JP6946924B2 - 共振インバータ装置 - Google Patents

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Description

本発明は、共振負荷を駆動するための共振インバータ装置に関する。
従来から、共振負荷を駆動するための共振インバータ装置が知られている（下記特許文献１参照）。この共振インバータ装置は、主回路部と制御部とを備える。主回路部は、直流電源から供給される入力電力を交流電力に変換し、この交流電力を出力電力として上記共振負荷に供給する。また、上記制御部は、主回路部の動作制御を行う。
制御部は外部装置に接続しており、この外部装置から、上記出力電力の目標値（出力目標値）が入力される。制御部は、出力目標値と同じ値の入力電力を主回路部に入力させ、主回路部において、この入力電力を交流電力（出力電力）に変換させる。これにより、主回路部から、出力目標値に比較的近い値の出力電力を発生させている。
国際公開第２０１５／０４９７８２号
しかしながら、上記共振インバータ装置は、出力電力が出力目標値から乖離することがあった。すなわち、主回路部を動作させると、該主回路部に含まれるスイッチング素子やトランス等が発熱し、電力損失が発生する。そのため、出力目標値と同じ値の入力電力を主回路部に入力すると、電力損失の分だけ出力電力が低下してしまう。したがって、実際の出力電力が出力目標値から乖離しやすい。
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、出力電力を出力目標値により近づけることができる共振インバータ装置を提供しようとするものである。
本発明の一態様は、直流電源（７）から供給される入力電力（ＰI）を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（ＰO）として共振負荷（８）に供給する主回路部（２）と、
上記入力電力を測定する入力電力測定部（３）と、
上記主回路部の動作制御をする制御部（４）とを備え、
該制御部は、
外部から、上記出力電力の目標値である出力目標値（ＰO *）が入力される被入力部（４１）と、
上記主回路部の電力損失（Ｗ）又は回路効率（η）を、上記主回路部の変換ロスパラメータとして導出する導出部（４２）と、
上記変換ロスパラメータを用いて上記出力目標値を増加させた値を、上記入力電力の目標値（ＰI *）として算出する入力電力算出部（４３）と、
算出した上記入力電力が入力されるように上記主回路部を動作させる動作指令部（４４）と、を備える共振インバータ装置（１）にある。
上記共振インバータ装置は、上記導出部と、入力電力算出部とを備える。導出部は、主回路部の電力損失又は回路効率を、上記変換ロスパラメータとして導出する。入力電力算出部は、変換ロスパラメータを用いて出力目標値を増加させた値を、入力電力の目標値として算出する。
そのため、出力電力を出力目標値に近づけることができる。例えば、変換ロスパラメータとして電力損失を採用した場合、出力目標値に電力損失を加えた値を、入力電力の目標値とすることができる。この入力電力を主回路部に投入すると、入力電力から上記電力損失を減算した値が出力電力として発生する。そのため、出力目標値に近い出力電力を発生させることができる。
また、変換ロスパラメータとして回路効率を採用した場合、出力目標値を回路効率で除した値を、入力電力の目標値とすることができる。この入力電力を主回路部に投入すると、入力電力に回路効率を乗じた値が出力電力として発生する。そのため、出力目標値に近い出力電力を発生させることができる。
以上のごとく、上記態様によれば、出力電力を出力目標値により近づけることができる共振インバータ装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
実施形態１における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態１における、デューティと、周波数と、出力電力との関係を三次元的に表したグラフ。 実施形態１における、デューティを固定したときの、周波数と出力電力との関係を表したグラフ。 実施形態１における、出力電流ＩOとゲート電圧ＶGとの波形図。 実施形態１における、バースト制御の説明図。 実施形態１における、記憶部に記憶されている情報の概念図。 実施形態１における、フルブリッジ回路を用いた共振インバータ装置の回路図。 実施形態２における、デューティと電力損失との関係を表した図。 実施形態２における、周波数と電力損失との関係を表した図。 実施形態２における、間欠率と電力損失との関係を表した図。 実施形態２における、間欠動作をしない場合での、周波数及びデューティと、電力損失との関係を表した図。 実施形態２における、間欠動作をした場合での、周波数及びデューティと、電力損失との関係を表した図。 実施形態２における、デューティと回路効率との関係を表した図。 実施形態２における、周波数と回路効率との関係を表した図。 実施形態２における、間欠率と回路効率との関係を表した図。 実施形態２における、間欠動作をしない場合での、周波数及びデューティと、回路効率との関係を表した図。 実施形態２における、間欠動作をした場合での、周波数及びデューティと、回路効率との関係を表した図。 実施形態３における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態４における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態４における、電源電圧とスイッチング電流との波形図。 実施形態５における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態６における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態７における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態７における、デューティと電力損失との関係を表した図。 実施形態７における、周波数と電力損失との関係を表した図。 実施形態８における、共振インバータ装置の回路図。 実施形態８における、デューティと、電流検出基準値との関係を表した図。
