JP3675336B2 - 電源回路及び電動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電流を制御することで、力率改善と高調波抑制を行える電源回路に関し、特に、電源回路における入力電流制御手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的な電動装置の用いられる交流電源の電源回路として、図１７に示すように、交流電源の各相の出力端子と整流回路の入力端子との間にリアクトル（Ｌ１〜３）を接続する構成であるＡＣＬ式電源回路、あるいは図１８に示すように、複数個のスイッチング素子（Ｓ１〜６）を用いて構成するパルス幅変調式電源回路が知られている。図１７のＡＣＬ式電源回路は、リアクトルにより入力力率改善効果や多少の高調波電流抑制効果を得ることができるが、数kW以上の電力負荷の場合には高調波に関する国内規制をクリアすることが困難である。また、図１８によるパルス幅変調式電源回路では、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、力率改善及び高調波電流抑制効果を大幅に向上できるが、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加、制御の複雑化、コストの増加といった課題がある。
【０００３】
これら２方式の問題点を解決するための電源回路が、特開平１０−１７４４４２号公報に示されている。図１９にこの回路の構成を示す。図に示す回路は、交流電源１００の各相の出力端子とリアクトル１０１を介してダイオードＤ１〜Ｄ６からなるダイオード全波整流回路１０２の各入力端子とを接続し、ダイオード全波整流回路１０２の出力端子間に互いに等しい静電容量を有する平滑用コンデンサＣ１０１、Ｃ１０２を直列接続し、ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子と、平滑用コンデンサＣ１０１とＣ１０２との接続点との間に双方向スイッチＳ１０１〜Ｓ１０３を設け、この双方向スイッチＳ１０１〜Ｓ１０３を電源電圧の半周期に一回スイッチングさせるべく制御する制御回路１０３を設けている。
【０００４】
この制御についてさらに詳述すると、制御部１０３は、交流電源１００の各相電圧を検出し、各相電圧のゼロクロスに対し、所定のタイミングで双方向スイッチＳ１０１〜Ｓ１０３をオン・オフさせる信号を出力する。これにより、交流電源１００が、リアクトル１０１、双方向スイッチＳ１０１〜Ｓ１０３、平滑コンデンサＣ１０２、ダイオード全波整流回路１０２の下側ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６を含む回路にて短絡される。従って、強制的にリアクトル１０１に短絡電流を流すことで、従来のＡＣＬ式では不通電領域であった期間を通電領域とすることができ、力率改善と高調波抑制効果を達成している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、特開平１０−１７４４４２号公報に示された回路では、リアクトル１０１に各相電圧半周期に一回発生するスイッチングにより流れる電流のスイッチオフタイミングでの変化（ｄｉ／ｄｔ）が急激であるため、電流に比例するリアクトル１０１の磁束も急激に変化し、巻線や鉄心の振動を引き起こす。このような巻線や鉄心の振動により、騒音が発生してしまうことが問題である。
【０００６】
また、一般的なスイッチを構成する素子は、電流に対する許容量が決まっているが、スイッチング電流の大きさは、交流電源１００の位相に応じて変化し電源電圧のピークに近づくほど増加する。そのため、素子の破損を避けるには、素子の大容量化や過電流保護回路の追加が必要となり、これによるコストアップが考えられる。
【０００７】
この発明は、前述のような課題を解消するためになされたもので、スイッチングに伴うリアクトル騒音を低減し、安価な手段で素子を保護する制御を備えた電源回路及び圧縮機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
交流電源と、
交流電源に接続されたリアクトルと、
リアクトルに接続された整流器と、
整流器に接続される互いに直列の２個の平滑コンデンサと、
リアクトルと整流器との接続点と、２個の平滑コンデンサ間の中点との間に設けたスイッチを有するスイッチ回路と、
交流電源に接続され交流電源の予め定められた一定状態での相電圧を検出し基準タイミング信号を生成する相電圧検出手段と、
平滑コンデンサに接続され交流電源からの電力により動作する負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段と、
基準タイミング信号を受信し、さらに負荷量に基づいて予め記憶された時間を経過した後に、スイッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段と
リアクトルおよびスイッチに直列に接続され、リアクトルの磁束変化を緩和するコンデンサと、を具備する。
【０００９】
また、予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のゼロクロス点である。
【００１０】
さらに、予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のピーク点である。
【００１１】
またさらに、スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御手段は、基準タイミング信号から負荷量に基いて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に一回のみ動作させる制御を行う。
【００１２】
さらにまた、スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御手段はコンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させない。
【００１３】
また、スイッチ回路は、コンデンサとリレーとを有しており、制御手段は負荷量に基づいてリレーのオン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合成容量を切り換え、さらにコンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させない。
【００１４】
制御手段は、基準タイミング信号から負荷量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させる制御を行う。
