JP2006174689A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストにて、高力率かつ昇圧能力に優れた直流電源装置を提供する。
【解決手段】交流電源１からの交流電圧を整流する整流手段２と、第１のコンデンサ３および第２のコンデンサ４とからなる倍電圧整流回路と、リアクタ６と、リアクタ６を介して交流電源１を短絡するスイッチング手段７と、交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段８と、ゼロクロス検出手段８に同期させてスイッチング手段７を短絡・開放する制御手段９とを備えた直流電源装置において、交流電源１の半周期毎にスイッチング手段７を短絡動作させる回数を負荷５に応じて変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置に関するものである。

インバータ駆動される電動機負荷をもつ空気調和機などの機器において、その高効率化の手法の一つとして、電動機のコイル巻線を多く巻き込み、電動機に流れる電流を小さくすることで、インバータにおける損失を低減する方法がよく知られている。

しかしながら、この方法を実際に行う場合には、電動機の誘起電圧がコイル巻数に比例して増加するため、機器に搭載される直流電源装置は、誘起電圧の増加見合分だけインバータへ供給する直流電圧を高くする必要がある。

従来、この種の直流電源装置として、交流電源のゼロクロス点付近で交流電源を、リアクタを介して一定時間短絡することで力率を改善しつつ、高い直流電圧を得ることができるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１４は、特許文献１に記載された従来の直流電源装置の構成を示すものである。

図１４に示すように、従来の直流電源装置は、交流電源１と、交流電源１からの交流電圧を整流する第１のダイオードブリッジ３１と、平滑用コンデンサ３２，３３，３４とを備えて倍電圧整流回路を構成している。

交流電源１の両端には、リアクタ５を介して第２のダイオードブリッジ３５および短絡素子３６が接続されている。

また交流電源１の両端には、ゼロクロス検出手段６が具備されており、力率改善手段３７は、交流電源１の半周期毎に、ゼロクロス検出手段６によって交流電源１のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点から所定の時間だけスイッチング手段６をオンし、その後オフすることで、交流電源１からの入力電流の通電幅を拡大し、力率を改善するとともに、リアクタ５に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ３２，３３，３４へ供給することで、倍電圧整流回路よりも高い直流電圧を得ることができる。

図１５に、特許文献１に記載された従来の直流電源装置における入力電流・電圧波形の一例を示す。

また、特許文献１に記載の従来の直流電源装置は、インバータ回路３８およびインバータ回路３８により駆動される電動機３９を負荷に備えており、インバータを制御するインバータ制御手段４０におけるパルス幅変調制御信号のデューティ比に基いて短絡素子３６の短絡開始タイミングおよび短絡時間を決定することで、負荷状態に応じて力率を改善することができる。
特開平１０−２０１２４８号公報

しかしながら、交流電源１の半周期毎に１回、交流電源１をリアクタ６を介して短絡する前記従来の構成では、負荷へ供給する直流電圧をさらに高くしようとする場合に、短絡
素子３６の電流が増加することから、電流定格のより大きな短絡素子３６を使用しなければならず、サイズアップやコストアップにつながってしまうとともに、直流電圧を高くするにつれて電流波形における正弦波状からの乖離が大きくなり、力率が低下してしまうという課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、軽負荷時における電源装置の効率を低下させることなく、低コストにて高力率かつ昇圧能力に優れた直流電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源の半周期毎に短絡素子(以下スイッチング手段と記す）を短絡動作させる回数を、負荷に応じて変更するものである。

これによって、高い直流電圧を必要とする負荷を駆動する場合には、短絡回数を増加させることで、１回の短絡動作においてスイッチング手段に流れるピーク電流を増加させることなく、より正弦波に近い電流波形を得るとともに、昇圧能力を向上させるものである。

また、軽負荷時には、短絡回数を少なくすることにより、直流電源装置におけるスイッチング損失を低減するものである。

また、本発明の直流電源装置は、直流電圧が目標電圧と等しくなるように、スイッチング手段の（短絡開始タイミングと短絡時間とからなる）短絡期間と短絡回数とを制御するものであり、かつ、短絡回数の上限値を負荷に応じて切り替えるものである。

これによって、直流電源装置の温度上昇に支障が生じない短絡回数以下の範囲において、スイッチング手段の短絡回数を、負荷状況に応じて選択することができる。

また、本発明の直流電源装置は、短絡時間が予め定められた最大時間に等しくなっても直流電圧が目標電圧よりも低い場合にのみ短絡回数を増加させるものである。

これにより、直流電源装置は、常に必要最低限の短絡回数にて動作させることができる。

本発明の直流電源装置は、交流電源の半周期毎に短絡動作させる短絡回数を、負荷に応じて変更することにより、高い直流電圧を必要とする負荷の場合に短絡回数を増加させることで、スイッチング手段に流れる電流のピーク値を増加させることなく、従来同等の電流容量のスイッチング素子を用いて入力電流をより正弦波に近い波形とすることができることから、低コストにて力率と昇圧能力の向上を両立することができる。

また、高い直流電圧を必要としない負荷の場合には、短絡回数を少なくすることで、スイッチング損失を抑えることができ、直流電源装置の電力変換効率を高く保つことができる。

また、本発明の直流電源装置は、負荷に応じて短絡回数の上限値を切り替えることにより、温度上昇の制約範囲内で得られる昇圧能力の限界まで直流電源装置を利用することが可能となる。

また、本発明の直流電源装置は、交流電源の半周期間の短絡回数に上限値を設けて、予め設定された短絡時間の最大値に達しても直流電圧が目標電圧よりも低い場合にのみスイッチング手段の短絡回数を増やすことで、常に負荷に応じた必要最小限の短絡回数にて動作させることができるため、常に直流電源装置を最適な効率で動作させることができる。

第１の発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流手段と、互いに直列に接続されて、前記整流手段の直流出力端の両端間に接続され、倍電圧整流回路を構成する第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、交流電源と整流手段の一方の交流入力端との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段と、交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備え、ゼロクロス点に同期させてスイッチング手段を短絡動作させる制御手段を有する直流電源装置において、交流電源の半周期毎に行うスイッチング手段の短絡回数を、負荷に応じて変更するものである。

