JP6772922B2 - 共振インバータ - Google Patents

Description

本発明は、共振負荷を駆動するための共振インバータに関する。

従来から、放電リアクタ等の共振負荷を駆動するための装置として、共振インバータが用いられている（下記特許文献１参照）。この共振インバータは、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチを有する主回路部と、上記スイッチのオンオフ動作を制御する制御部とを備える。上記スイッチは直流電源に電気接続しており、このスイッチをオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換している。そして、この交流電力を出力電力として、上記共振負荷に供給している。これにより、共振負荷を駆動するよう構成されている。

共振負荷は、共振周波数で共振する。そのため、スイッチの駆動周波数を共振周波数に近づけると、効率的に共振させることができ、出力電力を高めることができる。駆動周波数を共振周波数から遠ざけると、出力電力は低くなる。また、スイッチのデューティを高くすると出力電力が高くなり、デューティを低くすると出力電力は低減する。

特開２００１−２５１８５４号公報

近年、出力電力を目標値に短時間で、正確に近づけることが可能な共振インバータの開発が進められている。その背景には、例えば次のようなものがある。すなわち、上記直流電源の電源電圧は、急に変化することがある。この場合、出力電力が目標値から急に遠ざかる。また、共振インバータの稼働を開始した直後は、駆動周波数が共振周波数から大きく外れている等の理由により、充分な出力電力が得られていない。そのため、出力電力が目標値から乖離している。このような場合に、出力電力を目標値に短時間で、正確に近づけることができるようにすることが望まれている。

この課題を達成するため、スイッチのデューティと駆動周波数を制御する方法が検討されている。例えば、出力電力の目標値と電源電圧とを用いて、デューティを制御する。同様に、出力電力の目標値と電源電圧とを用いて、駆動周波数を制御する。これらデューティと駆動周波数とを制御すれば、出力電力を目標値に近づけることができる。

しかしながら、上記方法では、必ずしも充分に、出力電力を短時間で正確に目標値に近づけることはできない。すなわち、上記共振インバータでは、デューティと駆動周波数とのいずれを変化させても、出力電力が変化する（図２０参照）。そのため、デューティ及び駆動周波数を最適値に制御しにくい。この状況で、出力電力の目標値と電源電圧との２つのパラメータを用いてデューティを制御し、かつ上記２つのパラメータを用いて駆動周波数を制御すると、これら２つのパラメータのうち一方のパラメータが大きく変動した場合、デューティと駆動周波数とを両方とも大きく調整する必要があり、出力電力を短時間で正確に目標値に近づけにくくなる。また、デューティと駆動周波数を制御するために、それぞれ２つのパラメータを用いるため、制御部の構成が複雑になりやすい。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、制御部の構成を簡素にでき、かつ出力電力を目標値に短時間で正確に近づけることが可能な共振インバータを提供しようとするものである。

本発明の一態様は、共振周波数（Ｆ_O）で電気的に共振する共振負荷（８）を駆動するための共振インバータ（１）であって、
直流電源（１０）に電気接続したスイッチ（３）を有し、該スイッチをオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（Ｐ）として上記共振負荷に供給する主回路部（２）と、
上記スイッチのオンオフ動作を制御する制御部（４）と、
上記直流電源の電源電圧（Ｖ_B）を測定する電圧センサ（５）と、
上記出力電力を検出する電力検出部（６）とを備え、
上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）と駆動周波数（Ｆ）とを制御することにより、上記出力電力を制御し、
上記制御部は、上記電源電圧の測定値を用いて上記デューティを制御し、上記出力電力の目標値（Ｐ_O）を用いて上記駆動周波数を制御するよう構成されており、
上記制御部は、上記電源電圧の測定値に基づいて上記デューティをフィードフォワード制御し、上記出力電力の目標値と検出値との誤差（ΔＰ）が０に近づくように上記駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されており、
上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作して上記共振負荷に上記出力電力を供給する駆動期間（Ｔ _DRIVE ）と、上記スイッチのオンオフ動作を停止して上記出力電力の供給を停止する停止期間（Ｔ _STOP ）とを交互に行うことにより、上記出力電力の平均値（Ｐ _AVE ）を下げる間欠運転と、上記出力電力を供給し続ける連続運転とを切り替え可能に構成され、上記制御部は、予め定められた最低出力電力（Ｐ _MIN ）よりも上記目標値の方が低い場合は、上記間欠運転に切り替え、上記出力電力の上記平均値が上記目標値に近づくように、上記駆動周波数を制御するよう構成されている、共振インバータにある。
本発明の他の態様は、共振周波数（Ｆ _O ）で電気的に共振する共振負荷（８）を駆動するための共振インバータ（１）であって、
直流電源（１０）に電気接続したスイッチ（３）を有し、該スイッチをオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（Ｐ）として上記共振負荷に供給する主回路部（２）と、
上記スイッチのオンオフ動作を制御する制御部（４）と、
上記直流電源の電源電圧（Ｖ _B ）を測定する電圧センサ（５）と、
上記出力電力を検出する電力検出部（６）とを備え、
上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）と駆動周波数（Ｆ）とを制御することにより、上記出力電力を制御し、
上記制御部は、上記電源電圧の測定値を用いて上記デューティを制御し、上記出力電力の目標値（Ｐ _O ）を用いて上記駆動周波数を制御するよう構成されており、
上記制御部は、上記出力電力の供給を開始する際に、上記駆動周波数を予め定められた初期値（Ｆ _START ）に保持した状態で、上記デューティを予め定められた最低値（Ｄ _MIN ）から次第に増加させ、上記デューティを上記電源電圧に基づいて算出された値（Ｄ _O ）にした後、上記駆動周波数を上記初期値から変化させることにより、上記出力電力を上記目標値に近づけるよう構成されている、共振インバータにある。

