CN103004075A - 整流电路装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的整流电路装置，通过使半导体开关（104）斩波动作，使单相交流电源（1）的输出端子经由电抗器短路或开路，将从单相交流电源（1）经由电抗器（102）供给的交流电压整流为直流电压并供给负载，其中控制装置（100）对半导体开关（104）的斩波进行控制以使检测出的电流的波形实质上成为目标电流波形，对目标电流波形的振幅进行控制以使检测出的直流电压实质上成为规定的目标直流电压，对上述规定的目标直流电压进行控制以使半导体开关（104）为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或半导体开关（104）为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度。

Description

整流电路装置
技术领域
本发明涉及整流电路装置和用于上述整流电路装置的控制电路，特别是涉及对家庭等单相交流电源进行整流形成大致直流，并利用所形成的直流来驱动直流负载的电路装置；和利用逆变电路将所得到的直流再次转换成任意频率的交流，以可变速度驱动电动机的装置，例如是适用于利用压缩机来压缩制冷剂构成热泵，从而进行供冷、供暖或者食品等的冷冻的装置的装置，是涉及通过降低其中的电源电流所含的高次谐波成分、改善功率因数，减轻输电系统的负担的技术的进行高效率的驱动控制的整流电路装置和用于上述整流电路装置的控制电路。
背景技术
图20是表示专利文献1所公开的现有技术的整流电路装置的结构的电路图，图21是表示图20的控制部13的详细结构的框图。
现有技术中，这种整流电路装置如图20所示，经由整流桥2和电抗器（reactor）3a，利用半导体开关3c使交流电源1的两个输出端子短路，向电抗器3a充电，在半导体开关3c成为断开状态时，电流通过二极管3b流过负载4，由此，在交流电源1的瞬间电压低的期间也流过电源电流。由此，电源电流的高次谐波成分变少，功率因数改善。然而，当通过以比交流电源1的频率充分高的频率极为细致地对半导体开关3c进行导通/断开驱动，对交流电源1的交流电压进行斩波（chopping）（以下称为“使半导体开关斩波动作”或“半导体开关的斩波”）时，由于电流流过半导体开关3c，所以存在产生电路损失的课题。
为了解决这种问题，提案有一种方法：并非总使半导体开关3c斩波动作，而是仅在交流相位的特定期间使其斩波动作，其余的期间使其停止（例如，参照专利文献1）。
图20中，在整流桥2对来自交流电源1的交流电压进行整流，将其转换成包含脉动的直流电压后，将其电力（功率）通过电抗器3a和二极管3b向平滑电容器3d和负载4供给。进而，通过电抗器3a，由半导体开关3c使来自上述整流桥2的输出电压短路，由此构成公知的基于升压斩波电路3的带功率因数改善功能的整流电路装置。在此，升压斩波电路3为：由输入电流检测器6和输入电流检测部10检测输入电流，使半导体开关3c斩波动作，以使得输入电流成为与由输入电压检测部11检测出的输入电压波形（电源电压波形）相同的形状，且调整输入电流的大小，以使得输出电压成为期望电压。
特别是在专利文献1中提案有一种方法，仅在为了使高次谐波减少的最低限度的区间使半导体开关斩波动作，由此来降低电路的损失。图21表示为此的控制方法。图21中，利用电源零交叉检测单元5检测电源电压的相位，利用脉冲计数器13a仅在一定的期间允许图20的半导体开关3c的斩波动作，在除此之外的期间，保持使半导体开关3c断开。根据该方法，能够实现基本上不增加电源高次谐波，且低损失的整流电路装置。
另外，在专利文献1的方法中，需要使用电源电压的波形，但也提案有一种不使用电源电压的波形，按照预先确定的波形实现同样的动作的方法（例如，专利文献2）。而且，还提出有一种不具有目标电流波形而获得同样效果的简便的方法（例如，参照专利文献3）。
另外，在图20的情况下，用暂时整流过后的电流替代输入电流，在这种情况下，得到输入电流的绝对值的信息，对绝对值的大小进行调整，但众所周知与调整输入电流的振幅是等价的。
先行技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005-253284号公报
专利文献2：日本特开2007-129849号公报
专利文献3：日本特开2000-224858号公报
专利文献4：日本特开2001-045763号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，在上述现有的整流电路装置的结构中，在负载确定的条件下，进行控制使输出电压变为固定，另外，使半导体开关斩波动作的期间也固定。因此，如果所检测出的输出电压存在误差，则电流波形会变化。例如，在对有效值200V的交流进行整流而得到大约280V的直流的情况下，直流电压仅变化1V，电流波形就会大幅变化。对于280V的直流电压，1V的精度相当于0.3%，在利电阻对电压进行分压从而成低电压的情况下，需要非常高精度的电阻。因此，加入输出电压的检测精度，为了使高次谐波在变化的电流波形中也减少，需要进一步延长斩波的期间，存在需要使电路损失稍微增加的课题。
另外，这种控制方法一般用数字计算机来实现，但当想要实现高精度的直流电压的电压控制时，需要对直流电压进行高分辨率即比特数多的模拟-数字转换（以下称为“AD转换”）器，电路负担变大。在这种情况下，也加入实际控制电路能够检测的精度，为了使高次谐波即使在变化的电流波形中也减少，需要将进行斩波的期间设定得更长，存在需要使电路损失稍微增加课题。
而且，在这种整流电路装置中，输出电压越低，损失越少，但是在将输出电压设定为比电源电压的瞬时值低的电压的情况下，即使半导体开关斩波动作的期间的交流电压比输出电压低，由于在使半导体开关斩波动作的期间进行升压动作而发生输出电压上升的现象，因此，具有难以设定损失更少且更低输出电压的课题。
另外，在这种整流电路装置中，根据输入电流是否依赖于连接的负载的电特性而具有脉动，产生的电源高次谐波大为不同，在预先设定的使半导体开关斩波动作的期间进行控制的情况下，在电流振幅较小且高次谐波电流也非常小对周边设备和电源系统没有坏影响的低功率（电力）区域也实施切换（switching），也具有作为累积值的损失增加的课题。
本发明的目的在于解决以上的问题点，提供一种与输出电压的检测精度无关地，能够根据所连接的负载的特性降低电源高次谐波电流，且也能够减少损失的整流电路装置和用于上述整流电路装置的控制电路。
用于解决课题的方法
第一发明的整流电路装置，其特征在于：
通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从上述单相交流电源经由上述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，上述整流电路装置包括：
形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
检测从上述单相交流电源流通的交流电流的电流检测单元；
检测上述直流电压的电压检测单元；
对上述半导体开关的斩波动作进行控制以使检测出的上述交流电流的波形实质上成为上述目标电流波形的第一控制单元；
对上述目标电流波形的振幅进行控制以使检测出的上述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对上述规定的目标直流电压进行控制以使上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
在上述整流电路装置中，特征在于：上述规定的相位宽度依赖于上述负载的电特性而被变更设定。这里，上述负载的电特性为上述交流电流的变动幅度、或者上述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
另外，在上述整流电路装置中，特征在于：上述第三控制单元对上述规定的目标直流电压进行控制，以使在上述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个上述斩波动作相位宽度或多个上述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间为固定的方式实质上单调增加，
（b）从上述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从上述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从上述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间为固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
另外，上述的整流电路装置，其特征在于：还具有通过将上述交流电压与规定的阈值电压作比较而产生二值信号的相位检测单元，
上述波形形成单元，基于上述二值信号检测上述交流电压的周期和相位，基于检测出的该交流电压的周期和相位形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
上述第三控制单元，基于上述二值信号检测上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
