JP6410834B2

JP6410834B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6410834B2
Application number: JP2016551374A
Authority: JP
Inventors: 裕次 ▲高▼山; 崇山川; 有澤　浩一; 浩一有澤; 成雄梅原; 友美東川; 誠谷川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-09-30
Filing date: 2014-09-30
Publication date: 2018-10-24
Anticipated expiration: 2034-09-30
Also published as: US9941780B2; JPWO2016051487A1; WO2016051487A1; US20170302150A1; CN107078654A; CN107078654B

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

下記特許文献１の直流電源装置は、交流電圧を整流する整流手段と、倍電圧整流回路と、リアクタを介して交流電源を短絡するスイッチング手段と、スイッチング手段を短絡または開放する制御手段と、負荷に対応したスイッチング手段の駆動パターンを記憶する記憶手段とを備え、予め記憶した駆動パターンでスイッチング手段を動作させる構成である。

下記特許文献２の直流電源装置は、整流回路と、整流回路に接続されたリアクタと、リアクタを介して交流電源を短絡するスイッチング部と、スイッチング部の短絡タイミングを記憶する短絡タイミング記憶部と、リアクタのインダクタンス値を記憶するインダクタンス記憶部と、スイッチング部を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部と、インダクタンス推定部とを備える。下記特許文献２の直流電源装置では、短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミングとインダクタンス推定部で推定されたリアクタのインダクタンス値と検出手段で検出された電圧および電流の情報とに基づいて、短絡に係る継続時間を決定し、スイッチング部を制御し、あるいは、短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミングとインダクタンス記憶部に記憶されたインダクタンス値と検出手段で検出された電圧および電流の情報とに基づいて、短絡に係る継続時間を決定し、スイッチング部を制御する。

特開２００６−１７４６８９号公報特開２０１３−１０６４５５号公報

上記特許文献１に示す従来技術では、瞬間電流の変化に起因したリアクタのインダクタンスの変動が考慮されていない。そのため、上記特許文献１に示す従来技術では、リアクタに流れる瞬時電流の大きさが変化してしまい、所望の波形形状、力率、高調波、および昇圧性能を得ることが困難である。

一方、上記特許文献２に示す従来技術では、リアクタのインダクタンスの変動を考慮した複雑な計算が必要である。そのため、所望の波形形状、力率、高調波、および昇圧性能を得るための設計負荷の増加を招くと共に、短絡に係る継続時間の演算処理に長い時間を要するという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、設計負荷を低減しながら、力率の改善、高調波成分の抑制、または回路損失の抑制を図ることができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流器と、リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡部と、前記交流電源の半周期中に、前記短絡部を制御する制御部と、を備え、前記制御部には、前記リアクタのインダクタンスの補正量が設定され、前記補正量は、電源電流の検出値の増加に伴い増加する傾向を示し、前記制御部は、前記短絡部を制御するための複数のスイッチングパルスのオン時間を前記補正量の分変更し、前記複数のスイッチングパルスのオフ時間を前記補正量の分変更し、前記オン時間が減少されると共に前記オフ時間が変更された複数のスイッチングパルスを用いて前記短絡部のオンオフ動作を制御する。

本発明に係る電力変換装置は、設計負荷を低減しながら、力率の改善、高調波成分の抑制、または回路損失の抑制を図ることができる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示す図図１に示す整流器および短絡部の構成例を示す図リアクタ、短絡部、整流回路、および平滑コンデンサから成る簡易回路を示す図交流電源の正極側半周期に短絡素子を１回スイッチングさせたときの電源電流の波形を示す図駆動信号を複数のパルスに分割していないときの電源電流の波形を示す図駆動信号を複数のパルスに分割したときの電源電流の波形を示す図正極側半周期および負極側半周期に駆動信号を複数のパルスに分割したときの電源電流の波形を示す図データ記憶部に格納されるデータとパルスパターン生成部で生成される駆動信号との関係を表す図（１）式を用いて算出される電源半周期中のオンデューティの経時的変化を表す図（２）式を用いて算出される電源半周期中のオフデューティの経時的変化を表す図負荷と補正係数の関係を表す図リアクタに流れる電源電流とリアクタのインダクタンスとの関係を表す図オンオフデューティを移動する前の駆動信号で短絡部を制御したときに流れる電源電流の波形を表す図オンオフデューティを移動した後の駆動信号で短絡部を制御したときに流れる電源電流の波形を表す図