上記共振インバータの制御部は、電源電圧の測定値を用いてデューティを制御し、上記出力電力の目標値を用いて駆動周波数を制御している。
このようにすると、出力電力の目標値と電源電圧との、２つのパラメータのうち、一方のパラメータ（電源電圧）のみを用いてデューティを制御し、他方のパラメータ（出力電力の目標値）のみを用いて駆動周波数を制御できる。したがって、２つのパラメータのうちいずれかが大きく変動した場合、デューティと駆動周波数とを両方とも大きく調整しなくてすむ。そのため、出力電力を目標値に短時間で正確に近づけやすい。また、デューティと駆動周波数の制御に、それぞれ上記２つのパラメータを用いなくてもすむため、制御部の構成を簡素にすることができる。

以上のごとく、上記態様によれば、制御部の構成を簡素にでき、かつ出力電力を目標値に短時間で正確に近づけることが可能な共振インバータを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

参考形態１における、共振インバータの回路図。 参考形態１における、出力電力と、デューティと、駆動周波数との関係を三次元的に表したグラフ。 参考形態１における、デューティを固定したときの、出力電力と駆動周波数との関係を表したグラフ。 参考形態１における、出力電力と、デューティと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 図４の状態から、電源電圧が低下した場合における、出力電力と、デューティと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 図４の状態から、電源電圧が上昇した場合における、出力電力と、デューティと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 参考形態１における、制御部のフローチャート。 参考形態１における、出力電流Ｉ_Oとゲート電圧Ｖ_Gとの波形図。 参考形態１における、フルブリッジ回路とトランスを用いた共振インバータの回路図。 参考形態１における、フルブリッジ回路と共振インダクタを用いた共振インバータの回路図。 参考形態１における、フルブリッジ回路と、共振インダクタと、共振用キャパシタとを用いた共振インバータの回路図。 参考形態１における、プッシュプル回路とトランスを用いた共振インバータの回路図。 実施形態１における、電源投入時での、出力電力の目標値と、デューティと、駆動周波数との関係を表したグラフ。 実施形態１における、制御部のフローチャート。 実施形態１における、駆動周波数の初期値を最低周波数に設定した場合での、共振インバータの動作を説明するための図。 実施形態２における、連続運転と間欠運転の説明図。 実施形態２における、出力電力の目標値が変化した場合での、デューティと、駆動周波数と、最低出力電力との関係を表したグラフ。 実施形態２における、制御部のフローチャート。 実施形態２における、共振インバータの回路図。 比較形態における、制御部の概念図。

（参考形態１）
上記共振インバータに係る参考形態について、図１〜図１２を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、共振周波数Ｆ_Oで電気的に共振する共振負荷８を駆動するために設けられている。共振インバータ１は、主回路部２と、制御部４と、電圧センサ５と、電力検出部６とを備える。

主回路部２は、直流電源１０に電気接続したスイッチ３（３ａ〜３ｄ）を備える。主回路部２は、これらのスイッチ３をオンオフ動作させることにより、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力Ｐとして共振負荷８に供給するよう構成されている。

制御部４は、スイッチ３のオンオフ動作を制御する。電圧センサ５は、直流電源１０の電源電圧Ｖ_Bを測定する。電力検出部６は、上記出力電力Ｐを検出する。制御部４は、スイッチ３のデューティＤと駆動周波数Ｆとを制御する。これにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。