負荷が必要とする直流電源装置の昇圧能力に応じて、スイッチング手段の短絡回数を変更することにより、必要な場合にのみスイッチング手段の短絡回数を増加させることで、不要なスイッチング動作を削減することができ、より効率の高い状態で、所望の昇圧能力を得ることができる。

第２の発明は、第１の発明において、入力電流を検出する電流検出手段を備え、入力電流が大きくなるほどスイッチング手段の短絡回数を増加させることにより、高い昇圧能力を得るだけでなく、同時に力率を向上させることで、コンセントから取り出し得る最大電力を高くすることが可能となる。

第３の発明は、第１の発明において、負荷としてインバータおよびインバータ駆動される電動機を有し、インバータ周波数が高くなるほどスイッチング手段の短絡回数を増加させることで、電動機の誘起電圧の増加に対応させて、必要な直流電圧が得られるように直流電源装置の昇圧能力を高めることが可能となる。

第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、電源周波数が５０Ｈｚ時の短絡回数を６０Ｈｚの場合よりも多く設定することにより、同じ短絡回数では６０Ｈｚと比較してやや高力率が得られにくい５０Ｈｚにおいても、電源周波数が６０Ｈｚの場合と同等の力率を確保することが可能となる。

第５の発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流手段と、互いに直列に接続されて、整流手段の直流出力端の両端間に接続され、倍電圧整流回路を構成する第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、交流電源と整流手段の一方の交流入力端との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段と、交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロス点に同期させてスイッチング手段を短絡動作させる制御手段と、負荷へ供給される直流電圧を検出する電圧検出手段とを備え、制御手段は、直流電圧が予め定められた目標電圧に等しくなるように、スイッチング手段の短絡開始タイミングおよび短絡時間を調整する直流電源装置において、負荷に応じて短絡回数の上限値を切り替えることにより、常に負荷に必要な直流電圧を得るのに必要最低限の短絡回数以下で動作させることができるため、交流電源の電圧が想定外に低下した場合においても、短絡回数の急増によって直流電源装置の温度が上昇するのを防止することができる。

第６の発明は、第５の発明において、入力電流を検出する電流検出手段を備え、入力電流が大きくなるほどスイッチング手段の短絡回数の上限値を多く設定することにより、高
い昇圧能力を得られるとともに、力率を向上させて、コンセントから取り出し得る最大電力を高くすることができる。

第７の発明は、第５の発明において、負荷としてインバータおよびインバータ駆動される電動機を有し、インバータ周波数が高くなるほどスイッチング手段の短絡回数の上限値を多く設定することで、電動機の誘起電圧の増加に対応して、直流電源装置の昇圧能力を高くすることができる。

第８の発明は、第５の発明において、周囲温度によって短絡回数の上限値を変更することで、特に低温時に短絡回数の上限値を引き上げることで、直流電源装置の温度上昇限界まで昇圧性能を最大限に引き出すことが可能となる。

第９の発明は、第５の発明において、電源周波数が５０Ｈｚ時の短絡回数を６０Ｈｚの場合よりも多く設定することにより、６０Ｈｚと比較して相対的に高力率がやや得られにくい５０Ｈｚにおいても、電源周波数が６０Ｈｚの場合と同等の力率を確保することが可能となる。

第１０の発明は、第５の発明において、すべての短絡時間が、スイッチング手段の短絡開始タイミング毎に予め設定された所定の短絡時間の最大値に等しくなっても直流電圧が目標電圧よりも低い場合に、短絡回数を増加させることにより、負荷が必要とする直流電圧を出すのに最も少ない短絡回数にて動作させることができるので、常に効率のよい状態で動作させることが可能となる。

第１１の発明は、第５の発明において、電圧検出手段において検出される直流電圧が予め目標電圧記憶手段によって設定された目標電圧に比べて低い場合に、動作中の制御モードにおける短絡回数以上の制御モードでのみ短絡動作される短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）を増加させると同時に、動作中の制御モードよりも短絡回数の低い制御モードにおいても短絡動作される短絡時間ｔｗｉ（1≦ｉ≦ｎ）の一部またはすべてを減少させることにより、短絡回数の異なる各制御モード間において、短絡時間の最大値ｔｗｉｍａｘの大小関係に縛られずに自由に設定することができるため、各制御モードにおいて、力率および高調波の観点から最良の電流波形を生成することができ、かつ、各制御モード間において電流波形を滑らかに連続的に切り替えることが可能となる。

第１２の発明は、第１１の発明において、すべての短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）が短絡開始タイミング毎に予め設定された最大時間ｔｗｊｍａｘ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）に等しくなっても前記直流電圧が目標電圧よりも低い場合に、前記短絡回数を増加させることにより、負荷が必要とする直流電圧を出すのに最も少ない短絡回数にて動作させることができるので、常に効率のよい状態で動作させることが可能となる。

第１３の発明は、第１〜１２のいずれか１つの発明において、電源の半周期に１回スイッチング手段を短絡する運転状態(制御モード)を有することにより、高い直流電圧を必要としない負荷範囲において、短絡回数増による直流電源装置の効率低下を防ぎ、従来同等の効率を確保することができる
第１４の発明は、第１〜１３のいずれか１つの発明において、電源の半周期に１度もスイッチング手段を短絡しない制御モードを有することにより、不要な昇圧動作を抑えることができるため、特に交流電源電圧が高い場合に、負荷が要求する以上に直流電圧を上げて全体の効率を低下させるのを防止することができる。

また第１５の発明は、第１〜１４のいずれか１つの発明において、電源半周期の前半に２回、主に昇圧能力向上に寄与する１回目および２回目の短絡期間と、後半に１回、主に
力率を向上させる３回目の短絡期間とによってスイッチング手段を間欠短絡する制御モードを有することにより、スイッチング損失が少なく、高調波の高次成分の小さな入力電流波形を得ることができる。

このため、スイッチング手段の短絡開始タイミングや短絡時間に対して細かな制御を行わなくても高調波規制に対して十分なマージンを得ることができるため、短絡期間の制御をより簡単なものにすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置の構成を示すものである。