（実施形態１）
上記共振インバータ装置に係る実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ装置１は、主回路部２と、入力電力測定部３と、制御部４とを備える。主回路部２は、直流電源７から供給される入力電力ＰIを交流電力に変換し、該交流電力を出力電力ＰOとして共振負荷８に供給する。入力電力測定部３は、入力電力ＰIを測定する。制御部４は、主回路部２の動作制御を行う。
制御部４は、被入力部４１と、導出部４２と、入力電力算出部４３と、動作指令部４４とを備える。外部から被入力部４１に、出力電力ＰOの目標値である出力目標値ＰO *が入力される。導出部４２は、主回路部２の電力損失Ｗ又は回路効率ηを、主回路部２の変換ロスパラメータとして導出する。また、入力電力算出部４３は、変換ロスパラメータＷ，ηを用いて出力目標値ＰO *を増加させた値を、入力電力ＰIの目標値（以下、入力目標値ＰI *とも記す）として算出する。動作指令部４４は、算出した入力電力ＰIが入力されるように、主回路部２を動作させる。
本形態の共振インバータ装置１は、車両に搭載するための車載用共振インバータ装置である。また、共振負荷８は、オゾンを発生するための放電リアクタである。この放電リアクタを用いてオゾンを発生し、車両のエンジンから排出される排ガスを改質するよう構成されている。
主回路部２は、複数のスイッチング素子２１と、トランス２２と、コンデンサ２５とを備える。第１スイッチング素子２１Aと第２スイッチング素子２１Bとによって、プッシュプル回路２６を構成してある。また、第３スイッチング素子２１Cと第４スイッチング素子２１Dとコンデンサ２５とによって、共振タンク回路２７を構成してある。
主回路部２を動作させるときは、図４に示すごとく、第１スイッチング素子２１Aと第４スイッチング素子２１Dとを同時にオンする期間Ｔ1と、第２スイッチング素子２１Bと第３スイッチング素子２１Cとを同時にオンする期間Ｔ2とを交互に繰り返す。これにより、トランス２２の一次コイル２２１に一次電流を流す。これに伴って、図１、図４に示すごとく、二次コイル２２２に二次電流ＩOが流れる。二次コイル２２２の巻数は、一次コイル２２１の巻数よりも多い。また、二次電流ＩOは、共振負荷８の静電容量Ｃと、漏れインダクタンスＬとによって決定される共振周波数ｆr（＝１／２π√ＬＣ）で共振する。そのため、トランスの巻数比による昇圧効果と、共振による昇圧効果とが重畳し、高い二次電圧ＶOが発生する。これにより、共振負荷８（放電リアクタ）に放電を発生させている。
また、図１に示すごとく、入力電力測定部３は、直流電源７の電圧ＶBを測定する電圧センサ３１Vと、直流電源７から流れる電流ＩBを測定する電流センサ３１Aとを備える。これらのセンサ３１A，３１Vは、制御部４に接続している。上述したように、本形態ではトランス２２に高い二次電圧ＶOを発生させているため、この二次電圧ＶOを直接測定することは困難である。つまり、出力電力ＰOを直接測定することは難しい。そのため、測定が比較的容易な入力電力ＰIを測定している。
制御部４は、被入力部４１と、導出部４２と、入力電力算出部４３と、動作指令部４４とを備える。動作指令部４４は、デューティ制御部４４１と、周波数制御部４４２と、バースト制御部４４３と、掛算器４４４と、選択部４４５とを有する。デューティ制御部４４１は、スイッチング素子２１のデューティｄ（図４参照）を制御し、周波数制御部４４２は周波数ｆを制御する。また、バースト制御部４４３は、後述する間欠率ｂ（図５参照）を制御する。
このように、スイッチング素子２１の周波数ｆ、デューティｄ、間欠率ｂを制御することにより、主回路部２の出力電力ＰOを、出力目標値ＰO *に近づけている。なお、図４に示すごとく、ゲート電圧ＶGの周期をＴとした場合、周波数ｆは、１／Ｔと表すことができる。また、デューティｄは、（Ｔ1＋Ｔ2）／Ｔと表すことができる。
図２に、デューティｄと、周波数ｆと、出力電力ＰOとの関係を三次元的に表したグラフを示す。このグラフには、出力電力ＰO（ＰA，ＰB，ＰC，ＰD）の等高線を記載してある。同図に示すごとく、デューティｄが一定の場合、周波数ｆが共振周波数ｆrに近づくほど、出力電力ＰOは高くなる。また、周波数ｆが一定の場合、デューティｄが高くなるほど、出力電力ＰOは高くなる。なお、デューティｄは、フルデューティｄFULL以上にはならない。
図３に、デューティｄが一定の場合における、出力電力ＰOと周波数ｆとの関係を示す。上述したように、周波数ｆが共振周波数ｆrに近づくほど、出力電力ＰOは高くなる。また、直流電源７の電圧ＶBが高い場合は、出力電力ＰOは高くなり、電圧ＶBが低くなると、出力電力ＰOは低下する。
本形態では、直流電源７として鉛バッテリーを用いている。また、直流電源７には、共振インバータ装置１の他にも、エアコンやライト等、様々な負荷が接続している。そのため、これらの負荷の使用状態により、直流電源７の電圧ＶBが急に変動することがある。この場合、出力電力ＰOが出力目標値ＰO *から急に乖離してしまう。本形態では、以下の処理を行うことにより、電圧ＶBが急に変動して、出力電力ＰOが出力目標値ＰO *から急に乖離しても、短時間で出力目標値ＰO *に戻るようにしている。
