そのため、一次コイル２１の第１部分２１ａと第２部分２１ｂとに流れる電流を略等しくすることができ、トランス２の偏磁を抑制できる。そのため、コアが磁気飽和する等の問題を効果的に抑制できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

なお、本形態では、２つのスイッチ電流Ｉ_S1，Ｉ_S2の最大値Ｉ_S1MAX，Ｉ_S2MAXが互いに等しくなるようにデューティを調整したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、例えば、２つのスイッチ電流Ｉ_S1，Ｉ_S2をターンオンしたときの電流Ｉ_S1ON，Ｉ_S2ONが互いに等しくなるようにデューティを調整してもよい。また、２つのスイッチ電流Ｉ_S1，Ｉ_S2をターンオフしたときの電流Ｉ_S1OFF，Ｉ_S2OFFが互いに等しくなるようにデューティを調整してもよい。

（実施形態３）
本形態は、制御部５の制御方法を変更した例である。本形態では、共振インバータ１の出力電力Ｐを常に最大値Ｐ_MAXにするのではなく、それよりも低い値に設定できるようにしている。図１７に示すごとく、例えば、出力電力Ｐと駆動周波数ｆとの関係が曲線ＣＬ₁で表されたとする。制御部５には、図示しないＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが入力される。

制御部５は、出力電力Ｐが上記目標値Ｐ_Oに近づくように、駆動周波数ｆの制御をする。例えば制御部５は、駆動周波数ｆを、予め定められた最大値ｆ_MAXから次第に低くする。そして、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oに達した場合、そのときの駆動周波数ｆで、スイッチ３，４を動作させ続ける。

しかしながら、駆動周波数ｆを変化させても、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oに達しないことがある。例えば、負荷Ｃ₃（図１参照）や二次コイル２２の特性が温度等により変化し、高い出力電力Ｐを得られない場合がある。このとき、出力電力Ｐと駆動周波数ｆの関係は、例えば図１７の曲線ＣＬ₂で表されるようになる。この場合、駆動周波数ｆを最大値ｆ_MAXから下げ続けても、目標値Ｐ_Oには達しない。

本形態では、駆動周波数ｆを低下させる過程において、差電流ΔＩ＝０となった場合、駆動周波数ｆの低減を停止し、そのときの駆動周波数ｆ（すなわち共振周波数ｆ_O）で、スイッチ３，４を駆動させる。すなわち、駆動周波数ｆが共振周波数ｆ_Oよりも低くならないように制御する。これにより、目標値Ｐ_Oに達しない場合であっても、より目標値Ｐ_Oに近い出力電力Ｐを得られるようにしている。

次に、図１８を用いて、本形態のフローチャートの説明をする。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ２１を行う。ここでは、第１期間Ｔ₁から第２期間Ｔ₂へ、又は第２期間Ｔ₂から第１期間Ｔ₁への切り替えを行う。その後、ステップＳ２２に移り、出力電力Ｐを測定する。次いで、ステップＳ２３に移り、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oに達したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ２１に戻る。

また、ステップＳ２３でＮｏと判断した場合は、ステップＳ２４に移る。ここでは、後述する、駆動周波数ｆの変更停止指示が出ているか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合、ステップＳ２１に戻る。また、ステップＳ２４でＮｏと判断した場合は、ステップＳ２５に移る。

ステップＳ２５では、駆動周波数ｆを所定値、下げる。この後、ステップＳ２６に移り、差電流ΔＩ＝０か否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ２１に戻る。また、ステップＳ２６でＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ２７に移り、駆動周波数ｆの変更を停止する指示を出す。その後、ステップＳ２１に戻る。

本形態の作用効果について説明する。上記構成にすると、出力電力Ｐが、最大値Ｐ_MAXよりも低い目標値Ｐ_Oに近づくように、駆動周波数ｆを制御することができる。また、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oに達しなかった場合（図１７の曲線ＣＬ₂の場合）、駆動周波数ｆが共振周波数ｆ_O（差電流ΔＩ＝０となったときの駆動周波数ｆ）よりも低くなることを抑制できる。そのため、目標値Ｐ_Oに達しなかった場合でも、より目標値Ｐ_Oに近い出力電力Ｐを得ることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