以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電源部である交流電源１からの交流電力を直流電力に変換する整流器３と、交流電源１と整流器３との間に接続されたリアクタ２と、交流電源１の電源電圧Ｖｓを検出する電源電圧検出部７と、リアクタ２と整流器３の間に接続され接続位置における電流値を検出する電流検出素子９と、電流検出素子９で検出された電流に比例した電圧を制御部２０が取り扱い可能な低圧範囲内の電流検出電圧Ｖｉｓに変換して出力する電流検出部８と、リアクタ２を介して交流電源１を短絡する短絡部３０と、交流電源１の半周期中に複数のスイッチングパルスである駆動信号Ｓａ２を生成し、生成した駆動信号Ｓａ２で短絡部３０の開閉動作を制御する制御部２０とを有する。

リアクタ２は、短絡部３０よりも交流電源１側に接続され、整流器３の一方の入力端と交流電源１との間に挿入されている。電流検出素子９には、一例でカレントトランスまたはシャント抵抗が用いられる。電流検出部８は、増幅器あるいはレベルシフト回路で実現される。

図２は図１に示す整流器３および短絡部３０の構成例を示す図である。整流器３は、４つのダイオードを組み合わせたダイオードブリッジ３１で構成された整流回路４と、整流回路４の出力端間に接続され整流回路４から出力される全波整流波形の電圧を平滑化する平滑コンデンサ５とから成る。図２では、電流検出素子９および電流検出部８から成る電流検出手段１０が示され、電流検出手段１０では交流電源１の電源電流Ｉｓが検出される。

直流電圧検出部６は、増幅器あるいはレベルシフト回路で実現され、平滑コンデンサ５の両端電圧を検出し、検出した電圧を制御部２０が取り扱い可能な低圧範囲内の電圧検出値である直流出力電圧Ｖｄｃに変換して出力する。なお整流回路４の構成はこれに限定されるものではなく、ダイオード接続された単方向導通素子である金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを組み合わせて構成してもよい。

双方向スイッチである短絡部３０は、リアクタ２を介して交流電源１に並列に接続されたダイオードブリッジ３１と、ダイオードブリッジ３１の両出力端に接続された短絡素子３２とで構成される。短絡素子３２が金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである場合、短絡素子３２のゲートはパルス伝達部２４に接続され、パルス伝達部２４からの駆動信号Ｓａ２によって短絡素子３２がオンオフする構成である。短絡素子３２がオンされたとき、リアクタ２およびダイオードブリッジ３１を介して交流電源１が短絡する。

制御部２０は、マイクロコンピュータで構成され、直流出力電圧Ｖｄｃおよび電源電圧Ｖｓに基づいて短絡素子３２を制御するためのスイッチングパルスである駆動信号Ｓａを生成する駆動信号生成部２１と、パルスパターン生成部２３における演算に必要なデータを格納するデータ記憶部２２と、データ記憶部２２から読み出したデータと駆動信号生成部２１からの駆動信号Ｓａとに基づいて、複数のパルスから成るパルスパターンである駆動信号Ｓａ１を生成するパルスパターン生成部２３と、パルスパターン生成部２３からの駆動信号Ｓａ１を駆動信号Ｓａ２に変換し短絡部３０へ伝達するパルス伝達部２４とを有する。

データ記憶部２２に格納されるデータは、各駆動信号Ｓａ１のオンデューティとパルス番号とを関連付けた関数の近似式に関するデータと、各駆動信号Ｓａ１のオフデューティとパルス間番号とを関連付けた関数の近似式に関するデータと、近似式の定数に関するデータである。オンデューティとは、駆動信号Ｓａのオン時間に対する各駆動信号Ｓａ１のオン時間の比率であり、オフデューティとは、駆動信号Ｓａのオン時間に対する各駆動信号Ｓａ１のオフ時間の比率である。これらのデータの詳細は後述する。

パルスパターン生成部２３は、少なくとも電源電流Ｉｓの検出値と補正量とに基づいて、短絡部３０を制御する複数のスイッチングパルスのオン時間およびオフ時間を変更するオンオフ時間変更部２３ａと、変更されたオン時間およびオフ時間で駆動信号Ｓａを分割し駆動信号Ｓａ１を生成するパルス分割部２３ｂとを有する。補正量の詳細は後述する。

パルス伝達部２４は、レベルシフト回路で構成され、ゲート駆動が行えるよう電圧レベルシフトを行い、パルスパターン生成部２３からの駆動信号Ｓａ１をゲート駆動信号である駆動信号Ｓａ２に変換し短絡部３０に出力する。