図１に示すように、本発明の直流電源装置は、交流電源１の交流電圧を整流する整流回路２と、整流回路２の一方の交流入力端から整流回路２の各々の直流出力端との間にそれぞれ接続された第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４を備えており、整流回路２と、互いに直列に接続された第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ３とによって倍電圧整流回路を構成し、負荷５へ直流電圧を供給している。

さらに、交流電源１と整流回路２の交流入力端との間にはリアクタ６が接続され、交流電源１がリアクタ６を介して短絡されるように、ダイオードブリッジやＭＯＳＦＥＴ・ＩＧＢＴなどから構成される双方向性のスイッチング手段７が設けられる。

また、交流電源１の両端には、交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段８が接続されており、マイコン等で構成される制御手段９内に設けられた駆動信号生成手段９ａにおいて、ゼロクロス検出手段８にて検出されたゼロクロス点に同期させて、スイッチング手段７を駆動する駆動信号を生成し、スイッチング素子駆動手段１０へ駆動信号を伝えてスイッチング手段７を間欠短絡する。

なお、本実施の形態では図示していないが、整流回路２の直流出力端子間にさらに平滑コンデンサを設けてもよい。

本実施の形態１における直流電源装置は、スイッチング手段７の駆動パターンにおいて交流電源1の半周期における短絡回数の異なる２つの制御モードを有する。

第１の制御モードは、交流電源１の半周期毎に２回、スイッチング手段７を短絡するもので、ゼロクロス点から予め定められた一定の時間ｔｄ１およびｔｄ２経過後にそれぞれスイッチング手段７を一定期間ｔｗ１、ｔｗ２だけ短絡し、その後開放する。

図２に本実施の形態における第１の制御モード時の入力電流・電圧波形を示す。

図２の例は、電源電圧１００Ｖ、入力１５４０Ｗ、直流電圧２７４Ｖにおけるもので、力率０．９８が得られている。図１０に示した、スイッチング手段７のピーク電流がほぼ等しい従来の電流波形（力率０．９６５）と比べても、入力電流の通電幅が広がることで高い力率が得られることがわかる。

第２の制御モードは、交流電源１の半周期毎に５回、スイッチング手段７を短絡するものである。

図３（ａ）に本実施の形態における第２の制御モード時の入力電流・電圧波形を、図３（ｂ）に第２の制御モード時の入力電流の高調波電流成分を示す。

図３の例では、電源電圧１００Ｖ、入力１９２５Ｗ、直流電圧３１２Ｖにおいて、力率約０．９８が得られており、昇圧能力および力率の点で、第１の制御モードに比べて有利な電流波形を得られることがわかる。

なお、上記第１および第２の制御モードの選択は、同じく制御手段９内に備えられた短絡回数選択手段９ｂによって行われる。

以下に、短絡回数選択手段９ｂの動作について説明を行う。

本発明の直流電源装置は、予め駆動される負荷毎に目標電圧が定められており、これを記憶する目標電圧記憶手段９ｃを備えている。

直流電源装置が駆動する負荷が、高い直流電圧を必要とする場合には、負荷に応じて目標電圧記憶手段９ｃに記憶されている、負荷の駆動に必要な電圧が目標電圧とされる。

さらに、短絡回数選択手段９ｂは、高い直流電圧を出力するのに適した第２の制御モードを選択し、駆動信号生成手段９ａに選択した制御モードを伝達する。

また、軽負荷で、特に高い直流電圧の必要がない場合には、目標電圧記憶手段９ｃに記憶されている、倍電圧整流回路をベースとする本直流電源装置にとって変換効率がよいＤＣ２５０Ｖ前後の電圧が、目標電圧として選択される。

さらに、短絡回数選択手段９ｂは、さほど昇圧能力が必要ない負荷であることから、効率を優先して第１の制御モードを選択し、駆動信号生成手段９ａに選択した制御モードを伝達する。

次に、本発明の直流電源装置における駆動信号生成手段９ａでの駆動信号の生成方法について以下に記載する。

本発明の直流電源装置は、負荷５に並列に接続されて、負荷５に供給される直流電圧を検出する電圧検出手段１１を備えている。

駆動信号生成手段ａは、短絡回数選択手段９ｂより選択された制御モードが第１の制御モードの場合には、ｔｄｉ（１≦ｉ≦２）を固定とし、電圧検出手段１１における検出電圧と、目標電圧記憶手段９ｃによって予め記憶された目標電圧とを比較手段９ｄによって比較し、負荷５へ供給される直流電圧が目標電圧に等しくなるように、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦２）の値を増減する。

また、短絡回数選択手段９ｂにて選択された制御モードが第２の制御モードの場合には、同じくｔｄｉ（１≦ｉ≦５）を固定とし、電圧検出手段１１における検出電圧と目標電圧記憶手段９ｃによって予め記憶された目標電圧とを比較手段９ｄによって比較し、負荷へ供給される直流電圧が目標電圧に等しくなるように、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦５）の値を増減する。

なお、図３（ｂ）に示すように、電源半周期におけるスイッチング手段の間欠短絡回数が多くなるにつれて、入力電流における１５次〜２５次付近の高調波成分は大きくなる傾向がある。

したがって、一般的に短絡回数の増加は、高調波規制の面で不利になりやすいこと、またスイッチング手段７におけるスイッチング損失が増加することから、スイッチング手段７の短絡回数は、必要以上に多くしないことが望ましい。

以上のように、本発明の直流電源装置は、負荷５が高い直流電圧を必要としない場合、目標電圧を低く設定し、第１の制御モードにて動作することによって、必要以上にスイッチング回数を増やさず、高効率動作させることができる。

また、負荷５が高い直流電圧を必要とする場合には、目標電圧を高く設定し、第２の制御モードを採用することにより、高力率にて高い直流電圧を得ることが可能となる。

なお、本実施の形態では、ゼロクロス点からｉ番目の短絡開始タイミングｔｄｉの値を負荷の状態によらず固定としたが、負荷６によってｔｄｉの値を最適な入力電流波形となるように変更してもよい。