而且，上述整流电路装置还具有：设置在上述电压检测单元与上述第二控制单元之间，将检测出的上述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；和
设置在上述AD转换单元与上述第二控制单元之间，对上述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为检测出的上述直流电压输出到上述第二控制单元的运算单元。
另外，上述的整流电路装置，其特征在于：上述AD转换单元的采样频率设定为比上述单相交流电源的频率充分高。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
第二发明是用于整流电路装置的控制电路，该整流电路装置通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从上述单相交流电源经由上述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，上述控制电路的特征在于：
上述控制电路包括：
形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
对上述半导体开关的斩波动作进行控制以使从上述单相交流电源流通的交流电流的波形实质上成为上述目标电流波形的第一控制单元；
对上述目标电流波形的振幅进行控制以使上述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对上述规定的目标直流电压进行控制以使上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
在上述控制电路中，特征在于：上述规定的相位宽度依赖于上述负载的电特性而被变更设定。在此，上述负载的电特性为上述交流电流的变动幅度、或者上述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述第三控制单元对上述规定的目标直流电压进行控制，以使在上述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个上述斩波动作相位宽度或多个上述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（b）从上述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从上述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从上述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述整流电路装置还具有通过将上述交流电压与规定的阈值电压相比较而产生二值信号的相位检测单元，
上述波形形成单元，基于上述二值信号检测上述交流电压的周期和相位，基于该检测出的交流电压的周期和相位形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
上述第三控制单元，基于上述二值信号检测上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
而且，上述控制电路还具有：
设置在上述电压检测单元与上述第二控制单元之间，将上述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；
设置在上述AD转换单元与上述第二控制单元之间，对上述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为上述直流电压输出到上述第二控制单元的运算单元。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述AD转换单元的采样频率设定为比上述单相交流电源的频率充分高。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
发明的效果
因此，根据本发明，即使直流电压的检测精度存在误差，将直流电压调整为相对适当的值，成为同样的电流波形，且根据负载的特性切换为期望的相位宽度，由此能够实现总是损失较少且高次谐波电流少的整流动作。
另外，以比交流电源的频率充分高的采样频率将直流电压通过AD转换单元转换为数字信号并进行检测，对所得到的数字信号按每个上述周期实行LPF运算，对数字信号以插值方式追加分辨率以下的微小信息，将插值有微小信息的数字信号作为直流电压信息，调整插值有微小信息的数字信号，以使得实际进行斩波的相位宽度成为期望的值。即使存在在直流电压的平滑电压中包含的电源频率成分的脉动（fluctuates），数字信息的分辨率粗糙的情况下，由于利用脉动使数字信号分散，所以平均地能够得到与高分辨率等价的数字信号。由此，用粗糙的分辨率的AD转换单元，也能够高精度地调节直流电压的平均值，实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。因此，本发明的整流电路装置，即使在因所连接的负载的特性而输入电流发生脉动的情况下，也能够实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的整流电路装置的结构的电路图。
图2是表示图1的控制电路100的详细结构的框图。
图3A是用于说明图1的控制电路100的第1动作例的控制动作的图，是表示交流电压（以下称为AC电压）与整流后的直流电压（以下称为DC电压）的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的交流电流（以下称为AC电流）的信号波形图。
图3B是用于说明图1的控制电路100的第2动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图4A是用于说明本发明的实施方式2的整流电路装置的控制电路100的第3动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图4B是用于说明本发明的实施方式2的整流电路装置的控制电路100的第4动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图5A是用于说明本发明的实施方式3的整流电路装置的控制电路100的第5动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图5B是用于说明本发明的实施方式3的整流电路装置的控制电路100的第6动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图6A是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制电路100的第7动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图6B是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制电路100的第8动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图7A是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制电路100的第9动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图7B是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制电路100的第10动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图8是表示本发明的实施方式6的整流电路装置的结构的电路图。
图9是表示图8的控制电路111的详细结构的框图。
图10是表示本发明的实施方式7的整流电路装置的结构的电路图。
图11是表示图8的控制电路112的详细结构的框图。
图12A是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第11动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图12B是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第12动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图13A是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第13动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图13B是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第14动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图13C是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第15动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图13D是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第16动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图14是表示本发明的实施方式9的整流电路装置的结构的电路图。