図３から図７を用いてパルスパターン生成部２３で生成される駆動信号Ｓａ１と電源電流Ｉｓとの関係を説明する。

図３はリアクタ２、短絡部３０、整流回路４、および平滑コンデンサ５から成る簡易回路を示す図であり、図３には短絡部３０のオンオフ時における電流経路が示されている。

図４は交流電源１の正極側半周期に短絡素子３２を１回スイッチングさせたときの電源電流Ｉｓの波形を示す図である。図４には電源半周期中に短絡部３０を１回スイッチングさせたときのシングルパルスである駆動信号Ｓａ１が示されている。短絡部３０がオンされたとき、交流電源１、リアクタ２、および短絡部３０により閉回路が形成され、交流電源１がリアクタ２を介して短絡される。そのため閉回路に電源電流Ｉｓが流れ、リアクタ２には、（１／２）×ＬＩ^２で求められる磁気エネルギーが蓄積される。蓄積エネルギーは、短絡部３０がオフされると同時に負荷１１側に放出され、整流回路４で整流され、平滑コンデンサ５に転送される。この一連の動作により、図２の電流経路には電源電流Ｉｓが流れる。これにより、力率改善無しのパッシブモードよりも電源電流Ｉｓの通電角を広げることができ、力率を改善できる。

図５は駆動信号Ｓａを複数のパルスに分割していないときの電源電流Ｉｓの波形を示す図である。駆動信号Ｓａがオンされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオンとなり、駆動信号Ｓａのオン期間ｔでは、駆動信号Ｓａ１も駆動信号Ｓａのオン期間ｔと同じ期間だけオンになる。オン期間ｔは、駆動信号Ｓａがオンされてからオフされるまでの期間である。従って、短絡素子３２の短絡時間は、電源電圧Ｖｓが昇圧する際に駆動信号Ｓａのオン期間ｔに正比例して長くなり、電源電流Ｉｓが増加する。電源電流Ｉｓが設定値に達したとき駆動信号Ｓａがオフにされ、駆動信号Ｓａがオフされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオフとなる。短絡素子３２の短絡時間を長くした場合、リアクタ２にはより多くのエネルギーを蓄積することができるものの、電源電流Ｉｓのピークが大きくなるため、力率の悪化、高調波成分の増加、回路損失の増加といった問題が生じる。

図６は駆動信号Ｓａを複数のパルスに分割したときの電源電流Ｉｓの波形を示す図である。図６に示す上限閾値とは、短絡部３０がオンとなったときに流れる短絡電流の上限を規制する閾値であり、下限閾値とは、上限閾値より小さい値に設定された閾値である。電流制御範囲ｗは上限閾値から下限閾値までの幅を表す。図６では電源電流Ｉｓのピーク値が電流制御範囲ｗ内に収まるように電源半周期に生成される複数の駆動信号Ｓａ１が示される。

駆動信号Ｓａがオンされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオンとなり電源電流Ｉｓが増加し、電源電流Ｉｓの増加に伴い、電流検出電圧Ｖｉｓ、すなわち電流検出部８で検出される電流検出値が上昇する。駆動信号Ｓａがオンの期間中に電流検出値が上限閾値を超えたとき、駆動信号Ｓａ１がオフになる。これにより、電源電流Ｉｓが低下し電流検出値が下降する。その後、駆動信号Ｓａがオンの期間中に電流検出値が下限閾値を下回ったとき、再び駆動信号Ｓａ１がオンになり、電源電流Ｉｓは再び増加し、電流検出部８で検出される電流検出値が上昇する。

駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内に駆動信号Ｓａ１のオンオフが繰り返されることで、駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内の電流検出電圧Ｖｉｓのピーク値、すなわち電源電流Ｉｓのピーク値が、電流制御範囲ｗ内に制御される。従って、直流出力電圧Ｖｄｃを比較的高い値にまで昇圧させる場合でも、駆動信号Ｓａがオン期間ｔ中の電源電流Ｉｓのピーク値は抑制される。

図７は正極側半周期および負極側半周期に駆動信号Ｓａを複数のパルスに分割したときの電源電流Ｉｓの波形を示す図である。正極側で駆動信号Ｓａ１のオンオフが繰り返されることにより、正極側の電源電流Ｉｓのピーク値が正極側上限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｈ）から正極側下限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｌ）までの電流制御範囲ｗ内に収まる。また負極側で駆動信号Ｓａ１のオンオフが繰り返されることにより、負極側の電源電流Ｉｓのピーク値が負極側上限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｈ）から負極側下限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｌ）までの電流制御範囲ｗ内に収まる。

本発明では、電源電流Ｉｓのピーク値が電流制御範囲ｗ内に収まるように電源半周期に生成される複数の駆動信号Ｓａ１のオンオフ時間の経時的変化の傾向に着目し、事前の解析において、駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内に電源電流Ｉｓのピーク値が電流制御範囲ｗ内に収まるような各駆動信号Ｓａ１のオンオフ時間に基づいて、各駆動信号Ｓａ１のオンデューティとパルス番号とを対応付けたデータを求め、各駆動信号Ｓａ１のオフデューティとパルス間番号とを対応付けたデータを求める。求められたデータはデータ記憶部２２に格納される。パルスパターン生成部２３では、データ記憶部２２に格納されたこれらのデータを用いて図７に示すようなパルスパターンである駆動信号Ｓａ１が生成される。またパルスパターン生成部２３は、負荷に対応した補正量でオンオフデューティを移動することで、負荷が変わった場合でも電源電流Ｉｓのピーク値を電流制御範囲ｗ内に収めるように駆動信号Ｓａ１を生成する。