【００１５】
さらに、スイッチ回路は、並列に接続されたリレーとコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大きい場合はリレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期内に１回オン・オフ動作させ、負荷量が小さい場合はリレーをオンしスイッチを各相電圧半周期内に少なくとも１回以上オン・オフ動作させる。
【００１６】
インバータと、
サーミスタと、
電動機と、
この発明の電源回路とを有し、
負荷量は電動機への回転数指令、電圧指令値、またはサーミスタで検出される吐出温度、吸入温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一つである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図、図２は三相電源を使用した場合の回路図、図３は回路動作及び電流路（実線）を説明する回路図、図４は時間と相電圧等の関係図、図５は現在検討されている高調波に関する国内規制値、図６はスイッチ１２の動作に伴うスイッチング電流の波形図である。
【００１８】
図１中、電源回路１は、整流手段２とスイッチ回路３からなる。整流手段２は、交流電源４と、この交流電源４と接続されたリアクトル５と、交流を直流に整流する整流器６と、直列に接続され整流器の出力を平滑化するコンデンサＣ１〜Ｃ２から成る平滑コンデンサ７とを有し、圧縮機などの負荷８と接続されて用いられる。また、スイッチ回路３は、リアクトル５と整流器６との接続点と、平滑コンデンサ７の中点とに接続されている。
【００１９】
この電源回路１のスイッチ回路３を制御する制御手段９は、交流電源４の線間電圧ゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点から相電圧ゼロクロス点を演算により算出し、相電圧ゼロクロス点信号として制御手段９へ入力するゼロクロス検出手段１０と、交流電源４から電力の供給を受けて動作する冷凍サイクル装置等である負荷８の負荷情報である電圧、電流、電力のうち少なくとも一つを検出し、その検出値から消費負荷量を算出し、制御手段９へ送信する負荷量検出手段１１とに接続されている。
【００２０】
また、制御手段９は、予め記憶された時間を経過した後にスイッチ動作させるため、負荷８の消費負荷量に対応した最適なスイッチ遅延時間をメモリに記憶しており、ゼロクロス検出手段１０から入力される基準タイミング信号を基準タイミングとして、これに対して遅延時間経過後、スイッチ１２（図２参照）を各相電圧半周期に一回だけ動作させる制御信号を生成する。
【００２１】
さらに、スイッチ１２（図２参照）のオン時間が、リアクトル５とコンデンサ１３の共振周波数によって決まるコンデンサ１３の充電時間よりも長くなるように制御している。
【００２２】
このように、制御手段９のメモリに負荷８の最適遅延時間を幾つか予め記憶させている理由は、こうすることで負荷容量演算を必要とせず、制御負荷を軽減できるとともに、その負荷状態に応じた高調波抑制能力を発揮でき、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去、または、低減する状態を保つことができる。
なお、交流電源４は、単相での構成、あるいは、多相での構成のどちらでも構わないが、本実施の形態では三相を例として説明する。
【００２３】
図２に、図１の電源回路１の三相電源としての詳細な構成を例として説明する。図中、整流手段２は、交流電源４に三相電源（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を用いているため、３個のリアクトルと、三相の整流回路６とから構成されている。また、スイッチ回路３も、Ｓ１〜Ｓ３の３個のスイッチからなるスイッチ１２により構成されている。
本発明のスイッチ回路３を構成するスイッチ１２は交流電源４の中性点を形成するようにリアクトル５の出力端に接続され、形成された中性点には、コンデンサ１３が接続され、さらにコンデンサ１３は平滑コンデンサ７の中点に接続されている。
【００２４】
次に、本実施の形態における回路の力率改善と高調波抑制の制御について図３及び図４をもとに説明する。図３において、各回路の各相は図２と同様に上から順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相であり、Ｕ相の相電圧位相が０度のときから（イ）〜（ホ）について動作説明をする。また、図３と対応した図４の横軸は時間を表し、上から順に（ａ）は相電圧、（ｂ）はＵ相電流、（ｃ）は制御手段９からのＵ相スイッチ信号、（ｄ）は制御手段９からのＶ相スイッチ信号、（ｅ）は制御手段９からのＷ相スイッチ信号、（ｆ）はコンデンサ１３に流れる電流を示し、図３（ロ）に示した矢印の方向の流れを正としている。また、横軸上の（イ）〜（ホ）は、各縦線の間の領域を示しており、図３の（イ）〜（ホ）と対応している。
【００２５】
まず、（イ）では、図３（イ）に示すようにスイッチ１２が全てオフとなっている。従って、この領域は、交流電源４、リアクトル５、整流器６、平滑コンデンサ７で構成された一般的な三相全波整流回路であり、Ｕ相電圧が０Ｖのときには、電流はＷ相からＶ相へ向かって流れ、Ｕ相には流れない。
【００２６】
次に、（ロ）では、ゼロクロス検出手段１０によりＵ相電圧ゼロクロスが検出され、Ｕ相電圧ゼロクロス点信号として制御手段９に送られる。制御手段９は、この基準タイミングであるＵ相電圧ゼロクロス点信号に対して、負荷量検出手段１１からの負荷情報に応じて、メモリから選択された適正な遅延時間経過後、図３（ロ）に示すようにスイッチ１２のＵ相に接続されたスイッチＳ３だけをオンする。こうすることでＷ相からＶ相への電流とともにＵ相からリアクトル５、スイッチ１２、コンデンサ１３、平滑コンデンサ７、整流器２を介して、図３の矢印の向きにスイッチング電流が流れる。これによって、各相に電流を流すことができ、三相整流における不通流領域が無くなる。
【００２７】
次に、（ハ）では、さらに時間が経過し、Ｕ相電圧が増加するに従い、Ｗ相からＶ相へ向かって流れていた電流はＵ相からＶ相へ向かって流れるようになる。コンデンサ１３は予めこの流れが変わるのに要する時間くらいで充電が完了する容量に設定してある。従ってコンデンサ１３の充電が完了するとスイッチング電流は流れなくなる。制御手段９は、このコンデンサ１３の充電完了時間経過後にスイッチＳ３をオフする。その後、Ｗ相電圧は低下し、ゼロクロス検出手段１０によりＷ相電圧ゼロクロスが検出され、Ｗ相電圧ゼロクロス点信号として制御手段９に送られるとともに、Ｗ相が不通流となる。