制御部４は、電源電圧Ｖ_Bの測定値を用いてデューティＤを制御する。また、出力電力の目標値Ｐ_Oを用いて、駆動周波数Ｆを制御するよう構成されている。

本形態の共振インバータ１は、車両に搭載するための、車載用共振インバータである。また、共振負荷８は、オゾンを発生するための放電リアクタである。この放電リアクタを用いてオゾンを発生し、車両のエンジンから排出される排ガスを改質するよう構成してある。

図１に示すごとく、主回路部２は、プッシュプル回路１４と、共振タンク回路１５とを備える。プッシュプル回路１４は、平滑コンデンサ１２と、トランス７と、第１スイッチ３ａと、第２スイッチ３ｂとからなる。また、共振タンク回路１５は、第３スイッチ３ｃと、第４スイッチ３ｄと、補助コンデンサ１３とからなる。トランス７の一次コイル７１には、センタタップ７３が設けられている。このセンタタップ７３を、平滑コンデンサ１２の正極端子１２１に電気接続してある。トランス７の二次コイル７２は、共振負荷８に接続している。

図８に示すごとく、制御部４は、第１スイッチ３ａと第４スイッチ３ｄを両方ともオンする第１期間τ₁と、第２スイッチ３ｂと第３スイッチ３ｃとを両方ともオンする第２期間τ₂とを交互に切り替える。これにより、トランス７（図１参照）の一次コイル７１に交流電流を流し、二次コイル７２に出力電流Ｉ_Oを発生させている。

出力電流Ｉ_Oは、二次コイル７２の漏れインダクタンスＬと、共振負荷８の静電容量Ｃとによって決定される共振周波数Ｆ_O（＝１／２π√ＬＣ）で共振する。図８に示すごとく、スイッチ３の全体の周期をＴ、第１期間τ₁の周期をＴ₁、第２期間τ₂の周期Ｔ₂とした場合、駆動周波数Ｆは１／Ｔと表され、デューティＤは（Ｔ₁＋Ｔ₂）／Ｔと表される。駆動周波数Ｆを共振周波数Ｆ_Oに近づけると、出力電流Ｉ_Oの共振の効率が高まり、出力電力Ｐを高くすることができる。また、デューティＤを高くしても、出力電力Ｐを高くすることができる。

図１に示すごとく、直流電源１０には電流センサ１１が設けられている。この電流センサ１１によって、直流電源１０の電流（以下、電源電流Ｉ_Bとも記す）を測定している。電流センサ１１による電源電流Ｉ_Bの測定値と、電圧センサ５による電源電圧Ｖ_Bの測定値とは、電力検出部６に送信される。電力検出部６は、これらの測定値を用いて、出力電力Ｐ（≒Ｖ_BＩ_B）を算出している。

制御部４は、減算部４１と、デューティ制御部４２と、周波数制御部４３と、駆動回路４４とを備える。また、図示しないＥＣＵから制御部４へ、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが入力される。

デューティ制御部４２は、電源電圧Ｖ_Bを用いて、フィードフォワード制御により、デューティＤを制御する。また、減算部４１は、出力電力の目標値Ｐ_Oと、検出値Ｐとの誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）を算出する。周波数制御部４３は、この誤差ΔＰが０に近づくように、駆動周波数Ｆをフィードバック制御している。

デューティＤと駆動周波数Ｆは、駆動回路４４に入力される。駆動回路４４は、各スイッチ３のゲート電極に電圧を加え、オンオフ動作させる。また、駆動回路４４は、各スイッチ３を、入力されたデューティＤ及び駆動周波数Ｆで動作させる。

図２に、出力電力Ｐと、デューティＤと、駆動周波数Ｆとの関係を表したグラフを示す。同図では、出力電力Ｐを三次元的に表している。また、同図に示す横線は、それぞれ出力電力ＰがＰ_a，Ｐ_O，Ｐ_b，Ｐ_cであるときの等出力線である。図２に示すごとく、デューティＤを一定にした状態で駆動周波数Ｆを共振周波数Ｆ_Oに近づけると、出力電力Ｐは高くなる。また、駆動周波数Ｆを共振周波数Ｆ_Oから遠ざけると、出力電力Ｐは低くなる。

同様に、駆動周波数Ｆを一定にした状態でデューティＤを高くすると、出力電力Ｐは高くなる。デューティＤが１００％（フルデューティＤ_FULL）のとき、出力電力Ｐは最も高くなる。また、駆動周波数Ｆを一定にした状態でデューティＤを低くすると、出力電力Ｐは低減する。