データ記憶部２２に格納されるデータの具体例とパルスパターン生成部２３で生成される駆動信号Ｓａ１の関係を説明する。

図８はデータ記憶部２２に格納されるデータとパルスパターン生成部２３で生成される駆動信号Ｓａ１との関係を表す図である。図８には、正極側半周期において駆動信号Ｓａがオン期間ｔ内に生成される６つの駆動信号Ｓａ１と、負極側半周期において駆動信号Ｓａがオン期間ｔ内に生成される６つの駆動信号Ｓａ１が示される。

電源電圧Ｖｓが上昇する際のゼロクロス点Ｔ０から一定時間Ｔｄｌが経過した時点で１番目の駆動信号Ｓａ１がオンになる。Ｔｏｎ（１）は、正極側半周期内に生成される１番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間、すなわち１番目の駆動信号Ｓａ１が立ち上がった時点から立ち下がるまでの時間を表す。同様にＴｏｎ（２）は２番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間、Ｔｏｎ（３）は３番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間、Ｔｏｎ（４）は４番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間、Ｔｏｎ（５）は５番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間、Ｔｏｎ（６）は６番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間を表す。符号Ａで示されるｏｎ＿ｄｕｔｙ（１）からｏｎ＿ｄｕｔｙ（６）は、データ記憶部２２に格納されたデータの１つであり、各駆動信号Ｓａ１のオンデューティとパルス番号とを対応付けたものである。符号Ｂで示される番号がパルス番号である。駆動信号Ｓａのオン時間Ｔｏｎにオンデューティを乗じることで、各駆動信号Ｓａ１のオン時間Ｔｏｎ（１）からＴｏｎ（６）を得ることができる。

電源電圧Ｖｓが下降する際のゼロクロス点から一定時間が経過した時点で１番目の駆動信号Ｓａ１がオンになる。Ｔｏｆｆ（１）は、負極側半周期内に生成される１番目の駆動信号Ｓａ１が立ち下がった時点から２番目の駆動信号Ｓａ１が立ち上がるまでの時間、すなわち１番目の駆動信号Ｓａ１と２番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間を表す。同様にＴｏｆｆ（２）は２番目の駆動信号Ｓａ１と３番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間、Ｔｏｆｆ（３）は３番目の駆動信号Ｓａ１と４番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間、Ｔｏｆｆ（４）は４番目の駆動信号Ｓａ１と５番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間、Ｔｏｆｆ（５）は５番目の駆動信号Ｓａ１と６番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間を表す。符号Ｃで示されるｏｆｆ＿ｄｕｔｙ（１）からｏｆｆ＿ｄｕｔｙ（５）は、データ記憶部２２に格納されたデータの１つであり、各駆動信号Ｓａ１のオフデューティとパルス間番号とを対応付けたものである。符号Ｄで示される番号がパルス間番号である。駆動信号Ｓａのオン時間Ｔｏｎにオフデューティを乗じることで、各駆動信号Ｓａ１のオフ時間Ｔｏｆｆ（１）からＴｏｆｆ（５）を得ることができる。またゼロクロス点Ｔ０から１番目の駆動信号Ｓａ１が立ち上がるまでの時間をデータとして保有すれば、短絡部３０のオンオフタイミングを特定することができる。

ここで図８に示すオンデューティとオフデューティの算出にあたり、以下の関数を定義する。

（１）式は、駆動信号Ｓａのオン時間Ｔｏｎに対する、電源半周期内のｘ番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間Ｔｏｎ（ｘ）のオンデューティである。Ｎは電源半周期内に生成される駆動信号Ｓａ１の総数である。

（２）式は、駆動信号Ｓａのオン時間Ｔｏｎに対する、電源半周期内のｘ番目の駆動信号Ｓａ１とｘ−１番目の駆動信号Ｓａ１との間のオフ時間Ｔｏｆｆ（ｙ）のオフデューティである。Ｎは電源半周期内に生成される駆動信号Ｓａ１の総数である。

図９は（１）式を用いて算出される電源半周期中のオンデューティの経時的変化を表す図である。横軸は、電源半周期内に生成されるＮ個の駆動信号Ｓａ１の内、２番目からＮ番目までの駆動信号Ｓａ１のパルス番号ｘを表し、縦軸は、（１）式で求めた２番目からＮ番目までの駆動信号Ｓａ１に対するオンデューティを表す。三角の点を連ねた曲線は、移動前のオンデューティであり、丸の点を連ねた曲線は、移動後のオンデューティである。図９に示すように、電源電流Ｉｓのピーク値が電流制御範囲ｗ内に収まるときのオンデューティは、下に凸の放物線を描くことが分かる。