图15是表示本发明的实施方式10的整流电路装置的结构的电路图。
图16A是用于说明本发明的实施方式1~10的整流电路装置的电压电平比较器109的二值化处理的第1动作例的图，是表示AC电压与阈值电压Vth的关系、和来自电压电平比较器109的二值信号的信号波形图。
图16B是用于说明本发明的实施方式1~10的整流电路装置的电压电平比较器109的二值化处理的第2动作例的图，是表示AC电压与阈值电压Vth的关系、和来自电压电平比较器109的二值信号的信号波形图。
图17是表示本发明的实施方式11的整流电路装置的控制电路100的详细结构的框图。
图18是表示图17的低通滤波运算器（以下称为“LPF运算器”）231的详细结构的框图。
图19是表示图17的整流电路装置的动作的图，是表示来自AC电源1的AC电流Iac、DC电压Vdc和AD转换器230的AD转换值Vad（用虚线表示上述DC电压Vdc）的信号波形图。
图20是表示现有技术的整流电路装置的结构的电路图。
图21是表示图20的控制部13的详细结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明实施方式进行说明。此外，在以下的各实施方式中，同样的构成要素标注相同的符号。
本发明的实施方式的整流电路装置，其特征在于：
通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从所述单相交流电源经由所述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，所述整流电路装置包括：
形成与所述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
检测从所述单相交流电源流通的交流电流的电流检测单元；
检测所述直流电压的电压检测单元；
对所述半导体开关的斩波动作进行控制以使检测出的所述交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的第一控制单元；
对所述目标电流波形的振幅进行控制以使检测出的所述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对所述规定的目标直流电压进行控制以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
在上述整流电路装置中，特征在于：上述规定的相位宽度依赖于上述负载的电特性而被变更设定。这里，上述负载的电特性为上述交流电流的变动幅度、或者上述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
另外，在上述整流电路装置中，特征在于：上述第三控制单元对上述规定的目标直流电压进行控制，以使在上述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个上述斩波动作相位宽度或多个上述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间为固定的方式实质上单调增加，
（b）从上述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从上述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从上述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间为固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
另外，上述的整流电路装置，其特征在于：还具有通过将上述交流电压与规定的阈值电压作比较而产生二值信号的相位检测单元，
上述波形形成单元，基于上述二值信号检测上述交流电压的周期和相位，基于检测出的该交流电压的周期和相位形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
上述第三控制单元，基于上述二值信号检测上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
而且，上述整流电路装置还具有：设置在上述电压检测单元与上述第二控制单元之间，将检测出的上述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；和
设置在上述AD转换单元与上述第二控制单元之间，对上述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为检测出的上述直流电压输出到上述第二控制单元的运算单元。
另外，上述的整流电路装置，其特征在于：上述AD转换单元的采样频率设定为比上述单相交流电源的频率充分高。
而且，在上述整流电路装置中，特征在于：上述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
第二发明是用于整流电路装置的控制电路，该整流电路装置通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从上述单相交流电源经由上述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，上述控制电路的特征在于：
上述控制电路包括：
形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
对上述半导体开关的斩波动作进行控制以使从上述单相交流电源流通的交流电流的波形实质上成为上述目标电流波形的第一控制单元；
对上述目标电流波形的振幅进行控制以使上述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对上述规定的目标直流电压进行控制以使上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
在上述控制电路中，特征在于：上述规定的相位宽度依赖于上述负载的电特性而被变更设定。在此，上述负载的电特性为上述交流电流的变动幅度、或者上述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述第三控制单元对上述规定的目标直流电压进行控制，以使在上述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个上述斩波动作相位宽度或多个上述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（b）从上述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述目标电流波形中，上述目标电流波形的瞬时的绝对值在上述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从上述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从上述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述整流电路装置还具有通过将上述交流电压与规定的阈值电压相比较而产生二值信号的相位检测单元，
上述波形形成单元，基于上述二值信号检测上述交流电压的周期和相位，基于该检测出的交流电压的周期和相位形成与上述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
上述第三控制单元，基于上述二值信号检测上述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或上述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
而且，上述控制电路还具有：
设置在上述电压检测单元与上述第二控制单元之间，将上述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；
设置在上述AD转换单元与上述第二控制单元之间，对上述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为上述直流电压输出到上述第二控制单元的运算单元。
另外，在上述控制电路中，特征在于：上述AD转换单元的采样频率设定为比上述单相交流电源的频率充分高。
而且，在上述控制电路中，特征在于：上述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
因此，根据本发明的实施方式，即使直流电压的检测精度存在误差，将直流电压调整为相对适当的值，成为同样的电流波形，且根据负载的特性切换为期望的相位宽度，由此能够实现总是损失较少且高次谐波电流少的整流动作。