図３に、デューティＤを一定にしたときの、出力電力Ｐと駆動周波数Ｆとの関係を示す。同図に示すごとく、直流電源１０の電源電圧Ｖ_Bが高くなった場合は、出力電力Ｐは全体的に高い方へシフトし、電源電圧Ｖ_Bが低くなった場合は、出力電力Ｐは全体的に低い方へシフトする。

本形態では直流電源１０を、共振インバータ１以外の電気機器、例えば車両のライトやエアコン等にも使用している。そのため、これらの電気機器を動作させた瞬間に、電源電圧Ｖ_Bが低下しやすい。したがって、共振インバータ１の出力電力Ｐが急に変化しやすい。本形態では、このように電源電圧Ｖ_Bが急に変化した場合でも、駆動周波数ＦとデューティＤを制御することにより、出力電力Ｐを短時間で正確に、目標値Ｐ_Oに戻すようにしている。

図４に、電源電圧Ｖ_Bが平均値に近い値Ｖ_BM（図３参照）になっている場合での、出力電力Ｐと、デューティＤ及び駆動周波数Ｆとの関係を示す。このグラフは、図２のグラフをＺ軸方向から見たものに相当する。図２の等出力線を、図４に記載してある。図４において、出力電力Ｐの各値（Ｐ_a，Ｐ_O，Ｐ_b，Ｐ_c）の関係は、Ｐ_a＞Ｐ_O＞Ｐ_b＞Ｐ_cとなっている。Ｐ_Oは出力電力Ｐの目標値である。

デューティＤは、最低値Ｄ_Lから最高値Ｄ_Hまでの間で制御可能である。同様に、駆動周波数Ｆも、最低周波数Ｆ_MINから最高周波数Ｆ_MAXまでの間で制御可能である。上述したように本形態の制御部４は、電源電圧Ｖ_Bの値Ｖ_BMに基づいて、デューティＤをフィードフォワード制御する。また、上記誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように、駆動周波数Ｆをフィードバック制御する。図４では、これらの制御により、デューティＤ及び駆動周波数Ｆは、それぞれ現在値Ｄ_A，Ｆ_Aに維持されている。

ここで、電源電圧Ｖ_Bが上記値Ｖ_BMから急に低下し、下限値に近い値Ｖ_BL（図３参照）になったとする。このとき出力電力Ｐの値は、全体的に低い方向にシフトする。そのため図５に示すごとく、目標値Ｐ_Oの等出力線は、図の上側に移動する。この場合、電源電圧Ｖ_Bが低下した瞬間に、出力電力Ｐが低下するため、制御部４は、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに戻す制御をする。この際、制御部４は、まずデューティＤを、変化後の電源電圧Ｖ_BLに基づいてフィードフォワード制御する。その結果、デューティＤは比較的高い値Ｄ_Bに変更される。フィードフォワード制御は、精度はあまり高くないが、応答速度が速い。そのため出力電力Ｐを短時間で、目標値Ｐ_Oに比較的近い値に戻すことができる。この制御を行った後、制御部４は、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように、駆動周波数Ｆをフィードバック制御する。フィードバック制御は、応答速度は低いが、精度が高い。そのため、出力電力Ｐを高い精度で目標値Ｐ_Oに近づけることができる。

また、図４の状態から、電源電圧Ｖ_Bが急に上昇し、上限値に近い値Ｖ_BH（図３参照）になることもある。このとき出力電力Ｐの値は、全体的に高い方向にシフトする。そのため図６に示すごとく、目標値Ｐ_Oの等出力線は、図の下側に移動する。この場合、電源電圧Ｖ_Bが上昇した瞬間に、出力電力Ｐが上昇するため、制御部４は、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに戻す制御をする。この際、制御部４は、電源電圧Ｖ_Bが低下した場合と同様の制御を行う。すなわち、まずデューティＤを、変化後の電源電圧Ｖ_BHに基づいてフィードフォワード制御する。その後、制御部４は、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように、駆動周波数Ｆをフィードバック制御する。

次に、制御部４のフローチャートの説明をする。図７に示すごとく、制御部４は、まずステップＳ１を行う。ここでは、電源電圧Ｖ_Bを測定する。その後、ステップＳ２に移る。ステップＳ２では、電源電圧Ｖ_Bの測定値に基づいて、デューティＤをフィードフォワード制御する。

その後、ステップＳ３に移り、出力電力の目標値Ｐ_Oと検出値Ｐとの誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）を算出する。その後、ステップＳ４に移る。ここでは、誤差ΔＰが０に近づく様に、フィードバック制御により、駆動周波数Ｆを所定値、変化させる。その後、ステップＳ１に戻る。

