CN101185044A - 功率因数校正的数字实现 - Google Patents

Abstract

根据本发明实施方式的用于提供功率因数校正的电路可以包括升压转换器电路和控制电路，所述控制电路从整流器接收整流后的AC输入电压、通过升压电感接收与电流成比例的信号并接收升压转换器的电容两端的DC总线电压作为输入。所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制PFC开关的导通时间。所述控制电路还包括电压调节器和电流调节器。所述电流调节器包括用于将与电感电流成比例的信号从电流参考信号中减去的差分装置；适于接收差分装置的输出并提供第一控制信号的PI控制器；用于接收整流后的AC输入电压并提供第二控制信号的前馈装置，该第二控制信号具有比AC输入电压的动态范围更小的动态范围；以及用于将第一控制信号加上第二控制信号以提供用于生成脉冲宽度调制信号的PWM参考信号的加法器。可以提供零交叉检测器和矢量转子以向电流调节器提供规则的正弦参考。如果需要可以提供局部PFC装置以提供局部模式PFC。

Description

功率因数校正的数字实现

相关申请

本申请要求于2005年4月28日提交的名为“DIGITALIMPLEMENTATION OF PFC”的临时申请60/675,541的优先权，其全部内容作为参考结合于此。

本申请还涉及于2005年11月4日提交的名为“DIGITAL CONTROL OFBRIDGELESS POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国专利申请11/267,516，上述申请要求于2004年11月8日提交的名为“DIGITALCONTROL OF BRIDGELESS POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国临时申请60/626,117的优先权，其全部内容作为参考结合于此。

技术领域

本申请涉及功率因数校正电路，即所述电路用于减小在馈送电源的电力线上产生的失真和谐波，并且特别地涉及构成所述电路的开关模式电源，所述电路包括连接的负载，该负载主要为电阻负载。更特别地，本申请涉及一种控制电路，该控制电路在功率因数校正电路的数字控制中使用以确保交流(AC)电压和电流基本同相从而提高了效率，并且同时避免了有害谐波的产生。

背景技术

图1示出了传统升压功率校正电路10和控制电路20。提供整流后的AC电压给升压电感L。功率因数校正(PFC)开关Q1与电感串联连接并且跨接于电感L后面的桥式整流器(BR)的输出端。升压二极管BD与电感L串联连接，并且输出电容器COUT以公知的方式与升压转换器电路的输出端连接。电容器COUT两端的电压是直流(DC)总线电压，并且该总线电压被提供给负载(LOAD)。

使用控制电路20控制PFC电路10。在控制电路20中，将DC总线电压V_DC提供给模—数(A/D)转换器12，该A/D转换器12还接收通过电阻RI或其他感测装置感测的电感L的电流I_IN并且接收整流后的AC输入电压V_IN。A/D转换器12产生三个输出，该三个输出包括DC总线电压V_DC(VdcFdb)的数字实现、输入电压V_IN(V_IN’)以及电感电流I_IN(I_IN’)。当对数字实现进行举例说明时，要注意的是最好在完全地模拟电路中执行基本相同的步骤。

斜坡发生器14接收DC参考电压Vdc_Ref。将斜坡发生器14的输出提供给差分电路16，其中将数字化的DC总线电压VdcFdb从斜坡电压中减去，并将由此得到的输出馈送给可以包括比例积分(PI)控制器18的电压调节器。将PI控制器18的输出馈送给乘法器电路22，其中将来自电压调节器(PI控制器18)的电压输出和输入电压V_IN’相乘。由此产生了电流参考PFC信号IREF_PFC，在差分级24中将电感电流I_IN’从所述电流参考PFC信号IREF_PFC中减去。将该差分级24的输出馈送给包括PI控制器26的电流调节器。将PI控制器26的输出CAOut馈送给比较器28，其中脉冲宽度调制(PWM)信号通过将由振荡器产生的振荡信号与控制器28的输出(CAOut)比较而产生，所述振荡信号典型地为斜坡或锯齿信号30。输出PWM_PFC控制PWM信号的占空比，该PWM信号被提供以控制开关Q1，从而控制功率因数校正。PFC激活信号32可以由另外的电路提供给组块14、18、26和28以禁止PFC的操作。