例えば、直流電源７の電圧ＶBが急に低下した場合（すなわち、出力電力ＰOが低下した場合）、制御部４は、周波数ｆを固定したまま、スイッチング素子２１のデューティｄを増加させる。これにより、出力電力ＰOを増加させる。デューティｄの制御は、電圧ＶBを用いたフィードフォワード制御により行う。フィードフォワード制御は、精度は低いものの、短時間で制御することができる。そのため、デューティｄをフィードフォワード制御することにより、出力電力ＰOを短時間で、出力目標値ＰO *に比較的近い値に戻すことができる。また、デューティｄをフィードフォワード制御した後、周波数ｆをフィードバック制御する。フィードバック制御を行うと、時間を要するが、出力電力ＰOを出力目標値ＰO *に正確に近づけることができる。本形態では、このように、出力電力ＰOが大きく変化した場合、まずデューティｄのフィードフォワード制御により、出力電力ＰOを短時間で出力目標値ＰO *に比較的近い値に戻し、その後、周波数ｆのフィードバック制御により、出力電力ＰOを正確に出力目標値ＰO *に近づけている。
また、上述したように、本形態では、共振負荷８として放電リアクタを用いている。放電リアクタは、ある一定の値（最低出力電力ＰMIN）以上の出力電力ＰOを供給しないと、放電しない特性を有する。そのため、図５に示すごとく、出力目標値ＰO *が最低出力電力ＰMIN以上である場合は、スイッチング素子２１を連続運転し、出力目標値ＰO *が最低出力電力ＰMIN未満である場合は、スイッチング素子２１を間欠運転させている。間欠運転では、スイッチング素子２１を動作させる駆動期間ＴDRIVEと、スイッチング素子２１を動作させない停止期間ＴSTOPとを交互に切り替える。駆動期間ＴDRIVEでは、最低出力電力ＰMIN以上の出力電力ＰOを共振負荷８（放電リアクタ）に供給して、放電が発生するようにしている。また、出力電力ＰOの平均値ＰO’は、最低出力電力ＰMIN以下であり、かつ出力目標値ＰO *に近い値になるようにしている。本形態では、間欠率ｂ（＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP））を制御することにより、出力電力ＰOの平均値ＰO’を制御している。
次に、図１を用いて、制御部４の構成について、より詳細に説明する。上述したように、制御部４は、被入力部４１と、導出部４２と、入力電力算出部４３と、動作指令部４４とを備える。動作指令部４４は、デューティ制御部４４１と、周波数制御部４４２と、バースト制御部４４３と、掛算器４４４と、選択部４４５とを有する。上記電圧センサ３１Vによる電圧ＶBの測定値は、掛算器４４４とデューティ制御部４４１とに入力される。デューティ制御部４４１は、電圧ＶBの測定値を用いて、デューティｄをフィードフォワード制御する。デューティｄは、導出部４２に入力される。
掛算器４４４には、電流センサ３１Aによる電流ＩBの測定値も入力される。掛算器４４４は、電圧ＶBと電流ＩBの測定値を乗じて、入力電力ＰIを算出する。入力電力ＰIは、周波数制御部４４２とバースト制御部４４３とに入力される。
周波数制御部４４２には、入力電力ＰIの他に、入力目標電力ＰI *又は最低出力電力ＰMINが入力される。周波数制御部４４２は、これらの入力値を用いて、スイッチング素子２１の周波数ｆをフィードバック制御する。周波数ｆは、導出部４２に入力される。
バースト制御部４４３には、入力電力ＰIと、入力目標値ＰI *と、最低出力電力ＰMINとが入力される。バースト制御部４４３は、これらの入力値を用いて、上記間欠率ｂ（図５参照）を決定する。間欠率ｂは、導出部４２に入力される。
導出部４２は記憶部４２０を備える。記憶部４２０は、デューティｄと、周波数ｆと、間欠率ｂと、変換ロスパラメータとの関係をテーブル（図６参照）として記憶している。導出部４２は、記憶した情報（テーブル）から、入力された制御変数ｄ，ｆ，ｂに対応する変換ロスパラメータ（電力損失Ｗ又は回路効率η）を読み取る。そして、この読み取った変換ロスパラメータを入力電力算出部４３に出力する。
例えば、変換ロスパラメータとして電力損失Ｗを採用する場合、入力電力算出部４３は、出力目標値ＰO *に電力損失Ｗを加算して、入力目標値ＰI *とする。また、変換ロスパラメータとして回路効率ηを採用する場合、入力電力算出部４３は、出力目標値ＰO *を回路効率ηで除した値を、入力目標値ＰI *とする。
入力目標値ＰI *は、選択部４４５とバースト制御部４４３とに入力される。選択部４４５は、入力目標値ＰI *と最低出力電力ＰMINとのうち、高い方の値を出力する。
本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ装置１は、導出部４２と、入力電力算出部４３とを備える。導出部４２は、主回路部２の電力損失Ｗ又は回路効率ηを、主回路部２の変換ロスパラメータとして導出する。入力電力算出部４３は、変換ロスパラメータＷ，ηを用いて出力目標値ＰO *を増加させた値を、入力電力ＰIの目標値（すなわち入力目標値ＰI *）として算出する。
そのため、出力電力ＰOを出力目標値ＰO *に近づけることができる。例えば、上記変換ロスパラメータとして電力損失Ｗを採用した場合、出力目標値ＰO *に電力損失Ｗを加えた値を、入力電力ＰIの目標値ＰI *とすることができる。この入力電力ＰIが主回路部２に投入された場合、入力電力ＰIから電力損失Ｗを減算した値が出力電力ＰOとして発生する。そのため、出力目標値ＰO *に近い出力電力ＰOを発生させることができる。
