JP2014108041A

JP2014108041A - 電源装置

Info

Publication number: JP2014108041A
Application number: JP2012262141A
Authority: JP
Inventors: Nobuyuki Inoue; 信之井上; Kiyoharu Inoue; 清晴井上; Keiichi Igari; 慧一猪狩; Yoshihiko Maekawa; 善彦前川
Original assignee: Noritz Corp
Current assignee: Noritz Corp
Priority date: 2012-11-30
Filing date: 2012-11-30
Publication date: 2014-06-09
Anticipated expiration: 2032-11-30
Also published as: JP6056425B2

Abstract

【課題】リアクタにより昇圧させる昇圧回路のスイッチング素子を平滑回路の出力電圧に基づいてフィードバック制御する電源装置において、リアクタのピーク電流を抑えてリアクタの小型化を図ることができるようにする。
【解決手段】リアクタ６を電源１に短絡させるスイッチング素子８を駆動させる駆動パルスを、長い駆動パルスＰ１と、駆動パルスＰ１に続く短いオフ期間と、短い駆動パルスＰ２とによって構成し、これら長短の駆動パルスＰ１，Ｐ２のパルス幅と上記オフ期間幅を、目標電圧まで昇圧させるためのフィードバック制御値に基づいて一定比率で決定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ヒートポンプ用コンプレッサなどの電源装置として好適に用いることのできる電源装置に関する。

従来より、力率改善を目的とする力率改善回路を有する電源装置が広く知られており、例えば特許文献１には、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段および該整流手段に直列に接続されたリアクタを有する電源装置であって、前記交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第１の短絡手段と、該第１の短絡手段が前記交流電源を当該所定の短期間短絡した後であって前記リアクタの固有振動数から決定された非短絡期間後、当該所定の短期間より短く、かつ前記リアクタの固有振動数から決定された期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第２の短絡手段とを有する電源装置が開示されている。上記第１及び第２の短絡手段はスイッチング素子とその駆動回路によって構成され、該スイッチング素子のオンによって上記短絡が行われるようになっている。

かかる従来の電源装置によれば、交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、力率改善のためにリアクタを介して交流電源を短絡した後、短い時間、リアクタを介して交流電源を短絡することにより、力率を改善しながらもリアクタの短絡より発生する騒音を簡単な構成により経済的かつ的確に防止することができ、特に、第２の短絡手段による短い短絡期間および非短絡期間をリアクタの固有振動数から決定することにより、リアクタの短絡により発生する騒音を的確に防止することができるものとなっている。

特許第３５７８８７４号公報

上記従来の電源装置は力率改善及び騒音低減のみを目的としたものであり、また、上記特許文献１の段落番号００３２に言及されているように倍電圧整流を行うことを前提とするものである。すなわち、実施例として例示された空気調和装置のモータは電気負荷としてはかなりの重負荷であり、かかる重負荷に対応するためにリアクタとしてかなり大型のものを用いているために騒音問題が顕著に発生し、かかる騒音問題の改善策として非常に短いパルス幅の騒音低減パルスを用いたものと理解できる。

一方、スイッチング素子のオン時間を出力直流電圧に基づくフィードバック制御により変動させることによって該出力直流電圧を目標電圧まで昇圧させる目的で回路設計する場合がある。これによれば、供給交流電圧の実効電圧の倍電圧までは昇圧させず、例えば２００Ｖの交流電圧の場合に２８０Ｖ〜３００Ｖ程度の目標電圧まで昇圧すればよいため、リアクタとして小型のものを採用することができる。このリアクタは、他の回路部品に比して非常に大型のものであるため、より小型のリアクタを採用することは装置全体の小型化を図るとともにコスト低減の観点からも重要である。さらに、小型のリアクタであれば上記特許文献１記載のような騒音問題はさほど問題とはならないという利点もある。