另外，以比交流电源的频率充分高的采样频率将直流电压通过AD转换单元转换为数字信号并进行检测，对所得到的数字信号按每个上述周期实行LPF运算，对数字信号以插值方式追加分辨率以下的微小信息，将插值有微小信息的数字信号作为直流电压信息，调整插值有微小信息的数字信号，以使得实际进行斩波的相位宽度成为期望的值。即使存在在直流电压的平滑电压中包含的电源频率成分的脉动（fluctuates），数字信息的分辨率粗糙的情况下，由于利用脉动使数字信号分散，所以平均地能够得到与高分辨率等价的数字信号。由此，用粗糙的分辨率的AD转换单元，也能够高精度地调节直流电压的平均值，实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。因此，本发明的整流电路装置，即使在因所连接的负载的特性而输入电流发生脉动的情况下，也能够实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。但是，并不由本实施方式限定本发明。
（实施方式1）
图1是表示本发明的实施方式1的整流电路装置的结构的电路图。
在图1中，通过将单相的AC电源1的两个输出端子经由电抗器102利用半导体开关104短路而构成一个回路。电流检测器103检测该回路的电流，将表示所检测出的电流值Iac的信号输出到控制电路100。如果导通半导体开关104，则电抗器102的电流增加，另一方面，如果断开半导体开关104，则流过电抗器102的电流在二极管电桥105中被整流，该整流过的电流流入平滑电容器106和负载4，驱动负载4。向负载4施加的平滑电容器106的两端的DC电压Vdc被DC电压检测器110检测，DC电压检测器110将表示所检测出的DC电压Vdc的信号输出到控制电路100。
另外，电压电平比较器109通过将交流电源1的AC电压电平与规定的阈值电压比较来生成表示是否为该阈值电压以上的二值信号Scom并输出到控制电路100。控制电路100的特征在于，基于二值信号Scom，基于其周期和相位，检测出从交流电源1输出的AC电压的相位，基于所检测出的AC电压的相位，生成与AC电压实质上相同频率且与AC电压具有相似形状的目标电流波形，控制成使半导体开关104斩波动作以使得由电流检测器103检测出的Iac渐近上述生成的目标电流波形的相似形状。
进而，控制电路100，为了使由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc成为在控制电路100内设定的期望的电压，根据其偏差调整生成的目标电流波形的相似比率。在此，控制电路100，如果实际的DC电压比期望的电压低时，则以增大目标电流指令的相似比率，使其成为大的电流的方式进行控制，如果实际的DC电压比期望的DC电压高，则以使其成为小的电流的方式进行控制。另外，控制电路100基于半导体开关104的斩波状态，检测对半导体开关104进行脉冲宽度调制（以下称为“PWM”）驱动的相位宽度，检测其相位宽度与期望的值的偏差，根据该偏差调整上述期望的DC电压值。
图2是表示图1的控制电路100的详细结构的框图。在图2的控制电路100中，该控制系统的最终控制目标在于，将进行斩波驱动的斩波动作相位宽度θwON控制为期望的相位宽度θwON *。首先，AC电压相位检测器201，基于将AC电源1的电压电平与规定的阈值电压Vth比较而得的二值化后的二值信号Scom，检测AC相位，将表示检测出的AC相位的信号输出到目标电流波形形成器202和斩波相位宽度检测器212。其中，AC电压相位检测器201的具体动作在后面详细阐述。接着，目标电流波形形成器202基于表示上述AC相位的信号，生成详情后述的规定的目标电流波形并输出到乘法器208。
斩波相位宽度检测器212，基于从Iac补偿运算器210输出到PWM调制器211的针对半导体开关104的斩波驱动信号Sch，以来自AC电压相位检测器201的信号所示的AC电压的相位为基准，检测作为斩波状态的相位宽度（以下称为“斩波动作相位宽度”或简称为“斩波相位宽度”）θwON，将表示斩波相位宽度θwON的信号输出到减法器204。另一方面，目标相位宽度设定器203将表示预先设定并存储的期望的斩波相位宽度θwON *的信号输出到减法器204。减法器204是所谓的相位比较器，通过从实际的斩波相位宽度θwON减去期望的斩波相位宽度θwON *来计算其相位宽度的偏差，将表示该偏差的信号输出到相位宽度补偿运算器205。相位宽度补偿运算器205，通过进行用于稳定地保持PWM驱动状态的相位宽度的规定的补偿运算，产生应该由该整流电路装置输出的DC电压的指令电压Vdc*并将表示该指令电压Vdc*的信号输出到减法器206。另一方面，将表示由DC电压检测器110检测出的实际的输出DC电压Vdc的信号输入到减法器206。
减法器206，通过从DC电压的指令电压Vdc*减去实际的输出DC电压Vdc来计算电压偏差，产生表示电压偏差的信号并输出到Vdc补偿运算器207。补偿运算器207通过执行用于使实际的DC电压Vdc与指令电压Vdc*实质上一致且变得稳定的补偿运算，将表示补偿运算后的电压偏差的信号输出到乘法器208。乘法器208对来自目标电流波形形成器202的目标电流波形乘以补偿运算后的电压偏差，产生作为乘法结果的瞬时的电流指令值Iac*并输出到减法器209。在乘法器208的动作中，当实际电压Vdc比指令电压Vdc*低时，使目标电流波形的振幅增大，而当实际电压Vdc比指令电压Vdc*高时，使目标电流波形的振幅减少。
减法器209通过从瞬时的电流指令值Iac*减去由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac，将表示作为减法结果的电流偏差的信号输出到Iac补偿运算器210。Iac补偿运算器210，进行规定的补偿运算以使从AC电源1输入的电流稳定且迅速地与电流指令值Iac*实质上一致，将表示补偿运算后的电流偏差的信号输出到PWM调制器211和斩波相位宽度检测器212。PWM调制器211对输入的信号表示的补偿运算后的电流偏差进行PWM调制，产生用于将半导体开关104导通断开的斩波驱动信号Sch并输出到半导体开关104。另一方面，如上所述，斩波相位宽度检测器212，基于从Iac补偿运算器210输出到PWM调制器211的针对半导体开关104的斩波驱动信号Sch，以来自AC电压相位检测器201信号所示的AC电压的相位为基准，检测斩波相位宽度θwON，将表示斩波相位宽度θwON的信号输出到减法器204。由此，构成斩波相位宽度的控制回路。
在如上所述构成的使半导体开关104进行斩波驱动控制的控制电路100中，在图2的比减法器204更靠右侧的回路（是指从204经由205、206、207、208、209、210、212回到204的回路）中，对DC电压Vdc进行控制以使得由斩波相位宽度检测器212检测出的斩波相位宽度与由目标相位宽度设定器203设定的目标相位宽度实质上一致。另外，在图2的比减法器206更靠右侧的回路（是指从206经由207、208、209、210、211、104、110回到206的回路）中，以使由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc与由相位宽度补偿运算器205所示的期望的DC电压Vdc*实质上一致的方式对目标电流的振幅进行控制，从而进行斩波驱动控制。而且，在图2的比减法器209更靠右侧的回路（是指从209经由210、211、104、103回到209的回路）中，进行斩波驱动控制，以使得由电流检测器103检测出的电流Iac与基于由目标电流波形形成器202形成的目标电流波形产生的目标电流Iac*实质上一致。
图3A是用于说明图1的控制电路100的第1动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图3B是用于说明图1的控制电路100的第2动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图3A的第1动作例，是所输出的DC电压比较低、且针对半导体开关104的斩波相位宽度（例如，最小的相位宽度）θwON比期望的相位宽度θwON *小的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间增加，所以从AC电源1经由电抗器102和二极管电桥105流入DC侧的电流增加。因此，AC电流的波形变得尖锐，AC电流的高次谐波成分增加。
另一方面，图3B的第2动作例，是所输出的DC电压比较高、且针对半导体开关104的斩波相位宽度（例如，最大的相位宽度）θwON比期望的相位宽度θwON *大的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间比第1动作例减少，所以从AC电源1经由电抗器102和二极管电桥105流入DC侧的电流也减少，AC电流的高次谐波成分减少。但是，与图3A的第1动作例中的波形相比，针对半导体开关104的斩波进行的期间增加，所以电路的损失增加。
在此，如果来自AC电源1的AC电压中包含畸变，则在AC电压的半周期的期间中进行斩波的区间出现多次，但在这种情况下，斩波相位宽度检测器212可以将接近AC电压的相位的0度或180度的斩波相位宽度选择为控制用斩波相位宽度，进行斩波控制。另外，斩波相位宽度检测器212，也可以替代AC电压的相位的0度或180度，而将接近判定AC电流或AC电压的极性的基准相位的相位宽度选择为控制用斩波相位宽度，进行斩波控制。进而，斩波相位宽度检测器212，也可以将所得到的上述多个斩波相位宽度相加，将相加结果的相位宽度作为控制用斩波相位宽度，进行斩波控制。以这种方式构成也具有同样的作用效果。