例えば、入力電流の検出手段を設けて入力電流の大きさによってｔｄｉを変更してもよいし、負荷に電動機を有する場合には、電動機の回転数や、電動機を駆動するインバータの周波数などに応じてｔｄｉを変更してもよい。

また、本実施の形態では、電圧検出手段１１を備えて、負荷の状態に応じて定められた目標電圧となるように電圧フィードバックを行ってｉ番目の短絡期間における短絡時間ｔｗｉを変更しているが、負荷に応じて短絡回数（電源半周期にｋ回）と、ｔｄｉおよびｔｗｉ（１≦ｉ≦ｋ）からなるスイッチング手段７の駆動パターンを予め記憶しておき、直流電圧によらず、駆動する負荷に応じて予め記憶した駆動パターンにてスイッチング手段７を間欠短絡動作させてもよい。

（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態の直流電源装置の構成は、図１に示した実施の形態１と同じであり、説明を省略する。

本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態１と同様に、スイッチング手段７の駆動パターンにおいて短絡回数の異なる２つの制御モードを有する。

第１および第２の制御モードでは、スイッチング手段７の電流や温度が最大定格を越えないように、それぞれのモード毎に、ｉ番目の短絡期間における短絡時間ｔｗｉ（以降短絡時間ｔｗｉと記す）の最大値ｔｗｉｍａｘが設けられている。

図１に示すように、本発明の直流電源装置には、負荷５へ供給される直流電圧を検出する電圧検出手段１１が設けられ、電圧検出手段１１で得られた検出電圧は、比較手段９ｄによって、予め目標電圧記憶手段９ｃによって設定された目標電圧と比較され、検出電圧が目標電圧よりも低い場合には、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉを大きくし、検出電圧が目標電圧よりも高い場合には、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉを小さくする。

このように、負荷５へ供給される直流電圧が所望の目標電圧となるように、駆動信号生成手段９ａによって、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉが調整される。

次に、短絡回数選択手段９ｂにおける制御モードの決定方法について以下に説明する。

電源投入時やリセット時においては、負荷５は無負荷またはそれに近い軽負荷であることが想定されることから、高い直流電圧を必要としない。そのため、短絡回数が少なく、効率に優れる第１の制御モード（短絡回数は２回）が選択される。

この時、短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦２）の初期値はいずれも０にセットされて、直流電源装置の回路構成は、倍電圧整流回路そのものとなる。

以降の第１の制御モードにおける短絡時間ｔｗｉの増減および制御モードの選択に関するフローチャートを図４（ａ）に、第２の制御モードにおける短絡時間ｔｗｉの増減および制御モードの選択に関するフローチャートを図４（ｂ）に示す。

図４（ａ）に示すように、第１の制御モードにおいては、短絡時間ｔｗ１またはｔｗ２がそれぞれ所定の値ｔｗ１ｍａｘ、ｔｗ２ｍａｘに達してもなお目標電圧に満たない場合に第２の制御モードを選択し、第２の制御モード（短絡回数は５回）へと移行する。

また、第２の制御モードにおいては、第１の制御モードから第２の制御モードへの移行時に新たに増えた短絡期間における短絡時間ｔｗｉ（３≦ｉ≦５）のいずれかまたはすべてがゼロとなっても電圧検出手段１１にて検出される負荷５への供給電圧が目標電圧よりも高い場合に、第１の制御モードへ移行する。

以上の制御により、本実施の形態の直流電源装置は、負荷５に必要な直流電圧を得るために必要最低限の短絡回数で動作させることができるため、常に効率のよい動作が可能となる。

なお、本実施の形態においては、２つの制御モードにて、交流電源１の半周期間におけるスイッチング手段７の短絡回数を２回および５回の２段階にて切換を行っているが、３段階以上の制御モードを設けて、よりきめ細かに短絡回数についての切替制御を行ってももちろんよい。

（実施の形態３）
図５は、第３の実施の形態における直流電源装置の構成を示すものである。

図５に示すように、本発明の直流電源装置は、交流電源１の交流電圧を整流する整流回路２と、整流回路２の一方の交流入力端から整流回路２の各々の直流出力端との間にそれぞれ接続された第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４を備えており、整流回路２と、互いに直列に接続された第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ３とによって倍電圧整流回路を構成し、負荷５へ直流電圧を供給している。

さらに、交流電源１と整流回路２の交流入力端との間にはリアクタ６が接続され、交流電源１がリアクタ６を介して短絡されるように、双方向性のスイッチング手段７が設けられる。

また、交流電源１の両端には、交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段８が接続されており、マイコン等で構成されるコンバータ制御手段９ｅにおいて、ゼロクロス検出手段８にて検出されたゼロクロス点に同期させて、スイッチング手段７を駆動する駆動信号を生成し、スイッチング素子駆動手段１０へ駆動信号を伝えてスイッチング手段７を間欠短絡する。

さらに、本実施の形態における直流電源装置は、交流電源１からの入力電流を検出する電流検出手段１３を備えている。

本発明の直流電源装置は、実施の形態１または２と同様に、電源半周期間におけるスイッチング手段の短絡回数が異なる複数の制御モードを有しており、電流検出手段１３によって検出される入力電流に応じて、制御モード、すなわち交流電源１の半周期における短絡回数を以下のように決定する。

コンバータ制御手段９ｅは、電流検出手段１３によって検出される入力電流が低い場合には、電源装置の変換効率を優先した動作とするために、スイッチング損失が少なくなるように、短絡回数のより少ない制御モードを選択する。

また、入力電流が大きくなり、コンセント容量に近づいた場合には、コンセントから取り出しうる電力が力率によって制限されることを鑑み、コンバータ制御手段９ｅは、力率の向上を優先した動作とするために、短絡回数のより多い制御モードを選択する。

以上の制御により、本実施の形態の直流電源装置は、入力電流の低い通常時には高い効率で動作することができ、またコンセント容量に近い入力電流付近では、高力率動作によってコンセントから取り出しうる最大電力を従来よりも大きくすることが可能となる。

（実施の形態４）
図６に本発明における第４の実施の形態の直流電源装置の構成を示す。

図６において、直流電源装置の構成は、実施の形態１〜３と同様であり、インバータ１７およびインバータ１７にて駆動される電動機１８が、電源装置の負荷として接続されている。