如上所述是在图1中进行示例性说明的控制电路20，且在控制PFC的应用中，数字电路与模拟电路基本相同。然而，数字PFC控制电路20具有某些固有的局限，尤其基于其为数字电路的事实。图3示出了PFC控制的关键是电流调节回路，所述电流调节回路促使感应器电流波形追踪整流后的半波正弦参考IREF_PFC。所述调节典型地通过PI控制器26得到完全实现。PI控制器典型地擅长调节具有恒定的DC值稳态的信号，但通常不用于调节如正弦电流的时变信号，除非控制器的控制带宽非常高。然而，在PFC控制设置中，电感电流始终以正弦方式改变。因此，没有供PI控制器调节的稳态信号。此外，采样保持(S/H)延迟对于模—数(A/D)转换过程来说是固有的，这将使设置更加复杂化。

所述S/H延迟可以表示如下：

$H\left(s\right)=\frac{1-e^{-T_{s}s}}{s}\≈\frac{1}{\mathrm{PI}\frac{T_s-s}{2}},$

(式1.1)

其中T_s是采样周期。当T_s足够小时，以上示出的近似值有效。如图4所示，采样周期T_s越长，则相移越大。所述相移将减少闭环增益的裕度并且影响系统的稳定性。为了维持闭环控制的稳定性，应当减小PI控制器26的增益和带宽。然而，如上所述，当PI控制器26的增益和带宽减小时，所述PI控制器26将不能对会导致高失真和较低功率因数的正弦参考信号进行追踪。图5A和5B示出了无桥PFC电路的试验波形，该无桥PFC电路在重负载(5A)和轻负载(5B)下分别使用传统数字控制和20kHz A/D采样率。如图所示，电流波形中具有显著的失真和振荡。由于失真使得电路不符合EN61000-3-2 A类谐波标准。

此外，PWM级28自身会引发问题。PFC建模理论指出了PWM级具有与上述的数字控制中的样本和保持(S/H)延迟相似的采样数据影响。因此，当PWM载波频率过低时，即使使用模拟控制电路，电流控制性能仍不理想。然而，在模拟控制电路中，PWM载波频率通常相对较高，典型地在50kHz到100kHz范围内。因此，可以将电流回路带宽设计为在5kHz到10kHz范围内。在该频率下，电流可以被控制以具有对正弦参考相对较好的追踪。也就是说，模拟控制电路的局限性在一定程度上被“掩盖”。然而，在高开关频率下，即使在模拟控制电路中也会出现非期望的开关损耗和电磁干扰(EMI)噪声。如上所述，数字控制可以处理这些问题，但会带来其特有的问题。

一种解决方案是在A/D过程中使用较高的采样率，较高的采样率导致较小的T_s并减少相移。尽管由此使得电流波形控制得到改善，但由于在数字处理器中高速A/D转换必然伴随高计算功率，因此数字IC的成本显著增加。尽管上述的问题是参考图1中的传统升压PFC电路10进行讨论的，但要注意的是使用例如图2中的无桥PFC电路10a会有同样的问题出现。

图1A示出了PFC控制电路的另一个实施方式，该PFC控制电路采用了如在2005年11月4日提交的名为“HIGH FREQUENCY PARTIAL BOOSTPOWER FACTOR CORRECTION CONTROL CIRCUIT AND METHOD”的美国专利申请11,269,377中所述的局部模式PFC和PWM消隐，该申请为2005年6月24日提交的、并要求于2004年6月28日提交的名为“A NEWHIGH-FREQUENCY PARTIAL BOOST POWER-FACTOR-CORRECTIONCONTROL METHOD”的临时申请60/583,752的优先权的名为“HIGHFREQUENCY PARTIAL  BOOST POWER  FACTOR  CORRECTIONCONTROL CIRCUIT AND METHOD”的申请11/165,939的部分继续申请，上述每一申请的全部内容作为参考结合于此。其中还对PWM消隐算法进行了描述，并且同样在于2004年11月8日提交的名为“PWM BLANKINGALGORITHM IN HIGH FREQUENCY PARTIAL PFC”的临时申请60/626,113和于2004年11月8日提交的名为“DC BUS VOLTAGE CONTROLMETHOD IN HIGH-FREQUENCY PARTIAL PFC”的临时申请60/626,112中进行了描述，其全部内容作为参考结合于此。

在局部模式PFC中，局部PFC控制器90对瞬时整流后的AC输入电压和瞬时DC总线电压进行反馈，并将两者进行比较。当整流后的AC输入电压(V_IN)小于DC总线电压(V_DC)时，局部PFC控制器90将信号提供至PWM比较器28以激活PWM比较器，因此PWM信号被提供以控制开关Q1的导通时间。当V_IN大于V_DC时，也就是当整流后的AC输入电压大于DC输入电压时，在许多应用中，开关Q1的PWM转换不是必要的，且因此PWM转换信号的生成被禁止。局部PFC控制器90提供关闭信号到PWM比较器28以禁止PWM运行，且因此开关Q1维持在断开状态。由于PFC在一些应用中不是必要的，因此上述的局部模式PFC是有用的并由此在某些情况下便于将PWM中断。然而，当PWM运行有效时，将出现与如下所述与波形的失真有关的同样的问题。