【００２８】
次に、（ニ）では、制御手段９は、この基準タイミングであるＷ相電圧ゼロクロス点信号に対して、負荷量検出手段１１からの負荷情報に応じて、メモリから選択された適正な遅延時間経過後、図３（ニ）に示すようにスイッチ１２のＷ相に接続されたスイッチＳ１だけをオンする。
これに伴い、先程と同様に、Ｕ相からＶ相への電流と共に、Ｗ相からリアクトル５、スイッチ１２、コンデンサ１３、平滑コンデンサ７、整流器２を介して、（ニ）の矢印の向きにスイッチング電流が流れ、三相整流における不通流領域が無くなる。
【００２９】
次に、（ホ）では、さらに時間が経過し、コンデンサ１３が（ニ）の矢印の向きに流れるスイッチング電流により充電され、電流が流れなくなる。この時、Ｗ相電圧が負側へ増加するに従い、Ｕ相からＶ相へ向かって流れていた電流は減少し、Ｕ相からＷ相へ向かって流れるようになり、Ｖ相は不通流領域となる。
【００３０】
この動作モードにおいて、（ロ）から（ハ）への移行では、あらかじめ設定されている遅延時間やコンデンサ１３の容量によっては、（ロ）と（ハ）の間に、本来は図４の（ハ）のようにスイッチがオフされているべきであるのに、スイッチ１２のＵ相に接続されているスイッチがオンしている状態もあり得る。図３では説明図を略したが、このような場合でも充電が完了されたコンデンサ１３がスイッチオフと同等の効果を有することは言うまでもない。また、（ニ）から（ホ）への移行についても同様である。
【００３１】
以上が、Ｕ相の電圧位相０から約２π／３までの動作を表し、これ以降は不通流区間のＶ相に接続されたスイッチの制御へ移行する。そして、このような動作を三相繰り返すことで、電源一周期が構成され、図４（ｂ）に示すよう相電流を正弦波に近い形状とすることができる。
【００３２】
以上のような一連動作により入力電流を制御することで、三相整流の不通流領域に電流を流すことで力率を改善することができる。また、スイッチング動作により電流波形を正弦波に近づけられるため高調波を抑制することができる。なお、参考に現在検討されている高調波に関する国内規制を図５に示す。図において、ｎは高調波次数、Ｖｎｏｍは機器の定格電圧を示し、４０次までの高調波に対して規制が設けられている。
【００３３】
なお、予め設定された遅延時間に対する基準タイミングとなるゼロクロス検出手段１０から入力される相電圧ゼロクロス点信号は直接検出することもできるが、電源電圧の中性点を設ける必要が生じるため、本実施の形態では線間電圧より演算算出している。
【００３４】
このゼロクロス検出手段１０がなければ、遅延時間を選択しても、どの時点でスイッチ１２を動作させれば良いか不明となり、動作が不安定となり予想している高調波抑制能力を発揮できなくなる上、逆に高調波を助長させる恐れもある。 従って、ゼロクロス検出手段１０により遅延時間の基準タイミングを設定することで、各相間でのスイッチングばらつきが生じなくなり、高調波抑制がオープンループで可能となる。
【００３５】
次に、コンデンサ１３によるリアクトル５の騒音抑制効果について説明する。始めに、スイッチ回路３のコンデンサ１３の容量を決定する方法について説明する。コンデンサ１３の充電時間は、リアクトル５およびコンデンサ１３の共振周波数によって決まる。すなわち、負荷８の消費負荷量に応じた上で、図５の規制値を満たすようなリアクトル５を選べば、必然的に、これに対応したコンデンサ１３の容量を決定することができる。
【００３６】
リアクトル５及びコンデンサ１３の共振周波数は、スイッチ１２が各相電圧半周期に一回の動作であるため、リアクトル５及びコンデンサ１３の共振周波数をｆｒ、電源周波数をｆｓとすると、ｆｒ≧２ｆｓとなる。
また、三相電源の回路構成であれば、規制値に対して５次高調波成分が厳しくなるため、ｆｒ＝２ｆｓ×５と設定するとよいが、配線や基板等のインピーダンスを考慮すると多少小さめに設定したほうがよい。従って、共振周波数ｆｒと電源周波数ｆｓの関係は２ｆｓ≦ｆｒ≦２ｆｓ×５となり、既知の電源周波数ｆｓから共振周波数ｆｒの範囲が求められる。
【００３７】
ここで、図１及び図２に示す回路構成であれば、スイッチング電流は交流電源４からリアクトル５、スイッチ１２、平滑コンデンサ７、整流器６及びリアクトル５を介して流れ、リアクトル５を２度通ることから、リアクトル５をＬ（Ｈ）、コンデンサ１３をＣ（Ｆ）とすると、リアクトル５及びコンデンサ１３の共振周波数ｆｒはｆｒ＝１／（２π（２ＬＣ）^1/2）で表される。
【００３８】
通常、図５に示す規制値を満たすようなリアクトル５は数ｍＨオーダーである。これと電源周波数ｆｓから決められる範囲内のｆｒから、コンデンサ１３の容量は数十〜数百mＦとなる。
また、これから、直流側の母線電圧確保と電圧脈動の抑制を行うための平滑コンデンサ７は必然的に容量が千mＦ前後以上となるため、コンデンサ１３を省略し、平滑コンデンサ７にコンデンサ１３の働きを伴わせることは不可能であることがわかる。
ただし、リアクトル５およびコンデンサ１３の共振周波数が同一であっても、入力電流における高調波含有量が完全には一致しないため、コンデンサ１３の各容量にてリアクトル５の容量も微調することが望ましい。
【００３９】
以上によりコンデンサ１３の容量が決定されるが、実際の負荷８は動作条件によって変化する。従って、一般的には容量可変型のリアクトル及びコンデンサがないため、リアクトル５及びコンデンサ１３の容量設定は、条件を固定した負荷を用いて行われる。一般的には、この条件を、適用対象の製品における定格条件として、この負荷量に合わせて容量設定するものと考えられるが、使用状況に考慮して他の条件とすることもあり得る。
【００４０】
次に、このようにして定めたコンデンサ１３によりリアクトル５の騒音を抑制可能な理由について、図６を用いて説明する。図６のスイッチング電流の波形は、図３及び図４の（ロ）、（ハ）の領域での波形に相当するもので、（ａ）は共振コンデンサ１３が無い場合、（ｂ）は共振コンデンサ１３が有る場合である。
【００４１】
図中、（ａ）のコンデンサ１３を用いない場合は、スイッチング電流は交流電源４と平滑コンデンサ７の中性点との電位差に応じた分だけ流れ、スイッチ１２のオフタイミングでは電流変化量ｄｉ／ｄｔが急激に変化し、急峻な磁束変化を引き起こす。この急峻な磁束変化とスイッチング電流による電磁力により、巻線や鉄心において振動が起こり、リアクトル５における不快な騒音が発生してしまう。
【００４２】
一方、（ｂ）のコンデンサ１３を用いた場合は、電流変化量ｄｉ／ｄｔはコンデンサ１３が充電されるほど減少し、電流ピーク点が滑らかになる。そのため、コンデンサ１３を用いない場合に生じる急峻な磁束変化を緩和し、電磁力変化を抑制できるので、スイッチングに伴うリアクトル５における騒音を抑制することができる。