また、変換ロスパラメータとして回路効率ηを採用した場合、出力目標値ＰO *を回路効率ηで除した値を、入力電力ＰIの目標値ＰI *とすることができる。この入力電力ＰIが主回路部２に投入された場合、入力電力ＰIに回路効率ηを乗じた値が出力電力ＰOとして発生する。そのため、出力目標値ＰO *に近い出力電力ＰOを発生させることができる。
また、本形態の導出部４２は、記憶部４２０を備える。記憶部４２０は、主回路部２の制御変数ｄ，ｆ，ｂと変換ロスパラメータＷ，ηとの関係を記憶している。導出部４２は、この記憶された情報から、制御変数ｄ，ｆ，ｂに対応する変換ロスパラメータＷ，ηを読み出すよう構成されている。
この場合には、上記情報から変換ロスパラメータを読み取るため、変換ロスパラメータを算出する場合と比べて、短時間で変換ロスパラメータを取得することができる。
以上のごとく、本形態によれば、出力電力を出力目標値により近づけることができる共振インバータ装置を提供することができる。
なお、本形態では、図１に示すごとく、プッシュプル回路２６と共振タンク回路２７とを用いて主回路部２を構成したが、本発明はこれに限るものではない。例えば図７に示すごとく、Ｈブリッジ回路２９を用いて主回路部２を構成しても良い。
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
（実施形態２）
本形態は、導出部４２の構成を変更した例である。実施形態１と同様に、本形態の導出部４２（図１参照）は、記憶部４２０を備える。記憶部４２０は、主回路部の制御変数ｄ，ｆ，ｂと変換ロスパラメータとの関係式を記憶している。導出部４２は、この関係式と制御変数ｄ，ｆ，ｂとを用いて、変換ロスパラメータを算出する。
関係式の説明をする。以下の説明において、ｍd，ｍf1，ｍf2，ｍf3，ｂa，ｂbは定数であり、Ｗdは電力損失Ｗのうちデューティｄに依存する成分、Ｗfは電力損失Ｗのうち周波数ｆに依存する成分、Ｗbは電力損失Ｗのうち間欠率ｂに依存する成分である。Ｗdは、定数ｍd，ｂaとデューティｄとを用いて、下記の式によって表すことができる（図８参照）。
Ｗd＝ｍdｄ＋ｂa
直流電源７の電圧ＶBとデューティｄは反比例の関係にある。そのため、図８に示すごとく、デューティｄが高くなると（すなわち電圧ＶBが低くなると）、電力損失Ｗｄが低下する。
また、Ｗfは、定数ｍf1，ｍf2，ｍf3，ｂaと周波数ｆとを用いて、下記の式によって表すことができる（図９参照）。
Ｗf＝ｍf1ｆ3＋ｍf2ｆ2＋ｍf3ｆ＋ｂa
周波数ｆが高くなると、スイッチング素子２１のスイッチング損失が増加する。そのため、図９に示すごとく、周波数ｆが増加するとＷfが高くなる。
また、間欠動作を行っていないときは、間欠動作に起因する損失Ｗbは発生しないので、Ｗb＝０となる。間欠動作を行っているときは、略一定の損失ｂbが発生する（図１０参照）。そのため、Ｗbは、下記の式で表すことができる。
間欠動作を行っていないとき Ｗb＝０
間欠動作を行っているとき Ｗb＝ｂb
また、全体の電力損失Ｗは、下記の式で表すことができる（図１１、図１２参照）。
間欠動作を行っていないとき
Ｗ＝ｍdｄ（ｍf1ｆ3＋ｍf2ｆ2＋ｍf3ｆ＋ｂa）
間欠動作を行っているとき
Ｗ＝ｍdｄ（ｍf1ｆ3＋ｍf2ｆ2＋ｍf3ｆ＋ｂa）＋ｂb
これらの式を、上記記憶部４２０に記憶させることができる。そして、動作変数ｄ，ｆ，ｂと上記式とを用いて、電力損失Ｗを算出することができる。
次に、回路効率ηを用いた場合の関係式について説明する。以下の説明において、ｋd，ｋf1，ｋf2，ｋf3，ａ，ａbは定数であり、ηdは回路効率ηのデューティｄに依存する成分、ηfは回路効率ηのうち周波数ｆに依存する成分、ηbは回路効率ηのうち間欠率ｂに依存する成分である。ηdは、定数ｋd，ａとデューティｄとを用いて、下記の式によって表すことができる（図１３参照）。
ηd＝ｋdｄ＋ａ
上述したように、直流電源７の電圧ＶBとデューティｄは反比例の関係にある。そのため、図１３に示すごとく、デューティｄが高くなると（すなわち電圧ＶBが低くなると）、主回路部２の発熱量が低下し、回路効率ηdが高くなる。
また、ηfは、定数ｋf1，ｋf2，ｋf3，ａと周波数ｆとを用いて、下記の式によって表すことができる（図１４参照）。
ηf＝ｋf1ｆ3＋ｋf2ｆ2＋ｋf3ｆ＋ａ
周波数ｆが高くなると、スイッチング損失が増加する。そのため、図１４に示すごとく、周波数ｆが高くなると、主回路部２の発熱量が増加し、回路効率ηfが低下する。
また、間欠動作を行っていないときは、間欠動作に起因する効率ηbの低下は生じないので、ηb＝０となる。
間欠動作を行っているときは、ηbは下記式のように、間欠率ｂの一次関数として表すことができる（図１５参照）。
ηb＝ｋbｂ＋ａb
また、全体の回路効率ηは、下記の式で表すことができる（図１６、図１７参照）。
間欠動作を行っていないとき
η＝ｋdｄ（ｋf1ｆ3＋ｋf2ｆ2＋ｋf3ｆ＋ａ）
間欠動作を行っているとき
η＝ｋdｄ（ｋf1ｆ3＋ｋf2ｆ2＋ｋf3ｆ＋ａ）＋ｋbｂ＋ａb
これらの式を、上記記憶部４２０に記憶させることができる。そして、制御変数ｄ，ｆ，ｂと上記式とを用いて、回路効率ηを算出することができる。
本形態の作用効果について説明する。上述したように、本形態では、上記関係式を記憶部４２０に記憶させている。そして、制御変数ｄ，ｆ，ｂと上記関係式とを用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを算出している。
このようにすると、実施形態１のように、変換ロスパラメータと制御変数ｄ，ｆ，ｂとの関係を全て記憶させる場合と比べて、記憶させるデータの量を少なくすることができる。そのため、記憶容量の小さな記憶部４２０を用いることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態３）