コンバータ制御手段９ｅは、インバータ１７を駆動するインバータ制御手段１９によって得られるインバータ周波数を検出し、インバータ周波数が高いほど、インバータ１７へ供給する直流電圧の目標電圧を高く設定し、交流電源１の半周期におけるスイッチング手段７の短絡回数を多く設定する。

なお、インバータ周波数の上昇に対して、目標電圧の設定と短絡回数は必ずしも同時に変更されるものではなく、場合によっては、短絡回数が同じで目標電圧のみ異なってもよいし、目標電圧が同じで短絡回数のみ異なってもよい。

負荷５として接続される電動機１８は、従来の直流電源装置を用いて駆動する場合に比べて、そのコイル巻線のターン数を増加することができる。

すなわち、電動機１８のコイル巻数を増加させた場合、特に電動機１８の高速域において、誘起電圧の上昇に対応するだけの高い直流電圧が必要となるが、本実施の形態の直流電源装置では、高速域において短絡回数の多い制御モードを採用することで、これに対応することができる。

また、運転頻度の比較的高い、電動機１８の中速域においては、効率を重視して短絡回数の少ない制御モードを採用することで、従来同等の高いコンバータ効率を維持することができる。

したがって、中速域においては、電動機１８の巻数アップによって得られるインバータ損失の低減効果が得られ、かつ、その前段であるコンバータ効率を維持できることから、トータルとして電動機１８の高効率駆動を実現することができる。

（実施の形態５）
本発明における第５の実施の形態の直流電源装置の構成は、図１に示した実施の形態１に同じであるため、説明を省略する。

制御手段９は、最もスイッチング手段の短絡回数の少ない直流電源装置の制御モードとして、従来の直流電源装置と同様に電源半周期の前半に１回だけ短絡する第１の制御モードを有しており、高い昇圧能力が必要な場合にのみ、第２の制御モードとして、短絡回数を５回に引き上げる。

なお、短絡回数の変更は、実施の形態２で示したように、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉが短絡時間の最大値ｔｗｉｍａｘに到達しても電圧検出手段１１で検出される直流電圧が目標電圧に満たない場合に、第１の制御モードから第２の制御モードへ移行して短絡回数１回から５回に変更する。

本実施の形態においては、昇圧性能が必要な場合にスイッチング手段７の短絡回数を増加させることで、最大出力電圧を高くすることができるとともに、従来の直流電源装置における出力電圧範囲内で負荷５を駆動する際には、スイッチング手段７の短絡回数が１回である従来の直流電源装置と全く同じ動作となるため、従来の直流電源装置と等しい効率を維持することができる。

（実施の形態６）
本発明における第６の実施の形態の直流電源装置の構成は、図１に示す実施の形態１と同じであるため、省略する。

本実施の形態の直流電源装置は、最もスイッチング手段７の短絡回数の少ない直流電源装置の制御モードとして、電源半周期の前半に１回だけ短絡する第１の制御モードを有しており、高い昇圧能力が必要な場合にのみ、複数の短絡回数を有する第２の制御モードへ移行する。

第２の制御モードにおける短絡回数は、交流電源１の電源周波数によって異なり、５０Ｈｚの時には６回に、６０Ｈｚの時には５回に設定される。

スイッチング手段７の１回の短絡動作で改善できる通電幅は、スイッチング素子７の電流容量の関係から制限され、その改善効果は、リアクタ６、第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４の定数にてほぼ決まる。

しかしながら、電源周波数５０Ｈｚの場合には、６０Ｈｚに比べて電源周期が長くなる。したがって、同じ短絡回数で比較した場合、電源周波数が５０Ｈｚの場合には、６０Ｈｚに比べて力率を確保する上で若干不利となる。

図７（ａ）は、電源周波数５０Ｈｚで短絡回数を５回とした場合の入力電流波形を、図７（ｂ）は、電源周波数５０Ｈｚで短絡回数を６回とした場合の入力電流波形を示す。

図７（ａ）に示すように、入力電圧１００Ｖ、直流電圧３００Ｖ時において、交流電源１の半周期間における短絡回数を５回とした場合には、電源周波数５０Ｈｚ時には、力率が約０．９７となるが、図７（ｂ）に示すように短絡回数を６回とすることで電源周波数６０Ｈｚ時の力率と同程度の約０．９８の力率が得られることがわかる。

したがって、本実施の形態の直流電源装置は、５０Ｈｚの場合に、６０Ｈｚの場合よりも短絡回数を多くすることによって６０Ｈｚの場合と同等の力率を得ることができる。

（実施の形態７）
本発明における第７の実施の形態の直流電源装置の構成は、図５に示す実施の形態３と同じであるため、省略する。

本実施の形態の直流電源装置は、短絡回数の異なる３つの制御モードを有しており、電圧検出手段１１で検出された直流電圧が予め定められた目標電圧となるように、交流電源１の半周期毎に１回だけスイッチング手段７を短絡する第１の制御モードと、交流電源１の半周期の前半に２回、後半に１回スイッチング手段を短絡させる短絡時間をそれぞれ調整する第２の制御モードと、交流電源１の半周期毎に５回スイッチング手段７を短絡する第３の制御モードとを有する。

図８（ａ）に本発明における第６の実施の形態の直流電源装置の第２の制御モード時の入力電流・電圧波形を、図８（ｂ）に入力電流の高調波成分を示す。

図８（ａ）は、間欠短絡回数を３回とすることで、入力電圧１００Ｖ、入力１８４０Ｗ、直流電圧３００Ｖ時において、力率０．９７を実現した例である。

交流電源１の半周期の前半の２回は、スイッチング手段７の電流ピークが高く、リアクタ６に貯えられる電磁エネルギーも大きいことから、主に直流電圧の昇圧に寄与し、後半の１回は、入力電流の通電幅を拡大する作用から、主に力率の向上に寄与する。