しかし、電源装置に接続された負荷が最大能力で作動する場合には目標電圧を維持するために比較的長い時間スイッチング素子がオンされることとなるが、スイッチング素子のオン時間の間はリアクタに流れる電流が理論上無限に上昇していくため、比較的長い時間スイッチング素子がオンされるとリアクタに流れるピーク電流が大きくなり、かかる大きなピーク電流に対する耐久性を持たせるために大型のリアクタを採用せざるを得ないという問題がある。

ここで、上記問題の解決方法として、本願発明者らは目標電圧まで昇圧させるためのパルスを複数回に分けて出力することにより、リアクタのピーク電流を抑えつつも目標電圧制御を行うことを着想した。かかる着想は、上記特許文献１記載の騒音低減パルス（第２の短絡手段）とは技術的に異なるものであり、力率改善パルス（第１の短絡手段）を複数のパルスに分けたものに相当するものとなる。この場合、２つめのパルスを一定時間比率に基づかずに可変にすると、１つめのパルスと２つめのパルスとでは交流電圧の正弦波の位相が違うために同じだけパルス幅を増加させた場合でも１つめのパルスと２つめのパルスとでは電流の増加量が異なるために、電源装置を試作する前の机上での設計段階において、目標電圧まで昇圧するためのフィードバック制御によってパルス幅が決定される２つめのパルスによるピーク電流を把握しづらく、安全設計を行うとすると大型のリアクタをやはり選定せざるを得なくなるという問題がある。

また、平滑コンデンサに十分に充電がなされ、負荷も小さい状態では、平滑コンデンサの電圧が低下するまでは昇圧目的でリアクタを短絡させる必要もない。

そこで、本発明は、リアクタにより昇圧させる昇圧回路のスイッチング素子を平滑回路の出力電圧に基づいてフィードバック制御する電源装置において、リアクタのピーク電流を抑えてリアクタの小型化を図ることができるようにすることを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、次の技術的手段を講じた。

即ち、本発明は、交流電源から供給される交流電圧を全波整流する整流回路と、前記交流電圧を昇圧するためのリアクタと該リアクタを前記交流電源に短絡するスイッチング素子とを有する昇圧チョッパ回路と、これら整流回路及び昇圧チョッパ回路によって整流昇圧された直流電圧を平滑化して出力する平滑回路と、前記交流電圧に同期した所定のタイミングで前記スイッチング素子をオンする駆動パルスを出力する制御部とを備え、該制御部は、前記平滑回路が出力する直流電圧に基づくフィードバック制御により該直流電圧が目標電圧となるように前記駆動パルスを生成するための制御値を演算する電源装置において、前記駆動パルスは、第１の駆動パルスと、該第１の駆動パルスよりもパルス幅の短い第２の駆動パルスとを備え、これら第１及び第２の駆動パルスの間には第１の駆動パルスのパルス幅よりも短いオフ期間が設けられ、前記制御部は、第１の駆動パルスのパルス幅、オフ期間幅および第２の駆動パルスのパルス幅を、前記制御値に基づいて一定比率で決定するように構成されていることを特徴とするものである（請求項１）。

かかる本発明の電源装置によれば、出力電圧を目標電圧まで昇圧するためのフィードバック制御において生成される駆動パルス（上記特許文献１の力率改善パルスに相当）を第１及び第２の駆動パルスに分け、これら第１並びに第２の駆動パルスのパルス幅及びこれらの間のオフ期間をフィードバック制御値に基づく一定時間比率としたので、第１の駆動パルスと第２の駆動パルスとで交流電圧の正弦波の位相が違っていても第２の駆動パルスによるリアクタのピーク電流を設計段階において容易に予想でき、これにより小型のリアクタを採用できる。さらに、第１の駆動パルスと第２の駆動パルスとを制御値に基づく一定時間比率で可変としたので、制御値をゼロとすることにより両方のパルス幅をゼロとすることも可能であり、平滑コンデンサに十分に充電がなされ負荷も小さい状態では、平滑コンデンサの電圧が低下するまでパルス幅をゼロにし、スイッチング素子のスイッチング損失を無くすことが可能である。