本形態は、制御部４の構成を変更した例である。図１８に示すごとく、本形態では、電圧センサ３１Vによる、直流電源７の電圧ＶBの測定値を、導出部４２に入力している。そして、電圧ＶBの測定値を用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを導出している。変換ロスパラメータの導出方法としては、例えば実施形態１のように、記憶部４２０に変換ロスパラメータと電圧ＶBの関係を記憶しておき、この記憶した情報から、電圧ＶBに対応する変換ロスパラメータを読み出す方法を採用できる。また、実施形態２のように、変換ロスパラメータと電圧ＶBの関係式を記憶しておき、この関係式を用いて変換ロスパラメータを算出してもよい。
本形態の作用効果について説明する。上記構成を採用すると、電圧ＶBの測定値をそのまま用いて変換ロスパラメータを導出することができる。そのため、実施形態１のように、電圧ＶBからデューティを設定し、そのデューティを用いて変換ロスパラメータを導出する場合と比べて、誤差が生じにくくなり、正確な変換ロスパラメータを導出できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
なお、本形態では、電源電圧ＶBのみを用いて変換ロスパラメータを導出しているが、本発明はこれに限るものではなく、例えば周波数ｆや間欠率ｂをさらに用いて変換ロスパラメータを導出してもよい。
（実施形態４）
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図１９に示すごとく、本形態では、スイッチング素子２１にスイッチ用電流センサ２３SWを設けてある。スイッチ用電流センサ２３SWとしては、シャント抵抗を利用したものや、ホール素子、カレントトランス等を用いることができる。本形態では、このスイッチ用電流センサ２３SWを用いて、スイッチング素子２１の電流を測定している。測定した電流値は、導出部４２に入力される。導出部４２は、電流の測定値を用いて、主回路部２の電力損失Ｗを算出する。
電力損失Ｗの算出方法について説明する。直流電源７の電圧をＶB、スイッチング素子２１をターンオンしたときの電流値をＩswon（図２０参照）、ターンオン時間をＴswon、ターンオフしたときの電流値をＩswoff、ターンオフ時間をＴswoff、周波数をｆとする。この場合、スイッチング素子２１のスイッチング損失Ｗsw（すなわち、ターンオン又はターンオフ時に発生する損失）は、以下の式で表すことができる。
Ｗsw＝２ＶB｛ＩswonＴswon＋ＩswoffＴswoff｝/６・ｆ
また、スイッチング素子２１の電流Ｉswの実効値をＩswrms，スイッチング素子２１のオン抵抗をＲon、オン時間をＴon（図２０参照）とする。この場合、スイッチング素子２１の導通損失Ｗon（すなわち、オンしている時に発生する損失）は、以下の式で表すことができる。
Ｗon＝２Ｉswrms 2ＲonＴonｆ
これらの式は、記憶部４２０に記憶されている。導出部４２は、これらの式を用いて、主回路部２の電力損失Ｗ（＝Ｗsw＋Ｗon）を算出する。なお、上記式において、Ｉsw，Ｉswoff、Ｉswrmsは、スイッチ用電流センサ２３SWによって測定する。また、周波数ｆとオン時間Ｔonは、動作指令部４４によって決定される。直流電源７の電圧ＶBは、電圧センサ３１Vによって測定する。ターンオン時間Ｔswon、ターンオフ時間Ｔswoff、オン抵抗Ｒonは、スイッチング素子２１に固有の値であるため、予め記憶部４２０に記憶しておく。
本形態の作用効果について説明する。本形態では、スイッチ用電流センサ２３SWによる、スイッチング素子２１の電流Ｉswの測定値を用いて、電力損失Ｗを算出する。そのため、電力損失Ｗの算出に、主回路部２の実際の状態を反映させることができる。したがって、より正確な電力損失Ｗを導出することができる。
なお、本形態では、上記数式を用いて電力損失Ｗを用いたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、電流Ｉswの測定値と電力損失Ｗの関係を記憶部４２０に記憶しておき、この記憶した情報から電力損失Ｗを読み出しても良い。また、電力損失Ｗの代わりに回路効率ηを用いても良い。
また、本形態では、図１９に示すごとく、全てのスイッチング素子２１にスイッチ用電流センサ２３SWを設けたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、これらのスイッチング素子２１のうち少なくとも一つにスイッチ用電流センサ２３SWを取り付けても良い。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態５）
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図２１に示すごとく、本形態では、トランス２２にトランス用電流センサ２３TRを取り付けてある。このトランス用電流センサ２３TRを用いて、トランス２２の一次電流Ｉtr1を測定している。導出部４２は、この一次電流ＩTR1の測定値を用いて、トランス２２の損失ＷTRを算出する。
損失ＷTRの算出方法について説明する。一次電流をＩtr1、一次コイル２２１の抵抗をＲtr1、比例係数をＫ、コア２２３の磁束密度をＢ、磁束密度係数をａ、周波数係数をｂ、コア２２３の実効体積をＶeとしたとき、トランス２２の一次側銅損Ｗcorr1は、以下の式によって表すことができる。
Ｗcorr1＝２Ｉtr1 2Ｒtr1