（实施方式2）
在实施方式1中，检测进行斩波的相位宽度θwON，调整DC电压指令Vdc*，而实施方式2的特征在于，检测斩波停止状态的相位宽度（以下称为“斩波停止相位宽度”）θwOFF，调整DC电压指令Vdc，由此能够得到同样的作用效果。
图4A是用于说明本发明的实施方式2的整流电路装置的控制电路100的第3动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图4B是用于说明本发明的实施方式2的整流电路装置的控制电路100的第4动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图4A的第3动作例，是输出的DC电压比较低且半导体开关104的未斩波动作的斩波停止相位宽度（例如，最大相位宽度）θwOFF大的情况。另一方面，图4B的第4动作例，是输出的DC电压比第3动作例高且半导体开关104未斩波的斩波停止相位宽度（例如，最小相位宽度）θwOFF比第3动作例小的情况。斩波停止相位宽度θwOFF与斩波动作相位宽度θwON互补，所以能够得到同样的作用效果。
另外，如果来自AC电源1的AC电压中包含畸变，则在AC电压的半周期的期间中进行斩波的区间多次出现。在这种情况下，斩波相位宽度检测器212，也可以将接近90度或180度的断开期间的斩波停止相位宽度θwOFF选择为控制用斩波相位宽度，进行斩波控制。
另外，在图4A和图4B中，仅表示了AC电压的半周期的波形，但根据图3A和图3B以及现有技术可以明了，剩下的半周期其绝对值（瞬时绝对值）也为同样的波形，所以省略说明。另外，在图4A和图4B中，仅表示了AC电压的半周期的波形，但根据图3A和图3B以及现有技术例可以明了，剩下的半周期其绝对值也为同样的波形，所以省略说明。
（实施方式3）
实施方式3的特征在于简化实施方式1的控制方法，斩波相位宽度检测器212，检测从0度或180度至成为斩波停止状态的AC电压的极性（符号）不变化被固定的区间（正区间或负区间）的前半的相位宽度θ1wON，进行该斩波控制。
图5A是用于说明本发明的实施方式3的整流电路装置的控制电路100的第5动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图5B是用于说明本发明的实施方式3的整流电路装置的控制电路100的第6动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图5A的第5动作例，是输出的DC电压比较低、且半导体开关104进行斩波的相位宽度比较小的情况，图5B的第6动作例，是输出的DC电压比第5动作例高、且半导体开关104进行斩波的相位宽度比第5动作例大的情况。在AC电压的半周期的区间中，前半的进行斩波的相位宽度θ1wON也具有同样的倾向，所以能够得到与实施方式1同样的作用效果。
（实施方式4）
实施方式4与实施方式3同样，特征在于简化实施方式1的控制方法，斩波相位宽度检测器212，检测从0度或180度至斩波停止状态的AC电压的极性不变化被固定的区间（正区间或负区间）的后半的相位宽度θw2ON，进行该斩波控制。
图6A是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制电路100的第7动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图6B是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制电路100的第8动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图6A的第7动作例，是输出的DC电压比较低、且半导体开关104进行斩波的斩波相位宽度θw2ON比较小的情况，图6B的第8动作例，是输出的DC电压比第7动作例高、且半导体开关104进行斩波的斩波相位宽θw2ON比第7动作例大的情况。在AC电源1的半周期的区间中，后半的斩波动作相位宽度θw2ON也具有同样的倾向，所以能够得与实施方式1同样的作效果。
（实施方式5）
实施方式5的特征在于，用斩波相位宽度检测器212检测实施方式3的斩波相位宽度θw1ON和实施方式4的斩波相位宽度θw2ON的合计的相位宽度（θw1ON+θw2ON），控制DC电压以使该合计的相位宽度（θw1ON+θw2ON）成为期望的相位宽度。
图7A是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制电路100的第9动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图7B是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制电路100的第10动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。实施方式5也能够得到与实施方式1~4同样的作用效果。
（实施方式6）
图8是表示本发明的实施方式6的整流电路装置的结构的电路图。另外，图9是表示图8的控制电路111中的详细结构的框图。图8中，实施方式6的整流电路装置的特征在于，替代图1的控制电路100具有控制电路111，控制电路111如图9所示，与图1的控制电路100相比，特征在于还具备：具有输入电流变动判定血设定器213a的输入状况判定器213、目标相位宽度选定器214（替代图1的目标相位宽度设定器203而设置）和斩波相位宽度提取器216。
在现有技术的装置中，在因所连接的负载4的电负载特性而输入电流产生脉动的情况下，基于电源电压的周期无法得到相同的斩波相位宽度。于是，本实施方式的特征在于，与不脉动的区域中的期望的斩波相位宽度不同地，设置进行脉动的区域的期望的斩波相位宽度，且在该进行脉动的区域中，提取预先设定的一定（固定）时间或一定（固定）频率的、最大或平均的斩波相位宽度，进行该斩波控制。
在本实施方式的图8和图9的结构中，通过利用控制电路111对半导体开关104进行斩波控制，进行电源电压的高次谐波的降低和DC电压的控制。在图9的控制电路111中，该控制系统的最终控制目标在于，将进行斩波驱动的斩波相位宽度θwON控制为与来自目标相位宽度选定器214的期望的相位宽度θwON *一致。以下对图9的控制电路111的结构和动作，以与图2的控制电路100的不同点为中心进行说明，省略对与图2的控制电路100相同的结构和动作的说明。
电流检测器103将表示检测出的AC电流Iac的信号输出到输入状况判定器213。输入状况判定单元213，由多个电源电压周期的峰值计算输入电流的变动幅度，从该计算而得的变动幅度减去由输入电流变动判定值设定器213a预先设定的输入电流变动判定值，将表示作为减法结果的变动幅度偏差的信号输出到目标相位宽度选定器214和斩波相位宽度提取器216。目标相位宽度选定器214，预先将应与变动幅度偏差的各种数值范围对应设定的期望的斩波相位宽度θwON *作为斩波相位宽度以表的方式存储于内置表存储器214m，基于表示来自输入状况判定器213的变动幅度偏差（输入电流的变动的程度）的信号，参照上述斩波相位宽度表，决定对应的斩波相位宽度θwON *，将表示该斩波相位宽度θwON *的信号输出到减法器204。
斩波相位宽度提取器216，基于来自斩波相位宽度检测器212的斩波状态的相位宽度和来自输入状况判定器213的变动幅度偏差，在判断为该相位宽度中未发生规定值以上的脉动时，将表示来自斩波相位宽度检测器212的斩波状态的斩波相位宽度θwON的信号保持原状输出到减法器204。另一方面，斩波相位宽度提取器216，当判断为该斩波相位宽度θwON中发生规定值以上的脉动时，提取预先设定的一定时间或一定频率的最大或平均的斩波状态的相位宽度，将表示该相位宽度的信号输出到减法器204。
根据如上所述构成的具有图9的控制电路111的整流电路装置，即使在发生规定值以上的脉动的存在脉动的负载的情况下，也能够提取对电源电压的高次谐波给予大影响的斩波状态的相位宽度θwON，能够实现电源电压的高次谐波的降低和电路损失的降低两者。
（实施方式7）
图10是表示本发明的实施方式7的整流电路装置的结构的电路图。另外，图11是表示图8的控制电路112的详细结构的框图。图10的整流电路装置的特征在于，对作为负载与压缩机驱动部300连接的压缩机301的电机进行驱动，其控制用压缩机控制电路302来实行。压缩机控制电路302如图10所示，对要以期望的转速使压缩机301的电机旋转的压缩机驱动部300和控制电路112输出转速指令Srot。
图10和图11的实施方式7的整流电路装置与实施方式6同样，特征在于，与不脉动的区域的期望的斩波相位宽度不同地，设置脉动的区域的期望的斩波相位宽度，且在该脉动的相位宽度的区域中，选择预先设定的一定时间或一定频率的最大或平均的斩波相位宽度，进行该斩波控制。
图11的控制电路112，与图9的控制电路111相比，特征在于：
（a）替代输入状况判定器213，具有基于来自压缩机控制电路302的转速指令Srot判定驱动状况的驱动状况判定器215，
（b）替代目标相位宽度选定器214，具备具有内置表存储器214Am的目标相位宽度选定器214A，
（c）替代斩波相位宽度提取器216，具有斩波相位宽度提取器216A。