图1A示出了采用局部模式PFC的PFC电路的一个实施例。图1A中的电路除了包括局部PFC控制器90之外，与图1中的电路基本相似。因此，图1A的电路中的共同元件以与图1中相同的参考标记示出。图5C分别示出了传统全PFC控制电路和图1A中的局部PFC控制电路的波形。此外，图5D和图5E示出了关于功率因数和效率方面局部模式PFC强于全PFC的优势。图5F还示出了与全升压PFC相比由局部模式PFC提供的改进的EMI影响。图5G还示出了当与关于EN61000-3-2A类谐波标准的全升压PFC相比由局部模式PFC提供的改进。因此，使用局部PFC具有若干优势，然而，使用局部模式PFC提供的正弦曲线波形具有与例如图1中的传统电路相同的失真问题。

因此，需要提供一种可避免上述问题的可供选择的数字控制电路和方法。

发明内容

本发明的目的是提供可避免上述问题的功率因数校正的数字控制。

根据本发明的实施方式的用于提供功率因数校正的电路包括升压转换器电路，所述升压转换器电路具有升压电感以及与该升压电感串联连接的功率因数校正开关，所述升压电感与功率因数校正开关跨接于整流器的输出端，所述整流器被提供来自交流线路的交流电能，所述升压转换器电路还包括连接到所述电感和所述开关之间的结点的升压二极管、该升压二极管的输出端连接至输出电容器，在所述输出电容器两端提供的DC总线电压以及控制电路，该控制电路从所述整流器接收整流后的AC输入电压、通过电感接收与电流成比例的信号并接收电容器两端的DC总线电压作为输入，且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正开关的导通时间。所述控制电路还包括电压调节器，所述电压调节器基于参考电压和DC总线电压提供经调节的电压信号；乘法器，所述乘法器用于将经调节的电压信号与整流后的输入电压相乘以提供电流参考信号；电流调节器，所述电流调节器接收电流参考信号以及与电感电流成比例的信号。所述电流调节器还包括差分装置，该差分装置用于从电流参考信号中减去与电感电流成比例的信号；PI控制器，该PI控制器适于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；前馈装置，该前馈装置用于接收整流后的AC输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有较AC输入电压更小的动态范围；加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上第二控制信号以提供PWM参考信号；以及脉冲宽度调制发生器，该脉冲宽度调制发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述PFC电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制发生器采用PWM参考信号来生成脉冲宽度调制信号。

根据本发明的另一实施方式的用于提供功率因数校正的电路包括升压转换器电路，所述升压转换器电路具有升压电感以及与该升压电感串联连接的功率因数校正开关，所述升压电感与功率因数校正开关跨接于整流器的输出端，所述整流器被提供来自交流线路的交流电能，所述升压转换器电路还包括连接到所述电感和所述开关之间的结点的升压二极管、该升压二极管的输出端连接至输出电容器，在所述输出电容器两端提供的DC总线电压以及控制电路，该控制电路接收来自整流器的整流后的AC输入电压、通过电感接收与电流成比例的信号以及接收电容器两端的DC总线电压作为输入，且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制功率因数校正开关的导通时间。所述控制包括电压调节器，该电压调节器基于参考电压和DC总线电压提供经调节的电压信号；零交叉检测器，该零交叉检测器接收整流后的AC电压并提供指示AC输入电压的相位的角度信号；矢量转子，该矢量转子适于接收所述角度信号和整流后的AC电压并提供与AC输入电压同相的规则的正弦参考信号；乘法器，该乘法器用于将经调节的电压信号与规则的正弦参考信号相乘以提供电流参考信号；电流调节器，该电流调节器接收所述电流参考信号和与所述电感电流成比例的信号并提供PWM参考信号；以及脉冲宽度调制发生器，该脉冲宽度调制发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述PFC电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制发生器采用PWM参考信号来生成脉冲宽度调制信号。