また図８（ｂ）に示すように、入力電流の高調波成分も小さく、高調波規制値に対して十分マージンを有している。

図９は、図８の場合と同じ抵抗負荷を、交流電源１の半周期に１回スイッチング手段７を間欠短絡させる従来の直流電源装置で駆動した場合の波形である。

直流電圧約２９５Ｖに対して、入力１７７０Ｗ、力率０．９４程度であり、図７に示す電流波形が昇圧能力・力率の両面でバランスの取れた電流波形であることがわかる。

また、交流電源１の半周期に２回の短絡では、前半に２回スイッチングする場合には昇圧性能が改善し、前半と後半に１回ずつ短絡する場合には、力率が主に改善するため、昇圧能力と力率をバランスよく改善することは難しい。

さらに、交流電源１の半周期における短絡回数が数回〜十回程度においては、短絡回数を増加させるほど、高調波規制値の厳しい入力電流の１５〜２５次付近の高周波成分が増加するため、高調波規制を満足するためには、短絡開始タイミングｔｄｉの精度確保や、電流波形整形のためのｔｗｉの複雑な制御などが必要となる。

また、さらに高調波規制を満足するために電源半周期間における短絡回数を数十回程度まで上げた場合には、スイッチング損失の増加による電源装置の効率低下が顕著となってしまう。

しかしながら、本実施の形態のように前半に２回後半に１回の間欠短絡であれば、必要な力率・昇圧能力に対するスイッチング損失の増加を最小限に抑えられるだけでなく、高周波成分の少ない入力電流が得られるので、目標電圧を定めて電圧フィードバックにて短絡時間を決定するような場合においても、高調波規制に対して十分余裕を持ってマージンを確保することができる。

したがって、高調波規制のために、スイッチング手段７における短絡時間や短絡開始タイミングを細かく制御したりする必要がなく、簡単な制御にて電圧フィードバックを行うことができる。

なお、交流電源１の半周期における短絡回数の変更は、実施の形態２で示したように、スイッチング手段７の短絡時間の最大値に到達しても直流電圧が目標電圧に満たない場合に、制御手段９は、第１の制御モードから第２の制御モードへ移行して、短絡回数を１回から３回に変更する。

さらに、制御手段９は、電流検出手段１３によって得られる入力電流が所定の電流値を越えた場合に、力率を優先して向上させるため、第２の制御モードから第３の制御モードへ移行して、短絡回数を３回から５回に引き上げる。

以上のように３つの制御モードを使い分けることにより、通常負荷領域では、短絡回数が１回の第１の制御モードにて最も高率のよい動作を実現し、高い直流電圧が必要な負荷領域では、短絡回数が３回の第２の制御モードにて、力率と昇圧能力と高率のバランスのとれた動作を実現し、さらに入力電流が高くなった場合に、コンセントから取り出し得る電力を最大にするため、短絡回数が５回の第３の制御モードによって、力率重視の動作を実現することができ、特に空気調和機のように、負荷範囲が広く、コンセント容量限界まで電力を利用する機器に対して、全負荷範囲にわたって有効に作用することができる。

（実施の形態８）
本発明における第８の実施の形態の直流電源装置の構成は、実施の形態１と同じであるため、省略する。

電圧検出手段１１で得られた検出電圧は、比較手段９ｄによって、予め目標電圧記憶手段９ｃによって設定された目標電圧と比較され、検出電圧が目標電圧よりも低い場合には、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉを大きくし、検出電圧が目標電圧よりも高い場合には、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉを小さくし、負荷５へ供給される直流電圧が所望の目標電圧となるように、駆動信号生成手段９ａによって、スイッチング手段７の短絡時間ｔｗｉが調整される。

次に、短絡回数選択手段９ｂにおける制御モードの決定方法について以下に説明する。

図１０に、本実施の形態の直流電源装置の電源半周期間における短絡回数の選択フローチャートを示す。

短絡回数選択手段９ｂは、負荷の大きさによって予め定められた短絡回数の上限値を設定する。

なお、短絡回数の上限値は、通常想定される交流電源１の電圧範囲において負荷５の駆動に必要な昇圧能力を確保するのに必要最低限の短絡回数が予め求められて、記憶されている。

短絡回数選択手段９ｂは、短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦ｎ）のすべてがそれぞれ所定の最大値ｔｗｉｍａｘ（１≦ｉ≦ｎ）に達してもなお直流電圧が目標電圧に満たさず、短絡回数が負荷毎に設定される上限値に満たない場合にのみ、短絡回数を１回ずつ増加させることで、短絡回数の少ない制御モードから短絡回数の多い制御モードへ徐々に移行される。

なお、上記の例では、短絡回数の増加を１回ずつとしたが、予め定められたステップ毎
に短絡回数を増加させても構わない。

以上の動作により、本実施の形態の直流電源装置は、常に負荷５に必要な直流電圧を得るのに必要最低限の短絡回数以下で動作させることができるとともに、交流電源１の電圧が想定外に低下した場合においても、電圧フィードバック動作のために直流電圧を確保しようと短絡回数を増加させることで直流電源装置の温度が想定以上に上昇する恐れをなくすことができ、直流電源装置の限界まで昇圧性能を発揮させることができる。

なお、負荷５の大きさの判断については、負荷５の運転モード等だけではその大きさが判断できない場合には、電流検出手段を設けて入力電流の大きさによって判断してもよい。

また、負荷５がインバータ駆動される電動機の場合には、インバータの周波数にて負荷の大きさを判断してもよい。

また、電源周波数が５０Ｈｚの場合の短絡回数の上限値を６０Ｈｚの場合に比べて多く設定することで、電源周波数によってコンセントから取り出しうる最大電力に差が出ないようにすることが可能となる。

(実施の形態９)
図１１に本発明における第８の実施の形態の直流電源装置の構成を記載する。

本発明の直流電源装置は、交流電源１の交流電圧を整流する整流回路２と、整流回路２の一方の交流入力端から整流回路２の各々の直流出力端との間にそれぞれ接続された第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４を備えており、整流回路２と、互いに直列に接続された第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ３とによって倍電圧整流回路を構成し、負荷５へ直流電圧を供給している。