本形態の作用効果について説明する。本形態の制御部４は、電源電圧Ｖ_Bの測定値を用いてデューティＤを制御し、出力電力の目標値Ｐ_Oを用いて駆動周波数Ｆを制御している。
このようにすると、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oと電源電圧Ｖ_Bとの、２つのパラメータのうち、一方のパラメータ（電源電圧Ｖ_B）のみを用いてデューティＤを制御し、他方のパラメータ（目標値Ｐ_O）のみを用いて駆動周波数Ｆを制御できる。したがって、２つのパラメータのうちいずれかが大きく変動した場合、デューティＤと駆動周波数Ｆを両方とも大きく調整しなくてすむ。そのため、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに短時間で正確に近づけることができる。また、本形態では、デューティＤと駆動周波数Ｆの制御に、それぞれ上記２つのパラメータ（Ｖ_B，Ｐ_O）を用いなくてもすむため、制御部４の構成を簡素にすることができる。

ここで仮に、図２０に示すごとく、電源電圧Ｖ_Bと目標値Ｐ_Oとの２つのパラメータを用いてデューティＤを制御し、同様に上記２つのパラメータを用いて駆動周波数Ｆを制御したとすると、電源電圧Ｖ_Bが変動したときに、デューティＤと駆動周波数Ｆを両方とも大きく調整する必要が生じ、出力電力Ｐの制御が困難になりやすい。
これに対して、本形態のように、上記２つのパラメータのうち一方のパラメータ（電源電圧Ｖ_B）のみを用いてデューティを制御し、他方のパラメータ（目標値Ｐ_O）のみを用いて駆動周波数Ｆを制御すれば、電源電圧Ｖ_Bが変動したときに、デューティＤのみ大きく調整すればよく、駆動周波数Ｆを大きく変化させる必要はない。そのため、これらデューティＤと駆動周波数Ｆを制御しやすい。特に本形態の共振インバータ１は、デューティＤと駆動周波数Ｆのどちらを変化させても、出力電力Ｐが変化する。そのため、デューティＤと駆動周波数Ｆを、互いに独立した別々のパラメータ（Ｖ_B，Ｐ_O）によって制御し、デューティＤと駆動周波数Ｆが同時に両方とも大きく変化しないようにした効果は大きい。

また、図７に示すごとく、本形態の制御部４は、電源電圧Ｖ_Bに基づいてデューティＤをフィードフォワード制御し、上記誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように駆動周波数Ｆをフィードバック制御するよう構成されている。
このようにすると、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに、より短時間で正確に近づけることができる。すなわち、フィードフォワード制御は、精度は低いが応答速度が速い。また、フィードバック制御は、応答速度は遅いが精度が高い。本形態では、まずデューティＤをフィードフォワード制御するため、出力電力Ｐを短時間で、目標値Ｐ_Oに比較的近い値にすることができる。また、この後で、駆動周波数Ｆのフィードバック制御を行うため、出力電力Ｐを正確に目標値Ｐ_Oに近づけることができる。
このように、デューティＤのフィードフォワード制御と駆動周波数Ｆのフィードバック制御を組み合わせることにより、出力電力Ｐを短時間で正確に目標値Ｐ_Oに近づけることができる。本形態では、直流電源１０の電源電圧Ｖ_Bが急に変化し、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oから急に乖離する場合があるため、この効果は大きい。

以上のごとく、本形態によれば、制御部の構成を簡素にでき、かつ出力電力を目標値に短時間で正確に近づけることが可能な共振インバータを提供することができる。

なお、本形態では図１に示すごとく、プッシュプル回路１４と共振タンク回路１５とトランス７を用いて共振インバータ１を構成したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、例えば図９に示すごとく、複数のスイッチ３からなるフルブリッジ回路１９と、トランス７とによって共振インバータ１を構成しても良い。また、図１０に示すごとく、トランス７を設けず、フルブリッジ回路１９と、共振用インダクタ８１とによって共振インバータ１を構成しても良い。この場合、共振用インダクタ８１と共振負荷８とによって出力電流Ｉ_Oが共振する。

さらには、図１１に示すごとく、フルブリッジ回路１９と、共振用インダクタ８１と、補助コンデンサ８２とによって共振インバータ１を構成してもよい。この場合、補助コンデンサ８２と共振負荷８との合計の静電容量と、共振用インダクタ８１のインダクタンスとによって、出力電流Ｉ_Oが共振する。また、図１２に示すごとく、プッシュプル回路１４とトランス７とによって共振インバータ１を構成し、共振タンク回路１５（図１参照）を設けないようにすることもできる。