【００４３】
このようにコンデンサ１３を用いることでスイッチング時の電流ピーク値を抑制することができるので、スイッチ素子の大容量化や過電流保護回路の追加を避けることができ、低コストにてスイッチ１２の高寿命化を図れる。
【００４４】
また、コンデンサ１３を介してスイッチング電流を流すので、コンデンサ１３の充電完了後スイッチング電流は自動的に流れなくなる。このときにスイッチ１２をオフすることでゼロ電流スイッチを実現できる。ゼロ電流時にスイッチングすることによって発生ノイズを低減でき、ターンオフ時のスイッチング損失も低減できる。
さらに、スイッチング損失低減により、回路効率の上昇が見込まれるため、消費電力も少なくて済む。
また、ターンオフに対するスイッチ素子への制御が不要となり、制御処理が少なく、安価なＣＰＵを用いることができる。
【００４５】
実施の形態２．
実施の形態１では、スイッチ回路３はスイッチ１２とコンデンサ１３の直列接続回路としてリアクトル５の騒音抑制をしたが、これはある一定の負荷条件に対してコンデンサ１３の容量を決定しているため、広範囲に負荷条件が変化した場合には、その効果が十分得られない可能性がある。
そのため、本実施の形態では、負荷条件が変化した場合にも十分な騒音抑制が可能となる回路構成を示す。
【００４６】
図７はリレーを介してコンデンサ１３を複数個並列接続する回路の回路図である。図中、１４はリレー、１５はコンデンサである。
【００４７】
図７に示す回路の動作を図２と比較して説明する。
図２に示す構成であれば、実施の形態１で説明したように、コンデンサ１３が充電完了後にスイッチ１２をオフすることでゼロ電流スイッチを実現し、リアクトル５からの電磁騒音抑制効果及びスイッチング損失、スイッチングノイズ低減効果を得ている。しかしながら、負荷が軽い場合には、コンデンサ１３が充電完了するまでスイッチ１２をオンしていると、スイッチング電流が流れ過ぎ、その電荷が平滑コンデンサ７に充電され過ぎて、負荷８へ印加される電圧が高くなってしまうという課題もある。
【００４８】
これに対し、適度な電圧が得られるようにコンデンサ１３が充電完了するよりも早くスイッチ１２をオフさせると、電流変化が滑らかになる前にオフするためコンデンサ１３が無い場合と同じとなり、リアクトル５から電磁騒音が発生してしまう。
【００４９】
そこで、図７（ａ）のように、コンデンサ１３とリレー１４を設けたコンデンサ１５とを並列に接続し、コンデンサの合成容量を変えられるようにコンデンサ容量変化手段を構成する。
従って、制御手段９が、負荷量検出手段１１が検出した負荷値に応じて、リレーのオン・オフを制御し、負荷８の消費負荷量に適した容量となるように、スイッチ回路３全体としてみたときのコンデンサ容量を切り換えることが可能となる。
【００５０】
これは、負荷量が軽い場合は、スイッチ１２のオン時間が長いと負荷８に印加される電圧が上昇し過ぎ、負荷量が重い場合に、スイッチ１２のオン時間が短いと高調波抑制能力が低下することから、軽負荷時にはスイッチ回路３のコンデンサ容量を小さくし、重負荷時にはスイッチ回路３のコンデンサ容量を大きくすることを目的とする構成である。
【００５１】
このような回路を制御することで、コンデンサ容量を切り替えられるため、軽負荷時の負荷量に適切なコンデンサ容量と重負荷時の負荷量に適切なコンデンサ容量とが異なる場合であっても適切な電流制御が行える。また、コンデンサを使用しているため全負荷領域において、実施の形態１の図６で示した電流ピーク点の抑制効果が得られ、騒音抑制可能な負荷領域が広がり、信頼性の高い電源回路を提供できる。
【００５２】
なお、コンデンサ容量変化手段を構成するためのコンデンサ１３とリレー１４を設けたコンデンサ１５との接続は図７（ｂ）に示すように直列に接続されていても構わないし、コンデンサ容量を軽負荷時には小さくし、重負荷時には大きくするように回路定数を変化させる回路構成であれば、図７に示す構成に限らず、どのような構成であってもこれと同等な効果を有することは言うまでも無い。
【００５３】
実施の形態３．
実施の形態１ではコンデンサによりスイッチング時の急激な電流変化を抑制することで、リアクトルでの磁束変化を緩和し騒音を抑制している。本実施の形態ではコンデンサを用いずにスイッチング制御による騒音抑制について説明する。
【００５４】
図８はスイッチ１２を各相電圧半周期に一回あるいは複数回動作させる回路の回路図、図９は電流波形図である。
図８に示すような構成とした場合の制御動作を説明する。この回路構成は、図２においてコンデンサ１３を削除したものであり、このままでは図６の説明に記述した通り、リアクトル５から電磁騒音が発生する。そのため、スイッチ１２を各相電圧半周期に複数回動作させるように制御する。以下、その制御動作による電流波形の変化を図９に基づいて説明する。
【００５５】
図９は、スイッチ１２の動作に伴うスイッチング電流を抽出した一例であり、（ａ）はスイッチ１２を各相電圧半周期に一回だけ動作した場合、（ｂ）はスイッチ１２を各相電圧半周期に三回動作した場合、（ｃ）はスイッチ１２を各相電圧半周期に多数回動作した場合である。
【００５６】
リアクトル５から発生する電磁騒音は、リアクトル５を流れる電流と、これにより発生する磁束との電磁力に起因するものであり、電磁力の変化量が大きいほど、つまり、リアクトル５を流れる電流の正の変化量（ｄｉ／ｄｔ）と負の変化量（−ｄｉ／ｄｔ）の変化幅が大きいほど、リアクトル５での振動が大きくなり、騒音が大きくなる。
【００５７】
そこで、制御手段１１がスイッチ１２を各相電圧半周期に複数回動作させることによって、図９に示すような電流波形生成を行い、電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が急激にならないように波形を抑制する。
【００５８】
図９では、一回、三回及び多数回のスイッチングにて説明しているが、これらの回数に限定するものではなく、二回でも四回でも構わない。また、多数回というのは、何回でも構わないという意味であるが、あまり回数を増やし過ぎると高周波（一般的には３ｋＨｚ以上）スイッチングと変わらなくなり、ノイズが発生したり、制御負荷が増大してしまい簡易な制御手段と言えなくなるが、このような高周波領域でも騒音抑制効果は変わらない。
【００５９】