上記本発明の電源装置において、前記平滑回路が出力する直流電力を交流電力に変換するインバータをさらに備えることができる（請求項２）。これによれば、小型のリアクタを用いた小型の電源装置によって交流電力機器、例えば、ヒートポンプ用コンプレッサなどを駆動させることができる。

以上説明したように、本発明の請求項１に係る電源装置によれば、出力電圧を目標電圧まで昇圧するためのフィードバック制御において生成される駆動パルスを第１及び第２の駆動パルスに分け、これら第１並びに第２の駆動パルスのパルス幅及びこれらの間のオフ期間をフィードバック制御値に基づく一定時間比率としたので、第１の駆動パルスと第２の駆動パルスとで交流電圧の正弦波の位相が違っていても第２の駆動パルスによるリアクタのピーク電流を設計段階において容易に予想でき、これにより小型のリアクタを採用できる。さらに、第１の駆動パルスと第２の駆動パルスとを制御値に基づく一定時間比率で可変としたので、制御値をゼロとすることにより両方のパルス幅をゼロとすることも可能であり、平滑コンデンサに十分に充電がなされ負荷も小さい状態では、平滑コンデンサの電圧が低下するまでパルス幅をゼロにし、スイッチング素子のスイッチング損失を無くすことが可能である。

また、本発明の請求項２に係る電源装置によれば、小型のリアクタを用いた小型の電源装置によって交流電力機器、例えば、ヒートポンプ用コンプレッサなどを駆動させることができる。

本発明の一実施形態に係る電源装置の概略回路図である。同電源装置のパルス発生器の概略回路図である。同電源装置の作用説明図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る電源装置を示し、該電源装置は、商用交流電源１から供給される所定の実効電圧（例えば２００Ｖ）の交流電圧を所定の目標電圧（例えば３００Ｖ）まで昇圧するための昇圧チョッパ回路２と、交流電源１から供給される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジからなる第１の全波整流回路３と、これら昇圧チョッパ回路２及び整流回路３によって整流昇圧された直流電圧を平滑化して出力する平滑回路４と、該平滑回路４が出力する直流電圧を入力して交流電圧に変換するインバータ５とを備えている。なお、平滑回路４は第１の全波整流回路３の両出力端間に設けられた電解コンデンサによって主構成される。また、電解コンデンサと並列に電圧センサ１０が接続されており、該電圧センサ１０によって平滑回路４がインバータ５に出力する直流電圧Ｖｏｕｔを計測して、後述する制御部９へ出力するようになっている。

昇圧チョッパ回路２は、交流電源１の一方の出力部と第１の全波整流回路３との間に設けられたリアクタ６（インダクタンス）と、該リアクタ６及び交流電源１に対して第１の整流回路３と並列に接続された第２の全波整流回路７と、該全波整流回路７を介して前記リアクタ６及び交流電源１に接続されたスイッチング素子８とを備えている。スイッチング素子８は、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ若しくはＭＯＳＦＥＴなどにより構成され、このスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間に第２の全波整流回路７の両出力端が接続され、ゲートに駆動パルスを印加することによって該スイッチング素子８がオンされると、第２の全波整流回路７を介してリアクタ６の両端が交流電源１の両出力端に短絡され、これにより交流電圧の昇圧がなされ、また、結果的に力率改善がなされるようになっている。スイッチング素子８のゲートは、駆動パルスを生成出力する制御部９に接続され、該制御部９から供給される駆動パルスによってスイッチング素子８がオンされるようになっている。

制御部９は、マイクロプロセッサや専用論理回路等によって構成され、交流電源１の交流電圧に同期した所定のタイミングでスイッチング素子８をオンする駆動パルスを出力するものであって、平滑回路４が出力する直流電圧に基づくフィードバック制御により該直流電圧が目標電圧となるように前記駆動パルスを生成するための制御値を演算するＰＩ制御部１９を備えている。このＰＩ制御部１９には、目標電圧設定値１１と上記出力直流電圧Ｖｏｕｔとの差分が入力され、該差分に対する比例項が比例ゲイン１２で演算され、同差分に対する積分項が積分ゲイン１３及び積分器１４によって演算され、これら比例項と積分項を加算器１５で加算してなる値を上記制御値として出力するようになっている。この制御値は、交流電圧の半周期に対する上記駆動パルスのオン期間の比率を表している。ＰＩ制御部１９が出力する制御値は、リミッタ１６によって上限値及び下限値が制限され、例えば、上限値は０．４，下限値は０に規制される。