图11中，从压缩机控制电路302将电机的转速指令Srot输入到驱动状况判定器215。驱动状况判定器215，从电机的转速指令Srot减去预先设定的转速，由此计算转速偏差，将表示转速偏差的信号输出到目标相位宽度选定器214A和斩波相位宽度提取器216A。目标相位宽度选定器214A，预先将应与转速偏差的各种数值范围对应设定的期望的斩波相位宽度θwON *作为斩波相位宽度表存储于内置表存储器214Am，基于表示来自驱动状况判定器215的转速偏差的信号，参照上述斩波相位宽度表，决定对应的斩波相位宽度θwON *，将表示该斩波相位宽度θwON *的信号输出到减法器204。
斩波相位宽度提取器216A，基于来自斩波相位宽度检测器212的斩波状态的相位宽度和来自驱动状况判定器215的转速偏差，在驱动压缩机301的转速超过预先设定的转速的情况下，将表示来自斩波相位宽度检测器212的斩波状态的相位宽度θwON的信号保持原状输出到减法器204。另一方面，斩波相位宽度提取器216A，在驱动压缩机301的转速为预先设定的转速以下的情况下，提取预先设定的一定时间或一定频率中的最大或平均的斩波状态的相位宽度，将表示该相位宽度的信号输出到减法器204。
在此，首先对本实施方式中的压缩机301与负载的关联进行说明。一般而言，家庭用等小型的制冷空调设备中使用的往复运动型或旋转活塞型的压缩机301，具有吸入行程、压缩行程、排出行程各自的行程中所需的动力大幅不同的特性，如果不能适当地供给各行程中所需的动力，则压缩机301发生振动，引起配管的破损等。因此，将各行程中的驱动用的电动机的瞬时速度控制为一定，进行抑制振动的控制。其结果是，作为本发明的整流电路装置的负载，具有按进展各行程的周期的脉动。另外，振动的发生也与各行程的进展周期相关联，具有如果周期缩短，则由于惯性矩的惯性效应而衰减的特性，当周期短、即电机的转速高时，需要实施抑制振动的控制，即使仅平均的速度控制也能够保持振动少的状态。而且，在仅平均的速度控制的情况下，DC侧的负载脉动也少。
例如，在压缩机301的转速超过某个值的转速区域中，即使以仅平均的速度控制进行驱动，在压缩机301的振动少的情况下，在该转速区域中，也不特别需要瞬时速度控制。而且，在流入到平滑电容器106的电源电流中该脉动的影响也消失，所以本实施方式的斩波相位宽度提取器216A，在超过上述规定的转速值的情况下，或者以其以下的某个转速驱动压缩机301，由此切换将斩波状态的相位宽度保持原状输出到减法器204、和提取预先设定的一定时间或一定频率的最大或平均的斩波状态的相位宽度并输出到减法器204。
接着对实施方式7的变形例在下面进行说明。
以与实施方式7相同的控制方法，当压缩机301的转速变高时，由于惯性效应，瞬时的旋转速度变动减少，基于瞬时的速度控制的对压缩机301供给的电力的脉动减少。因此，即使在瞬时速度控制总是动作的情况下，在转速高的区域中，从AC电源1侧看，负载的脉动的影响基本上没关系。在这种情况下，斩波相位宽度提取器216A，在压缩机301的转速高的区域中，将斩波状态的相位宽度信息保持原状输出到减法器204，在压缩机301的转速低的区域中，提取预先设定的一定时间或一定频率中的最大或平均的斩波状态的相位宽度并输出到减法器204，通过如此切换，能够实现电源高次谐波的降低和电路损失的降低两者。另外，这些切换的转速的阈值的值，是基于压缩机301的压缩比和惯性矩等的规格而变化的值。例如，只要以斩波相位宽度θwON或斩波停止状态的相位宽度θwOFF是否成为电源周期的每次发生变动的状态来决定即可。
另外，在需要抑制起因于驱动压缩机301时的转速而产生的振动的情况下实行的瞬时速度控制的具体方法有各种提案，但其方法的差异与本发明没有直接关系，所以省略详细说明。
通过这样的方式，即使在存在压缩机301的脉动的负载的情况下，通过使用压缩机301的电机的转速指令Srot，能够推定脉动负载的状况，所以能够不直接检测脉动状况地提取斩波状态的相位宽度，能够实现电源电压的高次谐波的降低和电路损失的降低两者。
另外，在本实施方式中，作为驱动状况判定器215的输入采用压缩机301的驱动转速指令Scot，但将在需要抑制起因于驱动压缩机301时的转速而产生的振动的情况下实行的瞬时速度控制的有无作为来自压缩机控制电路302的输入，按照瞬时速度控制的有无将目标相位宽度选择信号输出到目标相位宽度选定器214和斩波相位宽度提取器216A，也能够进行同样的斩波控制。
（实施方式8）
图12A是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第11动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图12B是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第12动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
实施方式8的控制电路100的特征在于，目标电流波形为正弦波以外的波形，例如为三角波，由此能够进一步降低电路损失。特别是当负载轻时，即使波形畸变增加，高次谐波电流本身也少，所以能够进一步降低损失。
图12A的第11动作例，是所输出的DC电压比较低、且半导体开关104进行斩波的相位宽度θwON比期望的相位宽度θwON *小的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间增加，所以从AC电源1经由电抗器102和二极管电桥105流入DC侧的电流增加。因此，AC电流的波形变得尖锐，AC电流的高次谐波成分增加。
另一方面，图12B的第12动作例，是所输出的DC电压比第11动作例高、且半导体开关104进行斩波的相位宽度θwON比期望的相位宽度θwON *大的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间减少，所以从AC电源1经由电抗器102和二极管电桥105流入DC侧的AC电流也减少，AC电流的高次谐波成分减少。但是，在图12B的第12动作例中，与图3A和图3B同样，与图12A中的波形相比，半导体开关104进行斩波的期间（相位宽度）增加，所以电路的损失增加。
实施方式8中，优选如图12A和图12B所示，使用如下的三角波：目标电流波形的瞬时的绝对值，随着时间经过，在从AC电压的0度（开始点）至180度（结束点）的期间的前半的期间中，以一定的倾斜度单调增加后，从规定的中间点（比90度小的角度）起以一定的倾斜度单调减少，之后在直到结束点为止具有为零的区间。
另外，在图12A和图12B中，在AC电压的半周期图示了一个斩波相位宽度θwON，所以在AC电压的半周期图示了两个斩波停止相位宽度。因此，如上所述，也可以基于两个斩波停止相位宽度的任一个相位宽度、或者合计的相位宽度进行斩波控制。
接着，对于实施方式8的变形例的、具有与图12A和图12B不同的别的形状的目标电流波形，参照图13A~图13D在下面进行说明。
图13A是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第13动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图13B是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第14动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。而且，图13C是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第15动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。另外，图13D是用于说明本发明的实施方式8的整流电路装置的控制电路100的第16动作例的控制动作的图，是表示AC电压与整流后的DC电压的关系、要控制的目标电流波形和实际控制后的AC电流的信号波形图。
图13A的第13动作例的目标电流波形，是如下的三角波：与图12A的目标电流波形相比，替代单调减少的区间，在后半的超过90度的规定的角度（例如110度）具有瞬时为零的区间（为零的一定的区间）。
另外，图13B的第14动作例的目标电流波形，是如下的波形：与图13A的目标电流波形相比，随着时间经过，使单调增加区间以正弦波状增加，在后半的超过90度的规定的角度（例如110度）具有瞬时为零的区间（为零的一定的区间）。
而且，图13C的第15动作例的目标电流波形，是如下的波形：在图13B的目标电流波形中设置制约条件，在前半部的正弦波波形中在90度前的中间点的角度（例如70度）瞬时为零。
而且，图13D的第16动作例的目标电流波形，是如下的波形：在图13C的目标电流波形中，随着时间经过，在从0度至第一中间点的规定期间为零（为零的一定的区间），之后直到第二中间点为止单调增加。
在图13C和13D的动作例中，在90度之前使目标电流变为零，但是也可以使用如下负载：在即将变为零的相位之前，成为从半导体开关104的斩波动作变为斩波停止的期间。而且，本动作例中，DC电压比AC电压的最高瞬间电压低，所以在90度附近，电流从AC电源1经由电抗器102和二极管电桥105流入，所以即使目标电流变为零，AC电流也会暂时继续流动一会儿，所以能够高效地实现高次谐波成分少的电流。