このように、スイッチ１２の動作回数を各相電圧半周期に一回から増加させることによって、波形が抑制できるため、実施の形態１に示すようにコンデンサ１３を追加して騒音を抑制することと同等の効果を得ることができる。また、スイッチング回数を増加することで高調波抑制能力を増すことができるので、リアクトル５の容量を低減でき、小型化、低コスト化を図れる。また、容量が小さくなることから発熱も抑制でき、損失を低減できるため、省エネにもつながる。更に、スイッチングを複数回までにしたことで、ノイズ発生量を増加させること無く、ノイズ対策しやすい回路が提供できる。
【００６０】
実施の形態４．
実施の形態１におけるコンデンサを用いる方法はコンデンサ１３の充電により急激な電流変化を抑制しているため、負荷が大きい場合に非常に有効であるが、負荷８が小さい場合には、コンデンサ１３が充電完了するまでスイッチ１２をオンしていると、スイッチング電流が流れ過ぎ、その電荷が平滑コンデンサ７に充電され過ぎて、負荷８へ印加される電圧が高くなることがありえる。
【００６１】
一方、実施の形態３におけるスイッチングを制御して電流波形を抑制する方法は、より簡易的な手段であるが、負荷が大きければスイッチング回数が増えるため、負荷が比較的小さい状態に適している。本実施の形態では両者の特性を生かして広範囲の負荷状態で安定した回路と制御方法について説明する。
【００６２】
図１０はコンデンサ１３と並列にリレーを接続する回路の回路図である。
この図に示す回路構成では、リアクトル５から発生する電磁騒音を、図２にて説明したようにコンデンサ１３を利用して抑制する手段と、図８にて説明したように複数回スイッチングにて抑制する手段とをリレー１４により切り替えられるように構成したものであり、リレー１４がオフのときは図２における回路と同じであり、リレー１４がオンのときは図８と同等回路となる。
【００６３】
この回路で制御手段９は、負荷量検出手段１１で検出された負荷８の消費負荷量が予め設定した値よりも大きい場合にはリレー１４をオフさせる。また、負荷８の消費負荷量が予め設定された値よりも小さい場合にはリレー１４をオンさせる。
【００６４】
このような場合、消費負荷が大きい場合は、コンデンサ１３により、電流波形を滑らかにし、騒音を抑制し、消費負荷が小さい場合は、スイッチ１２を各相電圧半周期に複数回動作させて、騒音を抑制する。負荷８の程度によっては電流が少なく、リアクトル５から発生する騒音レベルも低くなる場合もあり、各相電圧半周期に一回のスイッチングとしても、それほど耳障りな騒音とならないこともある。
また、コンデンサ１３を利用することでゼロ電流スイッチングを実現できるので、単にスイッチング回数を増加させる方法よりもノイズ発生は少なくなる。
【００６５】
以上の構成により、広範囲の負荷において、高調波抑制と、リアクトルから発生する電磁騒音を抑制することができ、信頼性の高い電源回路を提供できる。
【００６６】
実施の形態５．
実施の形態１〜４までは相電圧ゼロクロス点を基準タイミングとして使用しているが、負荷量やリアクトル等の容量によっては、このゼロクロス点よりも早くスイッチ１２のオン動作をしたほうがよい場合があり、本実施の形態ではこのような場合に新たな基準タイミング信号を検出する構成について説明する。
【００６７】
図１１は、本発明の実施の形態５を示す回路ブロック図であり、図中、１６は入力電圧のピーク点を検出する電圧ピーク検出手段である。
【００６８】
図中、スイッチ回路３は、実施の形態１〜４で示した図２、図７、図８、または図１０のいずれの構成であっても良い。また、この場合も三相での構成に限らず、単相での構成、多相での構成でも構わない。
【００６９】
この回路構成は、相電圧ゼロクロス点よりも早いタイミングでスイッチ１２のオン動作を開始させることで、高調波抑制能力を高くするためのものである。このような状況でのスイッチ１２のオン動作について、図１１に加え、図１２を参照しつつ説明する。
【００７０】
図１２は、予め設定された遅延時間の基準タイミングを相電圧ゼロクロス点とした場合の相電圧と、スイッチ１２を駆動させる制御手段９のスイッチ制御信号（一相のみ）を抽出したものであり、（ａ）はスイッチオンタイミングがゼロクロス点よりも遅い場合、（ｂ）はスイッチオンタイミングがゼロクロス点よりも早い場合を表す。
【００７１】
図１２（ａ）に示すように、ゼロクロス点よりも遅いタイミングでスイッチ１２を駆動する際には、予め設定される遅延時間は０秒に近い値となる。一方、（ｂ）に示すように、ゼロクロス点よりも早いタイミングにてスイッチ１２を駆動する際には、電源周期をＴ秒とすると、予め設定される遅延時間はＴ／２秒に近い値となる。従って、負荷８の消費負荷量が変化し、スイッチタイミングを（ａ）から（ｂ）、あるいは、（ｂ）から（ａ）へ変更する場合、遅延時間は０からＴ／２秒、あるいは、Ｔ／２から０秒へと一気に変えなければならず、スイッチ制御が不連続となり、スイッチングの信頼性が低下する。さらに、負荷８が変動し続けてこの動作を繰り返した場合、不連続なスイッチ制御を連続的に行わなければならず、スイッチ部品の信頼性が低ければ誤動作の原因になりかねない。
【００７２】
このようなスイッチ制御の不連続を解消する手段として一つには、一つあるいは数個前の基準タイミングを基に次の基準タイミングを算出する予測制御手段を適用することが考えられる。しかし、電源電圧に周期ばらつきがあればその影響を受けるため、実際の基準タイミングからずれた位置を基準タイミングとする恐れがあり、その際には特に偶数次高調波の発生量が助長され、電源回路の性能及び信頼性が低下する。
【００７３】
他の手段としては、遅延時間に対する基準タイミングを、不通流領域となる相電圧ゼロクロス点の検出に基づくものではなく、電圧ピーク検出手段１６により検出される相電圧ピーク点に基づくものとしてスイッチ１２の制御を行うことが考えられる。ここで、遅延時間とは基準タイミングからの遅れ時間であり、負荷８の負荷量に応じて予め設定されるものである。
【００７４】
図１１の電圧ピーク検出手段１６は、リアクトル５側へ供給される交流電源４の線間電圧ピーク点を検出し、この線間電圧ピーク点から相電圧ピーク点を演算により算出する。算出された相電圧ピーク点信号は、予め設定された遅延時間に対する基準タイミングとして制御手段９へと入力される。この相電圧ピーク点は電源電圧の中性点を設けることで直接検出することもできるが、線間電圧より演算算出する方が容易であるため本実施の形態では電圧ピーク手段１４を用いている。
【００７５】
制御手段９は、電圧ピーク検出手段１６から入力される基準タイミング信号を基に、負荷情報に応じて予め設定された遅延時間後、スイッチ１２の動作を開始するよう制御信号を生成し、スイッチ回路３へ送る。
【００７６】
このようにすることで、負荷変動が生じて相電圧ゼロクロス点前後でのスイッチングを必要とする際にも、連続的にスイッチ制御が行え、誤動作を防止し、スイッチングの信頼性を向上できる。また、予測制御無しで対応できるので、電源電圧の周期ばらつきの影響を受けず、特に偶数次高調波の発生量を抑制でき、電源回路の性能及び信頼性を向上できる。