また、制御部９は、交流電源１の交流電圧波形に同期したのこぎり波を生成出力するのこぎり波発信器１７を備えている。例えば、交流電圧の周期が５０Ｈｚの場合には、のこぎり波の周期は１００Ｈｚ、最小値０、最大値１とすることができる。なお、従来周知のように交流電源１の両出力端には電圧センサなどからなる交流電圧波形検出手段（図示せず）が接続され、該交流電圧波形検出手段は交流電源１の交流電圧の周期、並びに、交流電圧が零点（ゼロクロス点）を通過する時点を検出し、この検出信号をのこぎり波発信器１７に出力して、のこぎり波発信器１７が上記のようなのこぎり波を生成出力することができる。

リミッタ１６を介してＰＩ制御部１９が出力する制御値と、のこぎり波１７が出力するのこぎり波は、パルス生成器１８に入力され、これら入力値に基づいて上記駆動パルスを生成出力する。本実施形態におけるパルス生成器１８の回路構成及び駆動パルスの一例を図２及び図３に示している。本実施形態では、駆動パルスは、第１の駆動パルスＰ１と、該第１の駆動パルスＰ１よりもパルス幅の短い第２の駆動パルスＰ２とを備え、これら第１及び第２の駆動パルスＰ１，Ｐ２の間には第１の駆動パルスＰ１のパルス幅よりも短いオフ期間が設けられており、第１の駆動パルスＰ１の後に前記オフ期間を空けて第２の駆動パルスＰ２が出力されるようになっている。なお、オフ期間は、第２の駆動パルスＰ２よりも短くしてもよく、また、第２の駆動パルスＰ２よりも長くしてもよく、また、第２の駆動パルスＰ２と同じ長さにすることもできる。そして、上記制御部９のパルス生成器１８は、第１の駆動パルスＰ１のパルス幅、オフ期間幅および第２の駆動パルスＰ２のパルス幅を、上記制御値に基づいて一定比率で決定するように構成されている。

具体的には、パルス生成器１８は、交流電圧の零点から上記制御値が示す期間の所定第１係数倍（例えば０．７倍）の期間が経過するまで第１の駆動パルスＰ１を出力し、その後上記制御値が示す期間の所定第２係数倍（例えば０．１５倍）のオフ期間が経過するまで出力をオフし、その後上記制御値が示す期間の所定第３係数倍（例えば０．１５倍）の期間が経過するまで第２の駆動パルスＰ２を出力する。図２において、ゲインＧ１は制御値Ｉ１の上記第１係数倍の値を出力し、ゲインＧ２は制御値Ｉ１の上記（第１係数＋第２係数）倍の値を出力する。また、第１の比較器Ｃ１はゲインＧ１の出力とのこぎり波Ｉ２とを比較し、ゲインＧ１の出力が大きい場合に偽（Ｌｏｗ）を出力し、のこぎり波Ｉ２が大きい場合に真（Ｈｉ）を出力する。第２の比較器Ｃ２はゲインＧ２の出力とのこぎり波Ｉ２とを比較し、ゲインＧ２の出力が大きい場合に真（Ｈｉ）を出力し、のこぎり波Ｉ２が大きい場合に偽（Ｌｏｗ）を出力する。第３の比較器Ｃ３は制御値Ｉ１とのこぎり波Ｉ２とを比較し、制御値Ｉ１が大きい場合に真を出力し、のこぎり波Ｉ２が大きい場合に偽を出力する。第１の比較器Ｃ１と第２の比較器Ｃ２の出力はＮＡＮＤ回路に入力され、該ＮＡＮＤ回路の出力と第３の比較器Ｃ３の出力とがＡＮＤ回路に入力され、該ＡＮＤ回路が上記第１及び第２の駆動パルスＰ１，Ｐ２を出力するようになっている。