以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、参考形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、参考形態１と同様の構成要素等を表す。

（実施形態１）
本形態は、制御部４の制御方法を変更した例である。本形態では、共振インバータ１を稼働し始めるとき、すなわち出力電力Ｐの供給を開始する際においても、デューティＤと駆動周波数Ｆとを制御することにより、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに近づけるようにしている。この制御を開始する際、図１３に示すごとく、制御部４はまず、駆動周波数Ｆを予め定められた初期値Ｆ_STARTに保持した状態で、デューティＤを予め定められた最低値Ｄ_MINから、電源電圧Ｖ_Bに基づいて算出された値Ｄ_Oになるまで次第に増加させる。その後、デューティＤをフィードフォワードによって上記値Ｄ_Oにする制御に移行する。

この後、制御部４は、デューティＤをフィードフォワード制御した状態で、駆動周波数Ｆを初期値Ｆ_STARTから変化させ、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに近づける。すなわち、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように、駆動周波数Ｆを変化させる。

また、本形態では、上記初期値Ｆ_STARTを、予め定められた最高周波数Ｆ_MAXとしてある。制御部４は、駆動周波数Ｆを変化させる際に、駆動周波数Ｆを、最高周波数Ｆ_MAXから次第に低減させる。

次に、制御部４のフローチャートについて説明する。図１４に示すごとく、制御部４は、まずステップＳ１１を行う。ここでは、駆動周波数Ｆを最高周波数Ｆ_MAX（すなわち、初期値Ｆ_START）に保持したまま、デューティＤを最小値Ｄ_MINから、電源電圧Ｖ_Bに基づいて算出された値Ｄ_Oになるまで、次第に増加させる。

その後、ステップＳ１２に移る。ここでは、デューティＤを、フィードフォワードによって上記値Ｄ_Oにする制御に移行する。その後、ステップＳ１３に移る。ここでは、デューティＤをフィードフォワード制御した状態で、駆動周波数Ｆを、最高周波数Ｆ_MAXから次第に減少させ、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）を０に近づける。

本形態の作用効果について説明する。本形態では、出力電力Ｐの供給を開始する際に、駆動周波数Ｆを初期値Ｆ_STARTに保持したまま、デューティＤを最小値Ｄ_MINから次第に増加させる。そして、デューティＤが電源電圧Ｖ_Bに基づいて算出された値Ｄ_Oに達した後、デューティＤのフィードフォワード制御下で、駆動周波数Ｆを初期値Ｆ_STARTから変化させ、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに近づける。
このようにすると、参考形態１と同様に、デューティＤと駆動周波数Ｆとを、同時に両方とも大きく変化させる必要が無い。そのため、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに短時間で正確に近づけることができる。特に、出力電力Ｐの供給を開始するときは、出力電力Ｐが目標値Ｐ_Oから大きく乖離しているため、上記制御を行うことにより、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに短時間で正確に近づけるようにした効果は大きい。

また、本形態では図１３に示すごとく、初期値Ｆ_STARTを上記最高周波数Ｆ_MAXとしてある。そして、駆動周波数Ｆを変化させるとき、駆動周波数Ｆを、最高周波数Ｆ_MAXから次第に低減させている。
このようにすると、駆動周波数Ｆを増加させたり減少させたりする必要がなく、減少させ続けるだけで、出力電力Ｐを目標値Ｐ_Oに近づけることができる。そのため、駆動周波数Ｆの制御を容易に行うことができる。
その他、参考形態１と同様の構成および作用効果を備える。

なお、本形態では初期値Ｆ_STARTを上記最高周波数Ｆ_MAXとしているが、本発明はこれに限るものではない。例えば図１５に示すごとく、初期値Ｆ_STARTを予め定められた最低周波数Ｆ_MINにし、駆動周波数Ｆを変化させるとき、該駆動周波数Ｆを、最低周波数Ｆ_MINから次第に増加させてもよい。また、初期値Ｆ_STARTを、最低周波数Ｆ_MINと最高周波数Ｆ_MAXとの中間の周波数に設定してもよい。

（実施形態２）
本形態は、制御部４の制御方法を変更した例である。図１６に示すごとく、本形態の制御部４は、間欠運転と連続運転とを切り替えることが可能に形成されている。間欠運転では、駆動期間Ｔ_DRIVEと停止期間Ｔ_STOPとを交互に行う。駆動期間Ｔ_DRIVEは、スイッチ３（図１参照）をオンオフ動作して共振負荷８に出力電力Ｐを供給する期間である。また、停止期間Ｔ_STOPは、スイッチ３のオンオフ動作を停止して、出力電力Ｐの供給を停止する期間である。これら駆動期間Ｔ_DRIVEと停止期間Ｔ_STOPとを交互に行うことにより、出力電力Ｐの平均値Ｐ_AVEを下げるよう構成されている。また、上記連続運転では、スイッチ３をオンオフし続け、共振負荷８に出力電力Ｐを供給し続ける。