また、トランス２２の鉄損Ｗironは、以下の式によって表すことができる。
Ｗiron＝ＫＢaｆbＶe
記憶部４２０は、これらの式を記憶している。そして、測定した一次電流Ｉtr1と上記式とを用いて、トランス２２の損失Ｗtr（＝Ｗcorr1＋Ｗiron）を算出する。この算出した損失Ｗtrと、スイッチング素子２１の損失Ｗswとを用いて、主回路部２全体の電力損失Ｗ（＝Ｗtr＋Ｗsw）を算出する。なお、上記式において、抵抗Ｒtr1と、定数Ｋ，ａ，ｂ，Ｖeは、記憶部４２０に記憶させておく。また、磁束密度Ｂは、以下の式によって算出することができる。
Ｂ＝ＶBｄ／ｆ／Ｎp／Ａe
ここで、Ｎpは一次コイル２２１の巻数であり、Ａeはコア２２３の実効断面積である。
本形態の作用効果について説明する。本形態では、スイッチング素子２１の損失Ｗswだけでなく、トランス２２の損失Ｗtrをも用いて、主回路部２全体の電力損失Ｗを算出することができる。そのため、電力損失Ｗをより正確に算出することができる。
なお、本形態では、一次電流Ｉtr1を用いて電力損失Ｗを算出したが、本発明はこれに限るものではなく、回路効率ηを算出してもよい。また、数式を用いて算出するのではなく、一次電流Ｉtr1と変換ロスパラメータＷ，ηの関係を記憶しておき、この記憶した情報から変換ロスパラメータＷ，ηを読み出しても良い。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態６）
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図２２に示すごとく、本形態では、スイッチング素子２１の温度Ｔswを測定するスイッチ用温度センサ２４SWと、トランス２２の温度Ｔtrを測定するトランス用温度センサ２４TRと、共振インバータ１内の空気の温度Ｔaを測定する室内温度センサ２４Aとを設けてある。これらの温度センサ２４としては、サーミスタや光ファイバー温度計等を用いることができる。導出部４２は、上記温度センサ２４の測定値を用いて、主回路部２の電力損失Ｗを算出する。
電力損失Ｗの算出には、以下の式を用いることができる。
Ｗsw＝（Ｔsw−Ｔa）／θswa
Ｗtr＝（Ｔtr−Ｔa）／θtra
上記式において、θswaはスイッチング素子２１と空気との間の熱抵抗であり、θtraはトランス２２と空気との間の熱抵抗である。導出部２２は、上記式を用いて、スイッチング素子２１の損失Ｗswと、トランス２２の損失Ｗtrとを算出する。そして、これらを加算して、主回路部２全体の電力損失Ｗ（＝Ｗsw＋Ｗtr）とする。
なお、本形態では、測定した温度を用いて電力損失Ｗを算出したが、本発明はこれに限るものではなく、回路効率ηを算出してもよい。また、数式を用いて算出する代わりに、温度と変換ロスパラメータとの関係を記憶しておき、この記憶した情報から変換ロスパラメータを読み出しても良い。
また、本形態では、スイッチング素子２１とトランス２２との双方に温度センサ２４を設けたが、本発明はこれに限るものではなく、スイッチング素子２１とトランス２２とのいずれか一方にのみ温度センサ２４を設けてもよい。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態７）
本形態は、導出部４２の構成を変更した例である。図２３に示すごとく、本形態の導出部４２は、主導出部４２１と、補助導出部４２２とを備える。主導出部４２１は、スイッチング素子２１のデューティｄを用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを導出する。補助導出部４２２は、主回路部２の、デューティｄ及び電圧ＶB以外の情報を用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを補正する。そして、この補正した変換ロスパラメータＷ，ηを用いて、入力目標値ＰI *を算出する。
より詳しくは、本形態の補助導出部４２２は、周波数ｆと間欠率ｂとを用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを補正するよう構成されている。
主導出部４２１は、デューティｄと電力損失Ｗとの関係式を記憶している。これらの関係は、実施形態２と同様に、下記の式によって表すことができる（図２４参照）。
Ｗ＝ｍdｄ＋ｂa
主導出部４２１は、電力損失Ｗを約１００ｍｓ毎に算出している。すなわち、主導出部４２１の制御周期は約１００ｍｓとされている。
また、補助導出部４２２は、下記式を記憶している。下記ΔＷは、電力損失Ｗの補正量である。
ΔＷ＝ｍf1ｆ3＋ｍf2ｆ2＋ｍf3ｆ＋ｂa
補助導出部４２２は、補正量ΔＷを約１２．５μｓ毎に算出している。すなわち、補助導出部４２２の制御周期は約１２．５μｓとされている。
なお、上記式におけるｍd，ｂa等の意味は、実施形態２と同様である。
導出部４２は、主導出部４２１から導出された電力損失Ｗに、上記補正量ΔＷを乗ずる。これにより、電力損失Ｗを補正する。
本形態の作用効果について説明する。本形態の導出部４２は、変換ロスパラメータを導出する主導出部４２１と、導出した変換ロスパラメータを補正する補助導出部４２２とを備える。
そのため、導出部４２の処理を分散させることができ、導出部４２全体の負荷を低減できる。また、主導出部４２１は、デューティｄを用いて変換ロスパラメータを導出する。デューティｄは、変換ロスパラメータに大きく寄与する制御変数である。そのため、デューティｄを用いることにより、変換ロスパラメータの近似値を算出することができる。また、算出に用いる変数の数を少なくすることができる（本形態では１個）ため、主導出部４２１の負荷を低減できる。