図１０は（２）式を用いて算出される電源半周期中のオフデューティの経時的変化を表す図である。横軸は、電源半周期内に生成される各駆動信号Ｓａ１のパルス間番号ｙを表し、縦軸は、（２）式で求めた１番目からＮ番目までの駆動信号Ｓａ１に対するオフデューティの値である。三角の点を連ねた曲線は、移動前のオフデューティであり、丸の点を連ねた曲線は、移動後のオフデューティである。図１０に示すように、電源電流Ｉｓのピーク値が電流制御範囲内に収まるときのオフデューティは、上に凸の放物線を描くことが分かる。

このように電源半周期に生成される複数の駆動信号Ｓａ１のオンデューティとオフデューティは、経時的に変化すると共に、各々の変化の傾向が異なる。この点に着目すると、電源半周期に生成される複数の駆動信号Ｓａ１の内、特定領域の駆動信号Ｓａ１のオンデューティと、電源半周期に生成される複数の駆動信号Ｓａ１のオフデューティとは、以下の近似式で表すことができる。

（１）式のオンデューティは、（３）式に示す２次式で近似することができる。ただしＡ _１，Ｂ _１，Ｃ _１は近似式の各定数を示す。

（２）式のオフデューティは、（４）式に示す２次式で近似することができる。ただしＡ _１，Ｂ _１，Ｃ _１は近似式の各定数を示す。

なおオンデューティおよびオフデューティは、２次以上の近似式で定義してもよい。

特定領域以外のパルスである１番目の駆動信号Ｓａ１のオンデューティは（５）式で表すことができる。Ｎは電源半周期内に生成される駆動信号Ｓａ１の総数である。このように１番目の駆動信号Ｓａ１のオン時間に関しては、オンデューティの設定を行わずに（５）式を用いることで、近似式の誤差も吸収可能である。

このようにして各駆動信号Ｓａ１のオンデューティとパルス番号とを関連付けた関数の近似式と、各駆動信号Ｓａ１のオフデューティとパルス間番号とを関連付けた関数の近似式とを求めることができる。関数化したデータと近似式の定数に関するデータは、データ記憶部２２に格納され、パルスパターン生成部２３が駆動信号Ｓａ１を生成する際に利用される。

次に図１１から図１４を用いて、データ記憶部２２に格納される補正量Ｃｑとパルスパターン生成部２３の機能を説明する。

図１１は負荷Ｐｏと補正係数Ｃｆの関係を表す図である。横軸の負荷Ｐｏは、例えば図３に示す負荷１１に供給される電力値を表し、縦軸の補正係数Ｃｆは、負荷Ｐｏの値に対応する補正係数Ｃｆを表す。補正係数Ｃｆは、解析または実機試験で得られる値である。例えば図１１に示すように、補正係数Ｃｆは、負荷Ｐｏが低い領域では一定の値を示し、負荷Ｐｏが高い領域では負荷Ｐｏの増加に従い高まるように調整された値である。

図１２はリアクタ２に流れる電源電流Ｉｓとリアクタ２のインダクタンスＬとの関係を表す図である。横軸はリアクタ２に流れる電源電流Ｉｓを表し、縦軸はリアクタ２のインダクタンスＬを表す。図１２に示すように電源電流Ｉｓが低い領域ａと、領域ａよりも高い領域ｂでは、インダクタンスＬは一定値を示す。ところが領域ｂよりも高い領域ｃでは、電源電流Ｉｓの増加に従いインダクタンスＬが低下する傾向を示す。

ここで、電源電圧Ｖｓの実効値は一定であるため、負荷Ｐｏと電源電流Ｉｓとの間には（６）式に示す相関関係がある。

インダクタンスＬと電源電流Ｉｓとの関係は（７）式で近似できるものとする。ただしａ，ｂ，ｃは近似式の各定数を示す。

（６）式より、電源電流Ｉｓと負荷Ｐｏとの間には相関関係があるため、（７）式のインダクタンスＬと負荷Ｐｏとの関係は（８）式で表すことができる。

図９，１０で示したオンオフデューティの補正量Ｃｑは、（９）式で表すことができる。Ｃｆは図１１に示す補正係数、Ｌは（８）式で求めたインダクタンス、ＬａはインダクタンスＬの変化量である。

（９）式から分かるようにインダクタンスＬの変化量と補正係数Ｃｆが大きくなるに従って補正量Ｃｑの絶対値が増加する。インダクタンスＬの変化量は、図１２に示すように電源電流Ｉｓの増加に対するインダクタンスＬの値から導かれる。従って、電源電流Ｉｓまたは負荷Ｐｏの値が分かれば補正量Ｃｑを導出することができる。