在以上各实施方式中，目标电流波形的单调增加或单调减少中，可以包含一定的期间，即可以使之实质上单调增加或实质上单调减少。在此，所谓“实质上单调增加”，是指在目标电流波形的相位θ1<θ2时，存在f(θ1)≤f(θ2)的关系的广义的单调增加，换言之，是指随着时间经过，至少增加，或者至少增加且一部分期间为一定的实质上单调增加。另外，所谓“实质上单调减少”，是指在目标电流波形的相位θ1<θ2时，存在f(θ1)≥f(θ2)的关系的广义的单调减少，换言之，是指随着时间经过，至少减少，或者至少减少且一部分期间为一定的实质上单调减少。
（实施方式9）
图14是表示本发明的实施方式9的整流电路装置的结构的电路图。实施方式9的整流电路装置的特征在于，将来自AC电源1的AC电压经由电抗器602通过由半导体开关604a、604b和二极管605a、605b、605c、605d构成的桥接电路整流，经由平滑电容器106驱动负载4。本实施方式的斩波控制方法，与实施方式1的图1的控制电路100同样，用斩波驱动信号Sch同时驱动两个半导体开关604b、604d。
（实施方式10）
图15是表示本发明的实施方式10的整流电路装置的结构的电路图。实施方式10的整流电路装置的特征在于，将来自AC电源1的AC电压经由电抗器702通过由半导体开关704a、704b和二极管705a、705b、705c、705d构成的桥接电路整流，经由平滑电容器106驱动负载4。本实施方式的斩波控制方法，根据来自AC电源1的AC电压的极性，用两个斩波驱动信号Sch1、Sch2，仅使任意一个半导体开关705a或705b斩波动作。例如，如果是AC电压的极性在连接有电抗器702的一侧高的期间，则用斩波驱动信号Sch2使半导体开关704b进行斩波，如果是AC电压的极性在连接有电抗器702的一侧低的期间，则用斩波驱动信号Sch1使半导体开关704a进行斩波。
此外，在本实施方式中，如果同时导通半导体开关704a和704b，会使向负载4的DC输出电压短路，所以有时在AC电压的极性反转的附近，设定成任一个半导体开关704a、704b都不导通。在这种情况下，在图3A和图3B中，斩波变为停止状态的相位在0度和180度附近也能发生。但是，在这种情况下，因为作为防止DC输出电压的短路，有意图地使斩波停止，所以不作为本发明的斩波变为停止状态的相位来处理，由此能够容易地实现。
接着，对于在实施方式1~10的整流电路装置中使用的电压电平比较器109的二值化处理，参照图16A和图16B在下面进行说明。
图16A是用于说明本发明的实施方式1~10的整流电路装置的电压电平比较器109的二值化处理的第1动作例的图，是表示AC电压与阈值电压Vth的关系和来自电压电平比较器109的二值信号的信号波形图。另外，图16B是用于说明本发明的实施方式1~10的整流电路装置的电压电平比较器109的二值化处理的第2动作例的图，是表示AC电压与阈值电压Vth的关系和来自电压电平比较器109的二值信号的信号波形图。
即，图16A和图16B表示根据AC电压是否为一定的电平以上的信息检测电压相位的方法。该信息将AC电压的瞬间电压是否超过阈值作为二值信号而得到。即，电压电平比较器109，将AC电压与阈值电压Vth作比较，当AC电压为阈值电压Vth以上时输出高电平信号，而在AC电压不足阈值电压Vth时输出低电平信号。
在此，即使阈值电压Vth发生变化，二值信号的周期也与电源频率相同，如果求出二值信号的高电平侧或低电平侧的中点，则能够获知AC电压相位的90度或270度的时间。另外，AC电压相位的90度与270度的中点成为180度和0度的相位。如果对像这样得到的信息使用PLL等来倍增（multiplying），则能够准确地获知瞬时的相位。
例如，如果倍增360，则一个脉冲相当于1度，如果对该脉冲计数，则能够得到单位为度的相位信息。然后，在所得到的相位信息中，调出其瞬时的目标电流波形即可。对于使用根据其他的电平比较而得到的二值信息来检测相位的方法，例如，也在本发明人公开的专利文献4中提出，没有特别限定。
通过使用本实施方式，即使DC电压的检测精度存在误差，由于相对地调整DC电压以使得进行斩波动作的相位宽度成为期望的相位宽度，所以成为同样的电流波形，实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。
（实施方式11）
图17是表示本发明的实施方式11的整流电路装置的控制电路100的详细结构的框图。实施方式11的整流电路装置的控制电路100的特征在于，与实施方式1的图2的控制电路100相比，在DC电压检测器110与减法器206之间，插入AD转换器230和LPF运算器231，在用数字运算实施的情况下提供特别有效的实施方式。以下对与图2的控制电路100的不同点进行说明。
图17中，表示由DC电压检测器110检测出的DC电压的模拟信号，通过以比AC电源1的频率充分高的采样频率进行AD转换的AD转换器230，转换为表示AD转换值Vad的数字信号之后，利用进行具有低通滤波特性的运算（详情后述）的LPF运算器231进行LPF运算，将其运算结果的信号（LPF运算值Vdca）输出到减法器206。在此，例如AC电源1的频率为60Hz，采样频率为600kHz。
图18是表示图17的LPF运算器231的详细结构的框图。图18中，将表示来自AD转换器230的AD转换值的信号输入到加法器253。加法器253将表示所输入的AD转换值的信号与来自常数乘法器251的信号相加，将表示作为加法结果的LPF运算值Vdca的信号输出到减法器206，并且经由延迟一个时钟时间的延迟器252输出到常数乘法器251。常数乘法器251对所输入的信号乘以规定的常数(2n-1)/(2n)，将表示乘法结果的信号输出到加法器253。设输入为X(j)、输入为Y(j)，用时序序列的递推公式表现图18的LPF运算器231的运算为下列公式（1）。
［公式1］
Y（j+1）←［（2n-1）/（2n）］×Y（j）+X（j）     （1）
该LPF运算处理为具有运算周期的“2n”倍的时间常数的一次型的低通滤波器，且振幅为“2n”倍。因此，通过执行该运算，对AD转换值Vad追加小数点以下的n比特的信息。
图19是表示图17的整流电路装置的动作的图，是表示来自AC电源1的AC电流Iac、DC电压Vdc和AD转换器230的AD转换值Vad（用虚线表示上述DC电压Vdc）的信号波形图。即，图19表示通过由单相AC的整流电路进行低通滤波处理，能够提高电压检测精度的动作原理。
来自单相AC电源1的AC电压存在为零的区间，瞬时的功率（电力）不为一定，所以即使使用平滑电容器106，DC电压也残留具有电源频率的2倍的频率的变动。为了使该变动变少，需要使平滑电容器106的电容容量无限大，在现实上是不可能的。
图19（c）表示以比AC电源1的频率充分高的采样频率对DC电压Vdc（用虚线表示）进行AD转换的情况的AD转换值Vad。根据瞬时的DC电压Vdc，所得的AD转换值Vad（数字值）取K、K+1、K+2、K+3……的值。在此，当对AD转换值Vad进行低通滤波运算时，在图19的情况下，收敛于（K+1）与（K+2）之间的值。进而，如图18所示，作为低通滤波运算包含成为2n倍的功能，所以得到{(K+1)×2n}与{(K+2)×2n}之间的值（整数值）。即，对AD转换器230的分辨率，追加小数点以下的n比特的信息，从而改善分辨率。另外，在DC电压Vdc中完全没有具有电源频率的2倍的频率的变动的如图19（c）的平均值那样的情况下，AD转换值Vad总是为（K+1），即使进行LPF运算，也不能改善分辨率（resolution）。即，本方法通过单相AC的整流电路装置能够发挥其效果。
（变形例和补充说明）
在实施方式1的图2的减法器206中，在指令电压Vdc*中也需要具有与AD转换器230同等的分辨率，由于直流电压Vdc*仅为信息，所以与上述同样地能够容易实现分辨率的提高。
另外，以在LPF运算中用2的乘幂的实例进行了说明，但将常数乘法器251的常数设定为0~1之间的值，也同样能够实现LPF运算。另外，根据图19的动作原理可以明了，LPF运算用图18所示的方法以外的方法也能够得到同样的效果。
即使在实施方式11的AD转换器230的分辨率粗糙的情况下，也能够得到细致的电压信息，所以能够高精度地调节DC电压Vdc，实现总是损失少且高次谐波电流少的整流动作。另外，本实施方式11的方法能够将到此为止已说明过的实施方式1~10组合来实施。
另外，作为所有实施方式通用，在从斩波停止状态变为斩波状态时，因电流的波动和噪音，仅在一瞬间再次变为停止状态，对于此，不将其作为本发明中的斩波变为停止的相位来处理，由此能够容易地实现。
进而，在本发明的实施方式中，在AC电压相位检测器201中检测AC电压的相位并以此为基准检测斩波相位宽度，但本发明并不限定于此，在AC电源1的频率固定的情况下，也可以基于AC电源1的零交叉等的信息检测出斩波相位宽度。另外，在检测斩波相位宽度时，也可以通过对作为斩波方法的一例的实现PWM控制的载波信号的脉冲数进行计数来计测斩波相位宽度的时间。
产业上的可利用性
如以上详述，本发明的整流电路装置能够使抑制高次谐波电流和减少电路损失两者都实现，所以也能适用于通过利用压缩机来压缩制冷剂构成热泵，进行制冷、供暖、或者食品等的冷冻等用途。
符号的说明
1……交流电源
4……负载
100、111、112……控制电路
102、602、702……电抗器
103……电流检测器
104、604a、604b、704a、704b……半导体开关
105……二极管桥接电路
106……平滑电容器
109……电压电平比较器
110……DC电压检测器
201……AC电压相位检测器