なお、本形態では、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに近づける際、駆動周波数ｆを最大値ｆ_MAXから次第に低減させたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、駆動周波数ｆを、予め定められた最小値ｆ_MINから次第に増加させてもよい。そして、駆動周波数ｆを増加させる過程において、差電流ΔＩが略０となったときに、駆動周波数ｆの増加を停止するよう構成してもよい。

また、本形態では、図１８のステップＳ２６において、差電流ΔＩが０になったか否かを判断しているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、ステップＳ２６において、差電流ΔＩが、予め定められた値ΔＩ_THよりも０に近づいたか否かを判断してもよい。つまり、下記式を満たすか否かを判断してもよい。
｜ΔＩ｜＜ΔＩ_TH
そして、ステップＳ２６において、差電流ΔＩが上記値ΔＩ_THより０に近づいた場合には、ステップＳ２７に移り、駆動周波数ｆの変更を停止するようにしてもよい。この場合でも、差電流ΔＩが０に近づいたとき、すなわち出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oに比較的近づいたときの駆動周波数ｆで、スイッチ３，４を動作させることができる。

（実施形態４）
本形態は、センタ用電流センサ６_Cの配置位置を変更した例である。図１９に示すごとく、本形態ではセンタ用電流センサ６_Cを、平滑コンデンサＣ₁と補助コンデンサＣ₂との間に設けてある。この位置に設けても、センタタップ電流Ｉ_Cを測定することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。

１ 共振インバータ
２ トランス
２１ 一次コイル
２２ 二次コイル
３ａ 第１メインスイッチ
３ｂ 第２メインスイッチ
４ａ 第１補助スイッチ
４ｂ 第２補助スイッチ
Ｃ₂ 補助コンデンサ
５ 制御部

Claims (4)

1. プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
   上記プッシュプル回路は、
   直流電源（１０）の電圧を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ₁）と、
   該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ₃）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１ａ）と第２コイル部（２１ｂ）とに区画してあるトランス（２）と、
   上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３ａ）と、
   上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端子（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３ｂ）とを備え、
   上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４ａ）と、第２補助スイッチ（４ｂ）と、補助コンデンサ（Ｃ₂）とを有し、該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
   上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（Ｉ_O）を共振させるよう構成され、
   上記センタタップに流れるセンタタップ電流（Ｉ_C）を測定するセンタ用電流センサ（６_C）と、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチとの２つのメインスイッチのうち、少なくとも一方に設けられ、該メインスイッチを流れるスイッチ電流（Ｉ_S）を測定するスイッチ用電流センサ（６_S）とを有し、
   上記制御部は、上記メインスイッチをターンオンしたときにおける、上記センタタップ電流の瞬時値であるセンタオン電流Ｉ_CON、および上記スイッチ電流の瞬時値であるスイッチオン電流Ｉ_SONと、上記メインスイッチをターンオフしたときにおける、上記センタタップ電流の瞬時値であるセンタオフ電流Ｉ_COFF、および上記スイッチ電流の瞬時値であるスイッチオフ電流Ｉ_SOFFを用いて、下記式によって表される差電流ΔＩを算出し、該差電流ΔＩを用いて、上記スイッチの駆動周波数（ｆ）を制御するよう構成されている、共振インバータ。
   ΔＩ＝（Ｉ_SOFF−Ｉ_COFF）−（Ｉ_SON−Ｉ_CON）
2. 上記制御部は、上記差電流ΔＩが０に近づくように、上記駆動周波数を制御するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。
3. 上記スイッチ用電流センサとして、上記第１メインスイッチを流れる第１スイッチ電流（Ｉ_S1）を測定する第１スイッチ用電流センサ（６_Sa）と、上記第２メインスイッチを流れる第２スイッチ電流（Ｉ_S2）を測定する第２スイッチ用電流センサ（６_Sb）とを備え、上記制御部は、上記第１スイッチ電流の電流値と、上記第２スイッチ電流の電流値とが互いに近づくように、上記スイッチのデューティを調整するよう構成されている、請求項１又は２に記載の共振インバータ。
4. 上記制御部は、上記二次コイルの出力電力（Ｐ）が目標値（Ｐ_O）に近づくように、上記駆動周波数を、予め定められた最高周波数から次第に減少させるか、又は予め定められた最低周波数から次第に増加させ、上記制御部は、上記駆動周波数を変化させる過程において、上記差電流ΔＩが予め定められた値よりも０に近づいた場合には、上記駆動周波数の変化を停止するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。

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