オンオフ時間変更部２３ａでは、データ記憶部２２に格納されたオンオフデューティの近似式と、電源電圧Ｖｓと電流検出電圧Ｖｉｓに基づいて演算した電力値である負荷Ｐｏの値と、（８）式と、（９）式より補正量Ｃｑを求め、図９に示すようにパルス番号ｘに対応するオンデューティを補正量Ｃｑの分だけ移動し、また図１０に示すようにパルス間番号ｙに対応するオフデューティを補正量Ｃｑの分だけ移動する。

図９，１０に示すようにオンオフデューティを平行移動させる場合、オンオフ時間変更部２３ａでは、補正量Ｃｑに対応したオンオフデューティのｘ，ｙ座標上の移動量を決定する。移動量はｘ軸方向の移動量とｙ軸方向の移動量である。

（１０）式は移動前のオンデューティ、（１１）式は移動後のオンデューティを表す。パルス番号に対応するオンデューティが４次の近似式で表現されている場合においては、ｘ，ｙ座標上のある位置から決定した移動量、すなわちｘ軸方向にｍ、ｙ軸方向にｎだけオンデューティを平行移動させる。

なお、パルス間番号に対応するオフデューティが４次の近似式で表現されている場合においては、ｘ，ｙ座標上のある位置から決定した移動量、ｘ軸方向に−ｍ、ｙ軸方向に−ｎだけオフデューティを平行移動させる。移動後のオンオフデューティに原信号である駆動信号Ｓａのオン時間を乗じることで、駆動信号Ｓａ１のオンオフ時間を得ることができる。

図１３はオンオフデューティを移動する前の駆動信号Ｓａ１で短絡部３０を制御したときに流れる電源電流Ｉｓの波形を表す図である。図１４はオンオフデューティを移動した後の駆動信号Ｓａ１で短絡部３０を制御したときに流れる電源電流Ｉｓの波形を表す図である。

リアクタ２のインダクタンスＬが小さい場合、補正を加える前の電源電流Ｉｓの波形は、図１３のようにピーク値が右下がりの傾向を示す。詳細には、正極側の電源電流Ｉｓのピーク値は、事前の解析で求めた正極側上限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｈ）をオーバーシュートする形で正極側に上昇した後に徐々に低下し、正極側上限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｈ）から正極側下限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｌ）までの電流制御範囲内に収まる。負極側の電源電流Ｉｓのピーク値は、事前の解析で求めた負極側下限閾値Ｖ _ＴＨＬ（Ｌ）をオーバーシュートする形で負極側に上昇した後に徐々に低下し、負極側上限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｈ）から負極側下限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｌ）までの電流制御範囲内に収まる。これに対して補正を加えた後の電源電流Ｉｓの波形は、図１４に示すように、電源電流Ｉｓのピーク値が一定であり、かつ、正極側および負極側の各々の電流制御範囲内に収まる。なお、補正後の電源電流Ｉｓのピーク値は、一定でなくてもよく、例えば右下がりの傾向の度合いが補正前より小さくなっていればよい。

上記特許文献１に示す従来技術では、短絡部がオンになった瞬間に流れる電流の変化に起因したリアクタのインダクタンスの変動が考慮されていないため、図１３に示すように電源電流Ｉｓの波形が変化し、電源電流Ｉｓのピークが大きくなることにより、力率の悪化、高調波成分の増加、回路損失の増加といった問題が生じる。一方、高調波発生量を一定レベルに抑制しつつ直流出力電圧を昇圧する場合、昇圧能力に限界があるため、高負荷側での運転が不安定になり、あるいは高負荷側での安定運転を考えると負荷の選択幅が狭くなってしまう。

上記特許文献２の従来技術では、インダクタンスの変動を考慮した複雑な計算が必要なため、設計負荷の増加を招くと共に、短絡に係る継続時間の演算処理に長い時間を要するという問題がある。

本実施の形態によれば、設定した補正量によりオンオフデューティをｘ，ｙ座標上で移動させることで、瞬時電流の変化に起因したリアクタ２のインダクタンスの変動分を相殺することができる。そのため、上記特許文献２に示すような複雑な演算を行うことなく、力率を改善し、高調波成分を抑制し、回路損失の増加を抑制し、あるいは所望の昇圧能力を得ることが可能である。