また、本形態では、主導出部４２１の制御周期ＴAを、補助導出部４２２の制御周期ＴBよりも長くしてある。
そのため、主導出部４２１の負荷をより低減できる。
なお、本形態の主導出部４２１は、デューティｄを用いて変換ロスパラメータを導出しているが、本発明はこれに限るものではなく、直流電源７の電圧ＶBの測定値を用いてもよい。
また、本形態では、電力損失Ｗを算出したが、本発明はこれに限るものではなく、回路効率ηを算出しても良い。また、数式を用いて算出するのではなく、デューティ等と変換ロスパラメータとの関係を記憶しておき、この記憶した情報から変換ロスパラメータを読み出しても良い。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態８）
本形態は、変換ロスパラメータの導出方法を変更した例である。図２６に示すごとく、本形態の共振インバータ装置１は、実施形態７と同様に、主導出部４２１と、補助導出部４２２とを備える。主導出部４２１には、デューティｄが入力される。主導出部４２１は、デューティｄを用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを算出する。また、主回路部２には、実施形態５と同様に、スイッチング素子用電流センサ２３swと、トランス用電流センサ２３TR（図２１参照）とが設けられている。これらの電流センサ２３SW，２３TRによって、スイッチング素子２１の電流ＩSW、及びトランス２２の一次電流Ｉtr1を測定し、その測定値を補助導出部４２２へ入力する。また、補助導出部４２２には、デューティｄも入力される。
主導出部４２１は、デューティｄと電力損失Ｗとの関係式を記憶している。この関係式は、実施形態７と同様に、以下のように表すことができる。
Ｗ＝ｍdｄ＋ｂa
主導出部４２１は、この式を用いて、電力損失Ｗを算出する。主導出部４２１の制御周期は、実施形態７と同様に約１００ｍｓとされている。
補助導出部４２２は、図２７に示すごとく、デューティｄと電流検出基準値ＩSTDとの関係をマップとして記憶している。そして、例えば、トランス２２の一次電流Ｉtr1の実測値とＩSTDとの差ΔＩtr1を算出する。トランス２２の銅損Ｗcorrは、以下の式によって表すことができる。
Ｗcorr＝２ΔＩtr1 2Ｒtr1
Ｒtr1は、一次コイル２２１の抵抗である。また、補助導出部４２２の制御周期は、実施形態７と同様に、約１２．５μｓとされている。
なお、電流検出基準値ＩSTDとは、デューティｄ（∝直流電源電圧）に対し、事前にマップ取りした各部（スイッチング素子２１、トランス２２）の電流値を意味する。主演算（１００ｍｓ周期）の初期では、デューティｄを基に電流検出基準値ＩSTDを選択し、損失を演算する。その後、次回主演算までの周期間で実施される補正演算（１２．５μｓ周期）にて、実検出した電流値と電流検出基準値ＩSTDとの差分に応じた補正損失Ｗcorrを算出し、主演算での損失に補正を掛ける。
図２６に示すごとく、導出部４２は、主導出部４２１によって算出した電力損失Ｗに、トランス２２の銅損Ｗcorrを加算する。これにより、電力損失Ｗを補正する。
なお、上記例では、トランス２２の一次電流Ｉtr1を用いて電力損失Ｗを補正しているが、本発明はこれに限るものではなく、スイッチング素子の電流ＩSWを用いて、上記の例に準拠した補正演算を実施してもよい。
本形態の作用効果について説明する。本形態の導出部４２は、実施形態７と同様に、主導出部４２１と、補助導出部４２２とを備える。そのため、導出部４２の処理を分散でき、導出部４２全体の負荷を低減することができる。また、主導出部４２１の制御周期は、補助導出部４２２の制御周期よりも長い。そのため、主導出部４２１の負荷をより低減することができる。
なお、本形態では、トランス２２の一次電流Ｉtr1を用いて電力損失Ｗを補正したが、本発明はこれにかぎるものではなく、スイッチング素子２１の電流Ｉswを用いて補正しても良い。また、トランス２２やスイッチング素子２１に温度センサ２４（図２２参照）を取り付け、測定した温度を用いて、電力損失Ｗを補正しても良い。このように、補助導出部４２２は、主回路部２の、デューティｄ又は電圧ＶB以外の情報を用いて、変換ロスパラメータＷ，ηを補正するように構成することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
１ 共振インバータ回路
２ 主回路部
３ 電力測定部
４ 制御部
４１ 被入力部
４２ 導出部
４３ 動作指令部
ＰI 入力電力
ＰO 出力電力
ＰO * 出力目標値

Claims (8)

  1. 直流電源（７）から供給される入力電力（ＰI）を交流電力に変換し、該交流電力を出力電力（ＰO）として共振負荷（８）に供給する主回路部（２）と、
    上記入力電力を測定する入力電力測定部（３）と、
    上記主回路部の動作制御をする制御部（４）とを備え、
    該制御部は、
    外部から、上記出力電力の目標値である出力目標値（ＰO *）が入力される被入力部（４１）と、
    上記主回路部の電力損失（Ｗ）又は回路効率（η）を、上記主回路部の変換ロスパラメータとして導出する導出部（４２）と、
    上記変換ロスパラメータを用いて上記出力目標値を増加させた値を、上記入力電力の目標値（ＰI *）として算出する入力電力算出部（４３）と、
    算出した上記入力電力が入力されるように上記主回路部を動作させる動作指令部（４４）と、を備える共振インバータ装置（１）。
  2. 上記導出部は、上記主回路部の制御変数（ｄ，ｆ，ｂ）と上記変換ロスパラメータとの関係を記憶した記憶部（４２０）を有し、その記憶した情報から、上記制御変数に対応する上記変換ロスパラメータを読み出すよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ装置。