次に、図３を参照して、本実施形態の電源装置の作用について説明する。図３は、交流電源１の交流電圧波形、リアクタ６に流れるインダクタ電流（リアクトル電流）並びにスイッチング素子８の駆動パルス信号波形を対比して示している。本実施形態では、第１の駆動パルスＰ１が交流電圧の零点から所定時間オンされ、これによってインダクタ電流が急速に上昇していく。従来の制御では、上記制御値が示すオン期間が終了するまで継続してスイッチング素子８をオンするためにインダクタ電流のピークが大きくなるが、本実施形態では、上記制御値が示す期間を、第１のオン期間（第１駆動パルスＰ１）と、短いオフ期間と、第２のオン期間（第２駆動パルスＰ２）とに分けているため、オフ期間の間はインダクタ電流が急速に降下し、その後第２の駆動パルスＰ２によって再度インダクタ電流を上昇させることができ、これによってインダクタ電流のピーク値が低く抑えられるとともに、ピーク電流が抑えられる分ＰＩ制御によってオン期間全体の幅が比較的長く制御されるため、インダクタ電流の導通角が一層広げられるようになって、力率の一層の改善をも期待できる。

また、平滑回路４を構成する電解コンデンサが十分に充電され、その出力電圧が目標電圧付近で安定している場合は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧設定値１１とが等しくなるため、その差分は０となり、ＰＩ制御部１９が出力する制御値も０となって、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２のいずれも出力されないため、スイッチング損失を大幅に低減できる。

さらに、第１及び第２駆動パルスＰ１，Ｐ２のパルス幅及びオフ期間の比率を一定にしているので、負荷が変動しても上記インダクタ電流の波形がほぼ相似形を保って変動する。したがって、設計段階において重負荷時の第２駆動パルスＰ２によるピーク電流を容易に把握でき、かかるピーク電流を抑えることによって小型のリアクタ６を採用でき、リアクタ６による損失低減や、リアクタ６における騒音の低減を図ることができる。

本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、適宜設計変更できる。例えば、昇圧チョッパ回路２は第１の整流回路３と平滑回路４との間に設けてもよい。また、第２の駆動パルスＰ２に続く第３以降の駆動パルスがさらに複数存在していてもよい。

１交流電源
２昇圧チョッパ回路
３整流回路
４平滑回路
５インバータ
６リアクタ
８スイッチング素子
９制御部
１１目標電圧値
Ｖｏｕｔ出力直流電圧

Claims

交流電源から供給される交流電圧を全波整流する整流回路と、前記交流電圧を昇圧するためのリアクタと該リアクタを前記交流電源に短絡するスイッチング素子とを有する昇圧チョッパ回路と、これら整流回路及び昇圧チョッパ回路によって整流昇圧された直流電圧を平滑化して出力する平滑回路と、前記交流電圧に同期した所定のタイミングで前記スイッチング素子をオンする駆動パルスを出力する制御部とを備え、該制御部は、前記平滑回路が出力する直流電圧に基づくフィードバック制御により該直流電圧が目標電圧となるように前記駆動パルスを生成するための制御値を演算する電源装置において、
前記駆動パルスは、第１の駆動パルスと、該第１の駆動パルスよりもパルス幅の短い第２の駆動パルスとを備え、これら第１及び第２の駆動パルスの間には第１の駆動パルスのパルス幅よりも短いオフ期間が設けられ、前記制御部は、第１の駆動パルスのパルス幅、オフ期間幅および第２の駆動パルスのパルス幅を、前記制御値に基づいて一定比率で決定するように構成されていることを特徴とする電源装置。
前記平滑回路が出力する直流電力を交流電力に変換するインバータをさらに備えることを特徴とする電源装置。