以下に図１に示した構成の動作を説明する。オンオフ時間変更部２３ａは、データ記憶部２２に格納されたオンオフデューティの近似式を読み出し、電源電圧Ｖｓと電流検出電圧Ｖｉｓに基づいて演算した電力値と（８）式によりリアクタ２のインダクタンスＬを求め、インダクタンスＬと（９）式により補正量Ｃｑを求める。さらにオンオフ時間変更部２３ａでは、パルス番号ｘに対応するオンデューティが補正量Ｃｑの分だけ移動され、オフデューティが補正量Ｃｑの分だけ移動され、オンオフ時間変更部２３ａは、移動後のオンオフデューティに原信号である駆動信号Ｓａのオン時間を乗じることで、駆動信号Ｓａ１のオンオフ時間を得る。パルス分割部２３ｂは、変更されたオンオフ時間で駆動信号Ｓａを分割することで駆動信号Ｓａ１を生成する。このように制御部２０では、簡易的にインダクタンスＬの変化に対応した駆動信号Ｓａ１を生成する。

なお、本実施の形態では、演算した負荷Ｐｏと（８）式と（９）式より補正量Ｃｑを求める構成例を説明したが、（７）式に示すようにインダクタンスＬと電源電流Ｉｓとの間にも相関関係があるため、電源電流Ｉｓの検出値と（７）式と（９）式より補正量Ｃｑを求める構成でもよい。また、本実施の形態では、（９）式に示す補正量Ｃｑでオンオフデューティを移動する構成例を示したが、（９）式の補正量Ｃｑの代えて（７）式または（８）式で得られるインダクタンスＬの値をオンオフデューティの移動量として用いてもよく、制御部２０に設定するデータの設計負荷をより軽減することができる。また（７）式と（８）式に示す関数は２次の近似式に限定されるものではなく、２次以上の近似式でもよい。また本実施の形態では、オン時間とオフ時間の双方を変化させる構成例を説明したが、オン時間またはオフ時間を一定値として、このオンオフ時間で駆動信号Ｓａを分割することで駆動信号Ｓａ１を生成してもよい。

また、本実施の形態では、リアクタ２が交流電源１と整流器３との間に挿入され、整流器３がリアクタ２を介して交流電源１に接続されているが、電力変換装置１００はリアクタ２を介して電源の短絡と開放を行うことができればよいため、整流器３、リアクタ２、および短絡部３０の位置関係は図示例の構成に限定されるものではない。すなわち、電力変換装置１００は、短絡時に交流電源１、リアクタ２、短絡部３０、交流電源１の順で電源電流Ｉｓが流れる構成であればよく、例えば交流電源１とリアクタ２との間に整流器３が挿入され、リアクタ２が整流器３を介して交流電源１に接続される構成でもよい。

また、本実施の形態では、オンオフデューティを関数化する例を示したが、これに限定されるものではなく、以下のように構成してもよい。例えばオンオフ時間変更部２３ａにオン時間およびオフ時間を関数化したデータ、あるいはオン時間とオフ時間を２次以上の近似式で表したデータを設定し、オンオフ時間変更部２３ａは、補正量Ｃｑの分だけパルス番号に対応したオン時間とパルス間番号に対応したオフ時間とを移動することでオン時間とオフ時間を変更し、パルス分割部２３ｂは、変更後のオン時間とオフ時間で駆動信号Ｓａ１を生成する。また、例えばオンオフ時間変更部２３ａには、各スイッチングパルスのオン時間とオフ時間と各スイッチングパルスのパルス番号と各スイッチングパルスのパルス間番号とを対応付けたマップテーブルが設定され、オンオフ時間変更部２３ａは、補正量の分だけ、パルス番号に対応したオン時間とパルス間番号に対応したオフ時間とを移動する構成でもよい。この構成によっても電源電流Ｉｓのピーク値の経時的変化の傾きを小さくすることができる。

以上に説明したように本実施の形態に係る電力変換装置１００は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換する整流器３と、リアクタ２を介して交流電源１を短絡する短絡部３０と、交流電源１の半周期中に、短絡部３０を制御する制御部２０と、を備え、制御部２０には、リアクタ２のインダクタンスを用いた補正量Ｃｑが設定され、制御部２０は、少なくとも電源電流Ｉｓの検出値と補正量Ｃｑとを用いて、複数のスイッチングパルスのオン時間およびオフ時間を変更し、変更された複数のスイッチングパルスを用いて短絡部３０のオンオフ動作を制御する。この構成により、複雑な演算を行うことなく電源電流Ｉｓのピーク値の変動を抑えることができる。複雑な演算が不要なため、制御部２０に設定するデータの設計負荷の増加を招くことがなく、また制御部２０における処理負担が軽減され、短絡動作の遅延を回避することができる。電源電流Ｉｓのピーク値の変動を抑えることができるため、力率が改善され、高調波成分が抑制され、または回路損失の増加が抑制される。