さらに、交流電源１と整流回路２の交流入力端との間にはリアクタ６が接続され、交流電源１がリアクタ６を介して短絡されるように、ダイオードブリッジやＭＯＳＦＥＴ・ＩＧＢＴなどから構成される双方向性のスイッチング手段７が設けられる。

また、交流電源１の両端には、交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段８が接続されており、マイコン等で構成される制御手段９内に設けられた駆動信号生成手段９ａにおいて、ゼロクロス検出手段８にて検出されたゼロクロス点に同期させて、スイッチング手段７を駆動する駆動信号を生成し、スイッチング素子駆動手段１０へ駆動信号を伝えてスイッチング手段７を間欠短絡する。

さらに、本実施の形態における直流電源装置は、直流電源装置の周囲温度を検出する温度検出手段２１を備える。

図１２は、本実施の形態の直流電源装置における周囲温度と短絡回数の上限との関係を示す図である。

短絡回数の上限値は、直流電源装置の温度上昇試験等を行い、各制御モード時における短絡時間の最大値ｔｗｉｍａｘとともに予め周囲温度毎に短絡回数の上限値が設定される。

短絡回数選択手段９ｂは、上記温度検出手段２１によって検出された周囲温度に基づいて、周囲温度に応じて予め設定された短絡回数の上限値を、スイッチング手段７の短絡回
数の上限値として、上記短絡回数以下の範囲で、以降実施の形態８で記載したように目標電圧と直流電圧との関係に応じて短絡回数を変更する。

スイッチング手段７であるＩＧＢＴなどの半導体素子は、短絡回数が多くなるほどスイッチング損失の増加に伴って発熱し、温度が上昇するため、周囲温度が低いほど短絡回数の上限値を高く設定することが可能となる。

空気調和機では、一般に暖房運転、特に室外気温が低いほど高回転にて電動機を駆動させる必要がある。

したがって、本実施の形態の直流電源装置は、常に温度上昇の限界まで最大限昇圧能力を発揮することができるため、特に室外気温によって負荷の大きさが異なる空気調和機の室外ユニットに搭載される直流電源装置として適する。

(実施の形態１０)
本発明の第１０の実施の形態の直流電源装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態と同じであるため、省略する。

図１３に、本実施の形態の直流電源装置の３つの制御モードにおける入力電流波形を示す。

また、図１４に、実施の形態における負荷の大きさと短絡時間ｔｗｉとの関係を示す。

直流電源装置の制御装置は、負荷５の直流電圧が目標電圧に達していない場合には、動作中の制御モードよりも短絡回数の少ない制御モードにおいても出力されるタイミングｔｄｉ（1≦ｉ≦ｎ）における短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦ｎ）をそれぞれ予め定められた割合で減少させるとともに、動作中の制御モードにおける短絡回数以上の短絡回数を有する制御モードにおいてのみ出力されるタイミングｔｄｊ（ｎ+１≦ｊ≦ｍ）における短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）をそれぞれ予め定められた割合で増加させる。

短絡時間ｔｗｉの減少幅と短絡時間ｔｗｊの増加幅は、その双方の増減によって直流電圧が上昇するように、短絡時間増加による影響が減少による影響を上回るように設定されており、短絡時間ｔｗｊの増加によって必ず直流電圧は上昇する。

また、負荷５へ供給される直流電圧が目標電圧よりも高い場合には、動作中の制御モードよりも短絡回数の少ない制御モードにおいても出力されるタイミングｔｄｉ（1≦ｉ≦ｎ）における短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦ｎ）をそれぞれ予め定められた割合で増加させるとともに、動作中の制御モードにおける短絡回数以上の短絡回数を有する制御モードにおいてのみ出力されるタイミングｔｄｊ（ｎ+１≦ｊ≦ｍ）における短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）をそれぞれ予め定められた割合で減少させて、直流電圧を低下させる。

一般に、交流電源１の電源半周期においてスイッチング手段７を数回短絡することで生成できる入力電流波形では、それぞれの短絡回数の制御モードにおいて、力率、高調波の面で最適な入力電流波形が得られる短絡開始タイミングｔｄｉと短絡時間ｔｗｉは異なるが、短絡回数の多い制御モードほど、短絡回数の少ない制御モードに比べ、同じ直流電圧を確保するために必要な短絡時間ｔｗｉは短くなる。

したがって、目標電圧に満たない場合に短絡時間ｔｗｉの増加のみによって構成されるアルゴリズムでは、ある短絡回数の制御モードにて理想的な電流波形を得た場合、それよりも短絡回数の多い制御モードでは、いったん広くなったｔｗｉｍａｘ以下の短絡時間を
得ることができないため、理想的な電流波形を得ることが困難となる。

しかしながら、以上のように、動作中の制御モードよりも短絡回数の少ない制御モードにおいても出力される短絡時間ｔｗｉ（１≦ｉ≦ｎ）と、動作中の制御モードにおける短絡回数以上の短絡回数を有する制御モードにおいてのみ出力される短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）とをそれぞれ予め定められた割合にて、一方を増加、他方を減少させることにより各制御モード間を移行することによって、それぞれの短絡回数の制御モードにおいて理想的な電流波形を実現することが可能となる。