  3. 上記導出部は、上記主回路部の制御変数と上記変換ロスパラメータとの関係式を記憶した記憶部を有し、上記関係式と上記制御変数とを用いて上記変換ロスパラメータを算出するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ装置。
  4. 上記直流電源の電圧（ＶB）を測定する電圧センサ（３１V）を備え、上記導出部は、上記電圧センサによる上記電圧の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ装置。
  5. 上記主回路部は、上記制御部によって動作制御されるスイッチング素子（２１）と、該スイッチング素子の電流を測定するスイッチ用電流センサ（２３SW）とを備え、上記導出部は、上記スイッチ用電流センサによる上記電流の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ装置。
  6. 上記主回路部は、上記スイッチング素子に電気接続したトランス（２２）と、該トランスの一次電流を測定するトランス用電流センサ（２３TR）とを備え、上記導出部は、上記スイッチ用電流センサと上記トランス用電流センサとの双方の電流センサ（２３）の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項５に記載の共振インバータ装置。
  7. 上記主回路部は、上記制御によって動作制御されるスイッチング素子と、該スイッチング素子に接続したトランスと、上記スイッチング素子と上記トランスとの少なくとも一方の温度を測定する温度センサ（２３）とを備え、上記導出部は、上記温度センサによる温度の測定値を用いて、上記変換ロスパラメータを導出するよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ装置。
  8. 上記主回路部は、上記制御部によって動作制御されるスイッチング素子を備え、上記導出部は、上記スイッチング素子のデューティ（ｄ）又は上記直流電源の電圧の測定値を用いて上記変換ロスパラメータを導出する主導出部（４２１）と、上記主回路部の、上記デューティ及び上記電圧以外の情報を用いて、上記変換ロスパラメータを補正する補助導出部（４２２）とを備える、請求項１に記載の共振インバータ装置。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7273661B2 (ja) * 2019-09-02 2023-05-15 株式会社東芝 電気車用電源装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5135725A (en) * 1989-08-14 1992-08-04 Infilco Degremont Inc. Ozone generator equipment and methods
US6018467A (en) * 1999-07-28 2000-01-25 Philips Electronics North America Corporation Resonant mode power supply having an efficient low power stand-by mode
JP3649322B2 (ja) * 1999-10-29 2005-05-18 富士電機機器制御株式会社 インバータ装置の制御方法
JP2004129483A (ja) * 2002-08-08 2004-04-22 Canon Inc 電力変換装置および発電装置
US7262981B2 (en) * 2004-05-25 2007-08-28 General Electric Company System and method for regulating resonant inverters
JP2008053070A (ja) * 2006-08-25 2008-03-06 Toshiba Home Technology Corp 誘導加熱装置
WO2012124531A1 (ja) 2011-03-15 2012-09-20 日野自動車株式会社 排ガス浄化装置
WO2014032156A1 (en) * 2012-08-27 2014-03-06 Bombardier Transportation Gmbh Adaptive soft switching control for power converter
JP2014217199A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 株式会社ノーリツ 電力変換装置
KR101810343B1 (ko) 2013-10-04 2017-12-18 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 전원장치
JP6327106B2 (ja) * 2014-01-10 2018-05-23 住友電気工業株式会社 変換装置
US9469521B2 (en) * 2014-07-25 2016-10-18 Alps South Europe S.R.O. Induction heating device for shaving and cosmetic applications
JP6772922B2 (ja) 2017-03-24 2020-10-21 株式会社デンソー 共振インバータ

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