【００７７】
実施の形態６．
これまでは、スイッチングの基準タイミングを、相電圧ゼロクロス点あるいは相電圧ピーク点としているため、それぞれ、相電圧ゼロクロスタイミング、相電圧ピークタイミングにおいて、スイッチ制御が不連続となる。本実施の形態では、スイッチングの基準タイミングを相電圧の任意点とできる回路と制御を示す。
【００７８】
図１３は、本発明の実施の形態６を示す回路ブロック図であり、図中、１７は入力電圧を検出する入力電圧検出手段である。
【００７９】
図中、スイッチ回路３は、実施の形態１〜５で示した図２、図７、図８、図１０、または図１１のいずれの構成であっても良い。また、この場合も三相での構成に限らず、単相での構成、多相での構成でも構わない。
【００８０】
この図１３の回路構成は、図１４の入力電圧検出手段１７により相電圧を検出する仕組みについて示すものであり、トランスにより交流電源４の中性点を設けて相電圧波形Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを入力電圧検出手段１７で検出し、その波形信号を制御手段９へ出力するものである。図中、Ｍ１〜Ｍ３はトランス、Ｒ１〜Ｒ３は抵抗である。
【００８１】
制御手段９は、負荷量検出手段１１により検出される負荷情報に基き、スイッチの基準タイミングを不通流でない領域の任意点に設定し、負荷が一定値以上変動した場合に再度基準タイミングを設定し直すよう制御する。さらに、この基準タイミングから負荷情報に応じて予め設定される遅延時間が経過すると、スイッチ回路３のスイッチ１２が動作するよう制御する。
【００８２】
このように制御することで相電圧のいずれのタイミングに対しても連続的なスイッチ制御を実現できるため、負荷変動が大きな場合でも予測制御を必要とせず、充分に高調波抑制能力を発揮でき、特に偶数次高調波を抑制できる。また、負荷変動に追随して遅延時間を連続的に変更できるので、誤動作を抑制し、より信頼性の高い電源回路を提供できる。
【００８３】
また、基準タイミングは、入力電圧検出手段１７から入力される図１５に示すような相電圧波形を基に決定されるので、電源動揺あるいは検出素子のばらつきといった相電圧ピーク値変動の影響を受けることなく、確実に電流波形生成を行える。
【００８４】
さらに、遅延時間は全負荷領域で一定の値とし、負荷量に応じて基準タイミングを変動するようにしても良く、これにより、負荷変動によるスイッチ不連続制御領域の発生を防止し、より信頼性の高い電源回路を提供できる。
【００８５】
またさらに、遅延時間分を含めて基準タイミングを設定し、基準タイミングにてスイッチ動作を行うよう制御することもでき、これにより、基準タイミング検出後からスイッチ動作までの遅延時間中に生じる突発的な事故にも即座に対応できるスイッチ制御を実現できる。
【００８６】
なお、本実施の形態では、抵抗Ｒ１〜Ｒ３により、トランスＭ１〜Ｍ３への印加電圧を低下させ、抵抗Ｒ１〜Ｒ３を用いない場合よりもトランス容量を小さくして、装置の小型化、低コスト化を図っているが、抵抗Ｒ１〜Ｒ３がなくとも相電圧検出は可能である。
【００８７】
また、相電圧波形を検出するやり方は、図１４に示す構成に限ったものではなく、例えば、線間電圧波形を検出し、線間電圧と相電圧の位相差（π／６）を演算して相電圧波形を検出しても良く、相電圧波形を検出するものであればどのような構成でも構わない。
【００８８】
実施の形態７．
図１６は、本発明の実施の形態７を示す回路ブロック図であり、本発明の制御方法を用いた電源回路を、インバータを介して、圧縮機の電動機に接続している。図１６において、１８は電源回路に接続されたインバータ、１９はインバータに接続された電動機、２０はインバータ１８を制御するインバータ制御手段である。また、スイッチ１２のＵ相の双方向スイッチは、ダイオードブリッジ２１にて整流し、自己消弧型の開閉素子である例えばＩＧＢＴ２２で構成されている。同様に、スイッチ１２のＶ相の双方向スイッチ及びＷ相の双方向スイッチもそれぞれダイオードブリッジ２３、２５及びＩＧＢＴ２４、２６で構成されている。
【００８９】
図１６の電源回路におけるスイッチ回路３の動作は、実施の形態１にて説明した動作と同様である。また、スイッチ回路３を制御する制御手段９及び入力電圧検出手段１７の動作は、実施の形態６で説明した動作と同様である。
【００９０】
図１６では、負荷量検出手段としてインバータ制御手段２０を用いており、負荷量としてインバータへの制御指令値を用いている。ここでは、インバータ１８は電動機１９を駆動制御する構成となっており、電動機１９の出力は回転数に比例することから、インバータ１８で制御される電動機１９の回転数から電動機１９の負荷量が推測でき、それによって、電源回路の負荷量もインバータ１８での回転数指令によって代用できる。
【００９１】
また、インバータ１８の負荷量を電動機１９の回転数指令にて代用しない場合でも、インバータ制御手段２０内部の設定値を用いることにより、電源回路の負荷量を推測することは可能である。例えば、電動機１９に印加する電圧指令値でも同等効果を有する。また、電動機１９の相電流を検出するような構成であれば相電流値でも良く、負荷量はインバータ制御手段２０から容易に得られる。
【００９２】
以上のように、電源回路の負荷がインバータである場合、インバータにて制御している動作指令値等の設定値から負荷量を推測することができ、この指令値に応じて、予め設定された遅延時間あるいは基準タイミングを変更することによって、負荷量検出手段を設けることなく、負荷量に応じた高調波抑制能力を発揮できる。
【００９３】
また、電動機１９が空気調和機に使用される圧縮機である場合、圧縮機の負荷トルクは回転数に依存するため、回転数指令だけで負荷量を推測することができ、インバータの設定値を使用する場合と同等効果を得られる。
さらに、電動機１９が圧縮機である場合、吐出温度、吸入温度、熱交換器の温度等でも電源回路の負荷量は検出でき、これらはインバータ制御手段２０にてサーミスタで検出されているため、これらの値を用いて、負荷量を検出できる。また、循環する冷媒速度や冷媒量等でも検出できる。
【００９４】
また、スイッチ回路３の構成はスイッチ１２及びコンデンサ１３の直列接続回路だけでなく図７、図８あるいは図１０の構成でもよい。
さらに、図１６における入力電圧検出手段１７の代わりにゼロクロス検出手段１０あるいは電圧ピーク検出手段１６を使用した構成でもよい。
【００９５】
【発明の効果】
交流電源と、
交流電源に接続されたリアクトルと、
リアクトルに接続された整流器と、