また、短絡時間ｔｗｉの増加のみのアルゴリズムでは、一度に複数のｔｗｉが増加するため、ｔｗｉの最小分解能を考えた場合、短絡回数が増加するほど直流電圧の制御精度が粗くなってしまうが、本実施の形態の直流電源装置では、短絡時間ｔｗｉ，ｔｗｊの正負を組み合わせることにより、短絡回数が増加しても直流電圧の制御精度を低下させることがないため、各制御モード移行間における入力電流波形の変化をより滑らかにすることができる。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、従来同等の出力電圧範囲において電源の変換効率を低下させることなく、出力電圧範囲を高電圧側にさらに拡大することができるだけでなく、電動機のコイル巻数のターン数増によって高効率化を図ることができるため、空気調和機だけでなく、冷蔵庫や洗濯機などの他の電化製品への用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の構成を示す図 本発明の実施の形態１における第１の制御モード時の入力電流・電圧の波形を示す図 （ａ）本発明の実施の形態１における第２の制御モード時の入力電流・電圧の波形を示す図（ｂ）本発明の実施の形態１における第2の制御モード時における入力電流の高調波成分を示す図 （ａ）本発明の実施の形態２の第１の制御モード時における短絡時間ｔｗｉの増減および制御モードの選択に関するフローチャート（ｂ）本発明の実施の形態２の第２の制御モード時における短絡時間ｔｗｉの増減および制御モードの選択に関するフローチャート 本発明の実施の形態３における直流電源装置の構成を示す図 本発明の実施の形態４における直流電源装置の構成を示す図 （ａ）電源周波数５０Ｈｚ、短絡回数５回の場合の入力電流波形を示す図 （ｂ）電源周波数５０Ｈｚ、短絡回数６回の場合の入力電流波形を示す図 （ａ）本発明の実施の形態６における第２の制御モード時の入力電流・電圧の波形を示す図 （ｂ）本発明の実施の形態６における入力電流の高調波成分を示す図 従来の直流電源装置において直流電圧を高くした場合の入力電流・電圧の波形を示す図 本発明の実施の形態８における短絡回数の選択に関するフローチャート 本発明の実施の形態９における直流電源装置の構成を示す図 本実施の形態の直流電源装置における周囲温度と短絡回数の上限との関係を示す図 本発明の実施の形態１０における各制御モードの入力電流を示す図 本発明の実施の形態１０における負荷と短絡時間ｔｗｉとの関係を示す図 従来の直流電源装置における構成を示す図 従来の直流電源装置における入力電流・電圧を示す図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ 第１のコンデンサ
４ 第２のコンデンサ
５ 負荷
６ リアクタ
７ スイッチング手段
８ ゼロクロス検出手段
９ 制御手段
９ａ 駆動信号生成手段
９ｂ 短絡回数選択手段
９ｃ 目標電圧記憶手段
９ｄ 比較手段
９ｅ コンバータ制御手段
１１ 電圧検出手段
１３ 電流検出手段
１７ インバータ
１８ 電動機
２１ 温度検出手段

Claims (15)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流手段と、互いに直列に接続されて、前記整流手段の直流出力端の両端間に接続され、倍電圧整流回路を構成する第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記整流手段の一方の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡・開放する制御手段とを有する直流電源装置において、前記制御手段は、前記交流電源の半周期毎に前記スイッチング手段を短絡させる短絡回数を、前記負荷に応じて変更することを特徴とする直流電源装置。
2. 交流電源からの入力電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によって検出される入力電流が大きいほど、前記短絡回数を多くすることを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
3. 負荷は、インバータおよび前記インバータによって駆動される電動機であり、前記インバータの周波数が高いほど、前記短絡回数を多くすることを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
4. 交流電源の電源周波数が５０Ｈｚの場合に、６０Ｈｚの場合に比べて前記短絡回数を多く設定することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の直流電源装置。
5. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流手段と、互いに直列に接続されて前記整流手段の直流出力端の両端間に接続され、倍電圧整流回路を構成する第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記交流電源と前記整流手段の一方の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡・開放する制御手段と、負荷へ供給される直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電圧の目標電圧を記憶する目標電圧記憶手段とを備えて、前記電圧検出手段において検出される直流電圧が予め前記目標電圧記憶手段によって設定された目標電圧に等しくなるように、交流電源の半周期毎に前記スイッチング手段を短絡させる短絡回数と前記スイッチング手段を短絡させる短絡期間とを調整する直流電源装置において、前記短絡回数の上限値を負荷に応じて切り替えることを特徴とする直流電源装置。
6. 交流電源からの入力電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段によって検出される入力電流が大きいほど、前記短絡回数の上限値が多く設定されることを特徴とする、請求項５に記載の直流電源装置。
7. 負荷は、インバータおよび前記インバータによって駆動される電動機であり、前記インバータの周波数が高いほど、前記短絡回数の上限値が多く設定されることを特徴とする、請求項５に記載の直流電源装置
8. 周囲温度を検出する温度検出手段を備え、温度検出手段によって検出される周囲温度が低いほど、前記短絡回数の上限値が多く設定されることを特徴とする、請求項５に記載の直流電源装置。
9. 交流電源の電源周波数が５０Ｈｚの場合に、６０Ｈｚの場合に比べて前記短絡回数の上限値を多く設定することを特徴とする請求項５〜８のいずれかに記載の直流電源装置。
10. 電源半周期内における前記すべての短絡時間ｔｗｉ（1≦ｉ≦ｎ）が、前記スイッチング手段の短絡期間毎に予め設定された所定の最大短絡時間ｔｗｉｍａｘ（1≦ｉ≦ｎ）に等しくなっても前記直流電圧が目標電圧よりも低い場合に、前記短絡回数を増加させることを特徴とする、請求項５〜９のいずれかに記載の直流電源装置。
11. 電圧検出手段において検出される直流電圧が予め目標電圧記憶手段によって設定された目標電圧に比べて低い場合に、動作中の制御モードにおける短絡回数以上の短絡回数を有する制御モードでのみ短絡動作される短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）を増加させると同時に、動作中の制御モードよりも短絡回数の低い制御モードにおいても短絡動作される短絡時間ｔｗｉ（1≦ｉ≦ｎ）の一部またはすべてを減少させることを特徴とする請求項５〜９のいずれかに記載の直流電源装置。
12. すべての短絡時間ｔｗｊ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）が短絡期間毎に予め設定された最大時間ｔｗｊｍａｘ（ｎ+1≦ｊ≦ｍ）に等しくなっても前記直流電圧が目標電圧よりも低い場合に、前記短絡回数を増加させることを特徴とする請求項１１に記載の直流電源装置。
13. 交流電源の半周期の前半に１回だけ前記スイッチング手段を短絡動作させる制御モードを有することを特徴とする、請求項１〜１２のいずれかに記載の直流電源装置。
14. 交流電源の半周期の間に１度も前記スイッチング手段を短絡動作させない制御モードを有することを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載の直流電源装置。
15. 交流電源の半周期の前半に２回、後半に１回の計３回前記スイッチング手段を短絡動作させる制御モードを有することを特徴とする、請求項１〜１４のいずれかに記載の直流電源装置。

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