202……目标电流波形形成器
203……目标相位宽度设定器
204、206、209……减法器
205……相位宽度补偿运算器
207……Vdc补偿运算器
208……乘法器
210……Iac补偿运算器
211……脉冲宽度调制器
212……斩波相位宽度检测器
213……输入状况判定器
213a……输入电流变动判定值设定器214、214A……目标相位宽度选定器214m、214Am……内置表存储器
215……驱动状况判定器
216、216A……斩波相位宽度提取器230……AD转换器
231……低通滤波运算器
251……常数乘法器
252……延迟器
253……加法器
300……压缩驱动部
301……压缩机
302……压缩机控制电路
605a~605d、705a~705d……二极管

Claims (20)

1.一种整流电路装置，其特征在于：
通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从所述单相交流电源经由所述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，所述整流电路装置包括：
形成与所述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
检测从所述单相交流电源流通的交流电流的电流检测单元；
检测所述直流电压的电压检测单元；
对所述半导体开关的斩波动作进行控制以使检测出的所述交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的第一控制单元；
对所述目标电流波形的振幅进行控制以使检测出的所述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对所述规定的目标直流电压进行控制以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
2.如权利要求1所述的整流电路装置，其特征在于：
所述规定的相位宽度依赖于所述负载的电特性而被变更设定。
3.如权利要求2所述的整流电路装置，其特征在于：
所述负载的电特性为所述交流电流的变动幅度、或者所述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
4.如权利要求1~3中任一项所述的整流电路装置，其特征在于：
所述第三控制单元对所述规定的目标直流电压进行控制，以使在所述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个所述斩波动作相位宽度或多个所述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
5.如权利要求1~4中任一项所述的整流电路装置，其特征在于：
所述目标电流波形中，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间为固定的方式实质上单调增加，
（b）从所述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
6.如权利要求1~4中任一项所述的整流电路装置，其特征在于：
所述目标电流波形中，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从所述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从所述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间为固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
7.如权利要求1~5中任一项所述的整流电路装置，其特征在于：
还具有通过将所述交流电压与规定的阈值电压作比较而产生二值信号的相位检测单元，
所述波形形成单元，基于所述二值信号检测所述交流电压的周期和相位，基于检测出的该交流电压的周期和相位形成与所述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
所述第三控制单元，基于所述二值信号检测所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
8.如权利要求1~7中任一项所述的整流电路装置，其特征在于：
所述整流电路装置还具有：
设置在所述电压检测单元与所述第二控制单元之间，将检测出的所述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；和
设置在所述AD转换单元与所述第二控制单元之间，对所述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为检测出的所述直流电压输出到所述第二控制单元的运算单元。
9.如权利要求8所述的整流电路装置，其特征在于：
所述AD转换单元的采样频率设定为比所述单相交流电源的频率充分高。
10.如权利要求8或9所述的整流电路装置，其特征在于：
所述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
11.一种用于整流电路装置的控制电路，该整流电路装置通过使半导体开关进行斩波动作，使单相交流电源的输出端子经由电抗器短路或开路，将从所述单相交流电源经由所述电抗器供给的交流电压整流为直流电压供给负载，所述控制电路的特征在于：
所述控制电路包括：
形成与所述交流电压的波形相同频率的目标电流波形的波形形成单元；
对所述半导体开关的斩波动作进行控制以使从所述单相交流电源流通的交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的第一控制单元；
对所述目标电流波形的振幅进行控制以使所述直流电压实质上成为规定的目标直流电压的第二控制单元；和
对所述规定的目标直流电压进行控制以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的第三控制单元。
12.如权利要求11所述的控制电路，其特征在于：
所述规定的相位宽度依赖于所述负载的电特性而被变更设定。
13.如权利要求12所述的控制电路，其特征在于：
所述负载的电特性为所述交流电流的变动幅度、或者所述负载为压缩机时的对压缩机电机的转速指令。
14.如权利要求11~13中任一项所述的控制电路，其特征在于：
所述第三控制单元对所述规定的目标直流电压进行控制，以使在所述交流电压的极性固定的期间内，在存在多个所述斩波动作相位宽度或多个所述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度、或者合计的相位宽度实质上成为规定的相位宽度。
15.如权利要求11~14中任一项所述的控制电路，其特征在于：
所述目标电流波形中，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（b）从所述中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
16.如权利要求11~14中任一项所述的控制电路，其特征在于：
所述目标电流波形中，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性固定的期间内，设定成：
（a）从该期间的开始点至规定的第一中间点，具有随着时间经过为零的期间，
（b）从所述第一中间点至规定的第二中间点，以至少增加或者至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，
（c）从所述第二中间点至结束点，具有随着时间经过，以至少减少或者至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后为零的期间。
17.如权利要求11~15中任一项所述的控制电路，其特征在于：
所述整流电路装置还具有通过将所述交流电压与规定的阈值电压相比较而产生二值信号的相位检测单元，
所述波形形成单元，基于所述二值信号检测所述交流电压的周期和相位，基于该检测出的交流电压的周期和相位形成与所述交流电压的波形相同频率的目标电流波形，
所述第三控制单元，基于所述二值信号检测所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度。
18.如权利要求11~17中任一项所述的控制电路，其特征在于：
所述控制电路还具有：
设置在所述电压检测单元与所述第二控制单元之间，将所述直流电压AD转换为数字电压的AD转换单元；
设置在所述AD转换单元与所述第二控制单元之间，对所述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为所述直流电压输出到所述第二控制单元的运算单元。
19.如权利要求18所述的控制电路，其特征在于：
所述AD转换单元的采样频率设定为比所述单相交流电源的频率充分高。
20.如权利要求18或19所述的控制电路，其特征在于：
所述低通滤波运算以如下方式执行：将之前紧接的运算结果乘以“（2n-1）/（2n）”的系数之后，加上所输入的数字电压，将该加法结果的值作为下一次运算结果使用，其中n为整数。
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