整流器に接続される互いに直列の２個の平滑コンデンサと、
リアクトルと整流器との接続点と、２個の平滑コンデンサ間の中点との間に設けたスイッチを有するスイッチ回路と、
交流電源に接続され交流電源の予め定められた一定状態での相電圧を検出し基準タイミング信号を生成する相電圧検出手段と、
平滑コンデンサに接続され交流電源からの電力により動作する負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段と、
基準タイミング信号を受信し、さらに負荷量に基づいて予め記憶された時間を経過した後に、スイッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段と
リアクトルおよびスイッチに直列に接続され、リアクトルの磁束変化を緩和するコンデンサと、を具備するので、
相電圧の波形を検出し、ピーク値及び瞬時値の比により基準タイミングの位相を制御するため、電源動揺あるいは検出素子のばらつきといった相電圧ピーク値変動の影響を受けることなく、確実に電流波形生成を行える。また、負荷量に応じて遅延時間の基準タイミングを相電圧の任意点に設定できるため、いずれのタイミングに対しても連続的なスイッチ制御を実現でき、負荷変動に対する信頼性を向上できる。さらに、負荷量に応じて遅延時間を変更できるので、各負荷状態に応じて、充分に高調波抑制能力を発揮できる。
【００９６】
また、予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のゼロクロス点であるので、
不通流領域にも相電流を流すことができ、これにより、力率を改善し、高調波を抑制することができる。特に高調波発生量は、現在検討されている規制値を満足するレベルまで抑制できる。また、遅延時間の基準タイミングを設定できるので、充分に高調波抑制能力を発揮させることができる。
【００９７】
さらに、予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のピーク点であるので、
遅延時間の基準タイミングを不通流領域となるゼロクロス点ではなく、相電圧ピーク点に設定するため、負荷変動が生じて相電圧ゼロクロス点前後でのスイッチングを必要とする際にも、相電圧ゼロクロス点に対して連続的にスイッチ制御が行え、誤動作を防止し、スイッチングの信頼性を向上できる。また、予測制御無しで対応できるので、電源電圧の周期ばらつきの影響を受けず、特に偶数次高調波の発生量を抑制でき、電源回路の性能及び信頼性を向上できる。
【００９８】
またさらに、スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御手段は各相電圧半周期に一回だけスイッチをオン・オフ動作させるため、制御処理が非常に少なく、安価なＣＰＵを用いることができる。
【００９９】
さらにまた、スイッチ回路は、コンデンサを有し、制御手段はコンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させないので、
コンデンサが充電されるほどスイッチング電流が流れにくくなり、電流ピーク値を抑制し、ピーク点を滑らかにすることができる。これにより、リアクトルにて生じる電磁騒音を抑制することができる。
さらに、コンデンサの充電時間より長い時間、スイッチ素子をオンするよう制御し、コンデンサの充電によりスイッチング電流が自動的に切れ、スイッチ素子に電流が流れなくなってからスイッチをオフするよう構成してゼロ電流スイッチングを実現できるため、発生ノイズを小さくでき、ターンオフ時のスイッチング損失を低減できる。
【０１００】
また、スイッチ回路は、コンデンサとリレーとを有しており、制御手段は負荷量に基づいてリレーのオン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合成容量を切り換え、さらにコンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させないので、
負荷量によってコンデンサの容量を切り換えられるように構成したので、全負荷領域において、コンデンサによる電磁騒音抑制効果を発揮でき、信頼性の高い電源回路を提供できる。
【０１０１】
またさらに、制御手段は、基準タイミングから負荷量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させる制御を行うので、安価な制御にて電磁騒音抑制効果を得ることができる。また、スイッチング回数を増加することで、高調波抑制能力も増すことができるので、リアクトルの容量を低減でき、小型化、低コスト化に寄与する。
【０１０２】
さらに、スイッチ回路は、並列に接続されたリレーとコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大きい場合はリレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期内に１回オン・オフ動作させ、このとき、スイッチはコンデンサの充電完了時間より長い時間通電させ、負荷量が小さい場合はリレーをオンしスイッチを各相電圧半周期内に少なくとも１回以上オン・オフ動作させるので、
負荷に応じてスイッチ制御を切り換えるよう構成したため、リレーオン時はスイッチを複数回動作させることにより、リアクトルからの騒音を抑制することができる。また、重負荷時は、騒音抑制能力の高いコンデンサにより騒音を抑制することができる。さらに、リレーオフ時にはスイッチ素子をコンデンサの充電時間より充分に長い時間オンするよう制御するので、コンデンサによる騒音抑制効果を充分に発揮させることができる。また、ゼロ電流スイッチングを実現でき、ノイズ発生量を低減できる。
【０１０３】
インバータと、
サーミスタと、
電動機と、
この発明の電源回路とを有し、
負荷量は電動機への回転数指令、電圧指令値、またはサーミスタで検出される吐出温度、吸入温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一つであるので、
負荷量検出手段を設けることなく負荷量に応じた高調波抑制効果を発揮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１を示す回路図である。
【図３】 本発明の実施の形態１を示す回路図である。
【図４】 本発明の実施の形態１を示す波形図である。
【図５】 本発明の実施の形態１を示す規制値である。
【図６】 本発明の実施の形態１を示す電流波形図である。
【図７】 本発明の実施の形態２を示す回路図である。
【図８】 本発明の実施の形態３を示す回路図である。
【図９】 本発明の実施の形態３を示す電流波形図である。