また制御部２０は、インダクタンス値と電源電流Ｉｓとを関連付けた関数の近似式を用いて、電源電流Ｉｓの検出値に対応した補正量Ｃｑを演算し、演算した補正量Ｃｑの分だけオン時間およびオフ時間を変更する。この構成により（７）式と（９）式で導かれる補正量Ｃｑのみでオンオフ時間を変更することができ、所望の波形形状、力率、高調波、および昇圧性能を得るための設計負荷の増加を招くことがない。

また制御部２０は、インダクタンス値と電力値とを関連付けた関数の近似式を用いて、電源電流Ｉｓの検出値と交流電源１の電圧検出値とにより算出される電力値に対応した補正量Ｃｑを演算し、演算した補正量Ｃｑの分だけオン時間およびオフ時間を変更する。この構成により（８）式と（９）式で導かれる補正量Ｃｑのみでオンオフ時間を変更することができ、所望の波形形状、力率、高調波、および昇圧性能を得るための設計負荷の増加を招くことがない。

また制御部２０には、オン時間と、オフ時間と、複数のスイッチングパルスのパルス番号と、複数のスイッチングパルスのパルス間番号とを対応付けたマップテーブルが設定され、制御部２０は、補正量Ｃｑの分だけ、パルス番号に対応したオン時間とパルス間番号に対応したオフ時間とを変更する。この構成により補正量Ｃｑとマップテーブルのみでオンオフ時間を変更することができ、複雑な演算が不要になるため、制御部２０に設定するデータの設計負荷の増加を招くことがない。

また制御部２０には、オン時間とオフ時間を複数のスイッチングパルスの番号に基づく関数で表したデータが設定され、制御部２０は、補正量Ｃｑの分だけ、複数のスイッチングパルスの番号に対応したオン時間およびオフ時間を変更する。関数で表したデータを用いることで、データ記憶部２２に格納される制御パラメータが少なくて済むため、高価なメモリを用いる必要がなく、またデータの信頼性検証あるいは評価に要する時間および負担を軽減することができ、装置コストの増加を抑えることもできる。

また関数で表したデータは、オン時間およびオフ時間を２次以上の近似式で表したデータである。このようなデータを用いることで、データ記憶部２２に格納される制御パラメータをより一層低減することができるため、データの信頼性検証あるいは評価に要する時間および負担を大幅に軽減することができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１交流電源、２リアクタ、３整流器、４整流回路、５平滑コンデンサ、６直流電圧検出部、７電源電圧検出部、８電流検出部、９電流検出素子、１０電流検出手段、１１負荷、２０制御部、２１駆動信号生成部、２２データ記憶部、２３パルスパターン生成部、２３ａオンオフ時間変更部、２３ｂパルス分割部、２４
パルス伝達部、３０短絡部、３１ダイオードブリッジ、３２短絡素子、１００電力変換装置。

Claims

交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流器と、
リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡部と、
前記交流電源の半周期中に、前記短絡部を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部には、前記リアクタのインダクタンスの補正量が設定され、
前記補正量は、電源電流の検出値の増加に伴い増加する傾向を示し、
前記制御部は、前記短絡部を制御するための複数のスイッチングパルスのオン時間を前記補正量の分減少させ、前記複数のスイッチングパルスのオフ時間を前記補正量の分変更し、前記オン時間が減少されると共に前記オフ時間が変更された複数のスイッチングパルスを用いて前記短絡部のオンオフ動作を制御する電力変換装置。
前記複数のスイッチングパルスの前記オフ時間を前記オン時間の変化とは異なる傾向で変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記インダクタンスと前記電源電流とを関連付けた関数の近似式を用いて、前記電源電流の検出値に対応した前記補正量を演算し、演算した前記補正量の分だけ前記オン時間および前記オフ時間を変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記インダクタンスと電力値とを関連付けた関数の近似式を用いて、前記電源電流の検出値と前記交流電源の電圧検出値とにより算出される電力値に対応した前記補正量を演算し、演算した前記補正量の分だけ前記オン時間および前記オフ時間を変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部には、前記オン時間と、前記オフ時間と、前記複数のスイッチングパルスのパルス番号と、前記複数のスイッチングパルスのパルス間番号とを対応付けたマップテーブルが設定され、
前記制御部は、前記補正量の分だけ、前記パルス番号に対応した前記オン時間と前記パルス間番号に対応した前記オフ時間とを変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部には、前記オン時間および前記オフ時間を前記複数のスイッチングパルスの番号に基づく関数で表したデータが設定され、
前記制御部は、前記補正量の分だけ、前記番号に対応した前記オン時間および前記オフ時間を変更する請求項１に記載の電力変換装置。
前記関数で表した前記データは、前記オン時間および前記オフ時間を２次以上の近似式で表したデータである請求項６に記載の電力変換装置。
前記制御部はマイクロコンピュータで構成されている請求項１から請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置。