また、図１７に示すごとく、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが急に変更になり、直前の値Ｐ_OBからＰ_OAに下がることがある。このとき、デューティＤを、電源電圧Ｖ_Bに基づいて算出された値Ｄ_Oに保持した状態で、駆動周波数ＦをＦ_MINからＦ_MAXの間で変化させたときに得られる最低出力電力Ｐ_MINよりも、目標値Ｐ_OAの方が低いことがある。例えば図１７では、デューティＤを上記値Ｄ_Oにした状態では、駆動周波数Ｆを最高周波数Ｆ_MAXにしたとき、出力電力Ｐが最も低い値（最低出力電力Ｐ_MIN）になる。この最低出力電力Ｐ_MINよりも目標値Ｐ_OAの方が低いため、駆動周波数ＦをＦ_MINからＦ_MAXの間でいくら変化させても、出力電力Ｐを目標値Ｐ_OAに到達させることができない。

また、共振負荷８の電気特性の制約で、最低出力電力Ｐ_MINを規定することがある。例えば、電極対を有する放電負荷を複数個、並列接続した場合等で、ある一定割合以上の電極対で放電動作を確保したい場合がある。放電負荷は、放電開始電圧以上となって放電を開始すると、放電電力を増加させても電極対に加わる電圧の上昇が緩やかになる。複数の電極対を並列接続した場合などで、複数の電極対の放電開始電圧にばらつきが存在すると、放電を開始した電極対により、並列接続された負荷全体の電圧の上昇が抑制されて、相対的に放電開始電圧が高い電極対に放電が発生しにくくなる。この場合、一定の割合以上の電極対で放電させるために、ある一定以上の出力電力が必要となる。つまり、放電負荷の最低出力電力Ｐ_MINを設定しておく必要がある。

本形態では、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが、上記最低出力電力Ｐ_MINよりも低い場合、上記連続運転から間欠運転に切り替える。これにより、出力電力Ｐの平均値Ｐ_AVEを下げ、この平均値Ｐ_AVEが目標値Ｐ_OAに近づくように、駆動周波数Ｆを制御する。

次に、制御部４の回路図について説明する。図１９に示すごとく、本形態の制御部４は、デューティ制御部４２と、周波数制御部４３と、間欠運転制御部４５と、判別部４６とを備える。デューティ制御部４２は、電源電圧Ｖ_Bの測定値に基づいて、デューティＤをフィードフォワード制御する。また、判別部４６は、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oと、最低出力電力Ｐ_MINとのうち、値が大きい方を出力する。周波数制御部４３は、判別部４６から入力された値と、出力電力Ｐの検出値との誤差ΔＰが０に近づくように、駆動周波数Ｆをフィードバック制御する。また、間欠運転制御部４５は、出力電力Ｐの目標値Ｐ_Oが最低出力電力Ｐ_MINよりも小さい場合は、間欠運転に切り替える指示を出す。

次に、制御部４のフローチャートについて説明する。図１８に示すごとく、制御部４は、まずステップＳ２１を行う。ここでは、予め定められた最低出力電力Ｐ_MINよりも目標値Ｐ_Oの方が低いか否かを判断する。最低出力電力Ｐ_MINは、駆動周波数Ｆを最低周波数Ｆ_MINから最高周波数Ｆ_MAXの間で変化させた場合に得られる、最も低い電力を用いたり、予め測定した、共振負荷８の出力電力下限値を用いたりすることができる。

ステップＳ２１でＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ２２に進む。ここでは、共振インバータ１を間欠運転に切り替える。そして、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ_AVE）が０に近づくように、駆動周波数Ｆを制御する。また、ステップＳ２１でＮｏと判断した場合は、ステップＳ２３に進む。ここでは、連続運転を続ける。そして、誤差ΔＰ（＝Ｐ_O−Ｐ）が０に近づくように、駆動周波数Ｆを制御する。

本形態の作用効果について説明する。上記構成にすると、連続運転から間欠運転に切り替えることにより、上記最低出力電力Ｐ_MINよりも低い出力電力Ｐを得ることが可能になる。
その他、参考形態１と同様の構成および作用効果を備える。