【図１０】 本発明の実施の形態４を示す回路図である。
【図１１】 本発明の実施の形態５を示す回路ブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態５を示す相電圧波形とスイッチ信号の関係図である。
【図１３】 本発明の実施の形態６を示す回路ブロック図である。
【図１４】 本発明の実施の形態６を示す回路ブロック図である。
【図１５】 本発明の実施の形態６を示す相電圧波形とスイッチ信号の関係図である。
【図１６】 本発明の実施の形態５を示す回路ブロック図である。
【図１７】 従来の技術を示す回路ブロック図である。
【図１８】 従来の技術を示す回路ブロック図である。
【図１９】 従来の技術を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ 電源回路、 ２ 整流手段、 ３ スイッチ回路、 ４ 交流電源、 ５ リアクトル、 ６ 整流器、 ７ 平滑コンデンサ、 ８ 負荷、 ９ 制御手段、 １０ ゼロクロス検出手段、 １１ 負荷量検出手段、 １２ スイッチ、 １３ コンデンサ、 １４ リレー、 １５ コンデンサ、 １６ 電圧ピーク検出手段、 １７ 入力電圧検出手段、 １８ インバータ、 １９ 電動機、 ２０ インバータ制御手段、 ２１ ダイオードブリッジ、 ２２ ＩＧＢＴ、 ２３ ダイオードブリッジ、 ２４ ＩＧＢＴ、 ２５ ダイオードブリッジ、 ２６ ＩＧＢＴ、 Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ、 Ｓ１〜Ｓ３ スイッチ素子、 Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗、 Ｍ１〜Ｍ３ トランス。

Claims (10)

1. 交流電源と、
   前記交流電源に接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルに接続された整流器と、
   前記整流器に接続される互いに直列の２個の平滑コンデンサと、
   前記リアクトルと前記整流器との接続点と、前記２個の平滑コンデンサ間の中点との間に設けたスイッチを有するスイッチ回路と、
   前記交流電源に接続され前記交流電源の予め定められた一定状態での相電圧を検出し基準タイミング信号を生成する相電圧検出手段と、
   前記平滑コンデンサに接続され前記交流電源からの電力により動作する負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段と、
   前記基準タイミング信号を受信し、さらに前記負荷量に基づいて予め記憶された時間を経過した後に、前記スイッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段と、
   前記リアクトルおよび前記スイッチに直列に接続され、前記リアクトルの磁束変化を緩和するコンデンサと、
   を具備することを特徴とする電源回路。
2. 予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のゼロクロス点であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 予め定められた一定状態での相電圧は、交流電源の相電圧のピーク点であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
4. 制御手段は、基準タイミング信号から負荷量に基いて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に一回のみ動作させる制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源回路。
5. 制御手段は前記コンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させないことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源回路。
6. スイッチ回路は、コンデンサとリレーとを有しており、制御手段は負荷量に基づいて前記リレーのオン・オフを行うことでスイッチ回路のコンデンサ合成容量を切り換え、さらに前記コンデンサの充電が完了するまではスイッチをオン・オフ動作させないことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源回路。
7. 制御手段は、基準タイミング信号から負荷量に基づいて予め記憶された時間経過後スイッチ回路に各相電圧半周期内に複数回オン・オフ動作させる制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源回路。
8. スイッチ回路は、並列に接続されたリレーとコンデンサを有し、制御手段は、負荷量が大きい場合は前記リレーをオフし、スイッチを各相電圧半周期内に１回オン・オフ動作させ、負荷量が小さい場合は前記リレーをオンしスイッチを各相電圧半周期内に少なくとも１回以上オン・オフ動作させることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源回路。
9. インバータと、
   サーミスタと、
   電動機と、
   請求項１から請求項８のいずれかに記載の電源回路とを有し、
   負荷量は前記電動機への回転数指令、電圧指令値、または前記サーミスタで検出される吐出温度、吸入温度若しくは熱交換器の温度のいずれか一つであることを特徴とする電動装置。
10. 交流電源と、
    前記交流電源に接続されたリアクトルと、
    前記リアクトルに接続された整流器と、
    前記整流器に接続される平滑コンデンサと、
    前記整流器の入力側と出力側との間に設けたスイッチと前記リアクトルの磁束変化を緩和するコンデンサとを備えたスイッチ回路と、
    前記交流電源に接続され前記交流電源の予め定められた一定状態での相電圧を検出し基準タイミング信号を生成する相電圧検出手段と、
    前記平滑コンデンサに接続され前記交流電源からの電力により動作する負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段と、
    前記基準タイミング信号を受信し、さらに前記負荷量に基づいて予め記憶された時間を経過した後に、前記スイッチ回路にオン・オフ指令を送る制御手段と、
    を具備することを特徴とする電源回路。

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