１ 共振インバータ
１０ 直流電源
３ スイッチ
４ 制御部
５ 電圧センサ
６ 電力検出部
Ｖ_B 電源電圧
Ｄ デューティ
Ｆ 駆動周波数
ΔＰ 誤差

Claims (6)

1. 共振周波数（Ｆ_O）で電気的に共振する共振負荷（８）を駆動するための共振インバータ（１）であって、
   直流電源（１０）に電気接続したスイッチ（３）を有し、該スイッチをオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（Ｐ）として上記共振負荷に供給する主回路部（２）と、
   上記スイッチのオンオフ動作を制御する制御部（４）と、
   上記直流電源の電源電圧（Ｖ_B）を測定する電圧センサ（５）と、
   上記出力電力を検出する電力検出部（６）とを備え、
   上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）と駆動周波数（Ｆ）とを制御することにより、上記出力電力を制御し、
   上記制御部は、上記電源電圧の測定値を用いて上記デューティを制御し、上記出力電力の目標値（Ｐ_O）を用いて上記駆動周波数を制御するよう構成されており、
   上記制御部は、上記電源電圧の測定値に基づいて上記デューティをフィードフォワード制御し、上記出力電力の目標値と検出値との誤差（ΔＰ）が０に近づくように上記駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されており、
   上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作して上記共振負荷に上記出力電力を供給する駆動期間（Ｔ _DRIVE ）と、上記スイッチのオンオフ動作を停止して上記出力電力の供給を停止する停止期間（Ｔ _STOP ）とを交互に行うことにより、上記出力電力の平均値（Ｐ _AVE ）を下げる間欠運転と、上記出力電力を供給し続ける連続運転とを切り替え可能に構成され、上記制御部は、予め定められた最低出力電力（Ｐ _MIN ）よりも上記目標値の方が低い場合は、上記間欠運転に切り替え、上記出力電力の上記平均値が上記目標値に近づくように、上記駆動周波数を制御するよう構成されている、共振インバータ。
2. 上記制御部は、上記出力電力の供給を開始する際に、上記駆動周波数を予め定められた初期値（Ｆ_START）に保持した状態で、上記デューティを予め定められた最低値（Ｄ_MIN）から次第に増加させ、上記デューティを上記電源電圧に基づいて算出された値（Ｄ_O）にした後、上記駆動周波数を上記初期値から変化させることにより、上記出力電力を上記目標値に近づけるよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。
3. 上記初期値は、予め定められた最高周波数（Ｆ_MAX）又は最低周波数（Ｆ_MIN）であり、上記制御部は、上記駆動周波数を変化させる際に、該駆動周波数を、上記最高周波数から次第に低減させるか、又は上記最低周波数から次第に増加させるよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
4. 共振周波数（Ｆ_O）で電気的に共振する共振負荷（８）を駆動するための共振インバータ（１）であって、
   直流電源（１０）に電気接続したスイッチ（３）を有し、該スイッチをオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（Ｐ）として上記共振負荷に供給する主回路部（２）と、
   上記スイッチのオンオフ動作を制御する制御部（４）と、
   上記直流電源の電源電圧（Ｖ_B）を測定する電圧センサ（５）と、
   上記出力電力を検出する電力検出部（６）とを備え、
   上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）と駆動周波数（Ｆ）とを制御することにより、上記出力電力を制御し、
   上記制御部は、上記電源電圧の測定値を用いて上記デューティを制御し、上記出力電力の目標値（Ｐ_O）を用いて上記駆動周波数を制御するよう構成されており、
   上記制御部は、上記出力電力の供給を開始する際に、上記駆動周波数を予め定められた初期値（Ｆ _START ）に保持した状態で、上記デューティを予め定められた最低値（Ｄ _MIN ）から次第に増加させ、上記デューティを上記電源電圧に基づいて算出された値（Ｄ _O ）にした後、上記駆動周波数を上記初期値から変化させることにより、上記出力電力を上記目標値に近づけるよう構成されている、共振インバータ。
5. 上記初期値は、予め定められた最高周波数（Ｆ_MAX）又は最低周波数（Ｆ_MIN）であり、上記制御部は、上記駆動周波数を変化させる際に、該駆動周波数を、上記最高周波数から次第に低減させるか、又は上記最低周波数から次第に増加させるよう構成されている、請求項４に記載の共振インバータ。
6. 上記制御部は、上記電源電圧の測定値に基づいて上記デューティをフィードフォワード制御し、上記出力電力の目標値と検出値との誤差（ΔＰ）が０に近づくように上記駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されている、請求項４又は５に記載の共振インバータ。

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