根据本发明的又一实施方式的用于提供功率因数校正的电路包括无桥升压转换器电路、用于AC线电压的输入电路、以及接收AC线电压的控制电路，所述控制电路用于提供脉冲宽度调制信号以控制无桥升压转换器电路的PFC开关的导通时间。所述控制电路包括缩放装置，该缩放装置用于将AC线电压从双级按比例缩减为单极形式；模—数转换器，该模—数转换器用于将单极AC电压转换为数字数据；数字整流器，该数字整流器用于对单极AC电压的数字数据进行处理以提供与输入AC线电压成比例并同相的半正弦AC信号；电压调节器，该电压调节器基于参考电压和所述DC总线电压提供经调节的电压信号；乘法器，该乘法器用于将整流后的输入电压与经调节的电压信号相乘以提供电流参考信号；以及电流调节器，该电流调节器接收电流参考信号和与电感电流成比例的信号。所述电流调节器包括差分装置，该差分装置用于从所述电流参考信号中减去与所述电感电流成比例的信号；PI控制器，该PI控制器适于接收所述差分装置的输出并提供控制信号；前馈回路装置，该前馈回路装置用于接收整流后的AC输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有比整流后的AC输入电压的动态范围更小的动态范围；加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供PWM参考信号；以及脉冲宽度调制发生器，该脉冲宽度调制发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述PFC电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制发生器采用PWM参考信号来生成脉冲宽度调制信号。

根据本发明的一个实施方式的与功率因数校正电路一起使用的数字控制电路包括电压调节器，该电压调节器基于参考电压和功率因数校正电路的DC总线电压而提供经调节的电压信号；乘法器，该乘法器将经调节的电压信号与功率因数校正电路的整流后的输入电压相乘以提供电流参考信号；电流调节器，该电流调节器接收电流参考信号和与功率因数校正电路的电感电流成比例的信号。所述电流调节器包括差分装置，该差分装置用于从电流参考信号中减去与所述电感电流成比例的信号；PI控制器，该PI控制器适于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；前馈装置，该前馈装置用于接收整流后的输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有较功率因数校正电路的AC输入电压更小的动态范围；加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供PWM参考信号；以及脉冲宽度调制信号发生器，该脉冲宽度调制信号发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制功率因数校正电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制信号发生器采用PWM参考信号来生成脉冲宽度调制信号。

结合附图，本发明的其他特征和优点将会在下面的本发明的实施方式中加以更清楚的描述。

附图说明

图1是传统的功率因数校正电路的示意图；

图1A是采用局部模式功率因数校正的功率因数校正电路的示意图；

图2是无桥升压整流器的示意图；

图3是图1中电路的电流调节回路的简化示意图；

图4是显示了图1的电路中的采样延迟对相移的影响的图示；

图5A显示了图1的电路在重负载情况下的波形的图示；

图5B显示了图1的电路在轻负载情况下的波形的图示；

图5C显示了图1A的电路的波形及因此所提供的优势的图示；

图5D显示了由图1A中的电路提供的电路效率的优势的图示；

图5E显示了由图1A中的电路提供的功率因数的优势的图示；

图5F显示了由图1A中的电路提供的关于EMI失真的优势；

图5G显示了参考谐波标准由图1A中的电路提供的优势的图示；

图6显示了图1的电路中的整流后的AC输入电压的动态范围的图示；

图7显示了根据本发明的实施方式的简化的电流调节回路；

图8显示了根据本发明的一个实施方式的采用图7中的电流调节回路的功率因数校正电路；

图8A显示了根据本发明另一实施方式的采用图7中的电流调节回路的功率因数校正电路；

图9显示了由图8中的电路提供的波形的优势的图示；

图10A显示了图8中的电路在重负载情况下的波形的图示；

图10B显示了图8中的电路在轻负载情况下的波形的图示；

图11显示了根据本发明另一实施方式的功率因数校正电路；

图11A为根据本发明另一实施方式的功率因数校正电路的示意图；

图12A显示了图11中的电路在重负载情况下的波形的图示；

图12B显示了图11中的电路在轻负载情况下的波形的图示；以及

图13显示了图8和图11中的电路关于谐波标准的优势的图示；

图14是根据本发明的实施方式的矢量转子的示意图。

具体实施方式

要注意的是虽然图1中的PFC电路10显示了传统的升压PFC电路，但是本发明的控制概念及实现同样适用于无桥PFC电路10a，例如，图2中所示。更多关于功率因数校正和无桥PFC电路中的数字控制的详细信息可以在于2005年11月4日由Yong Li提交的名为“DIGITAL CONTROL OFBRIDGELESS POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国专利申请11/267,516中找到，其内容作为参考结合于此。

首先，对如图3中所示的PFC电流调节回路进行描述，尤其对如何通过PI控制器26实现电流调节进行描述。PFC电流调节回路的终级输出为占空比指令PWM-PFC。采用PWM转换周期平均值以及PFC电路的建模，瞬时导通占空比d(t)可表示如下：

$d\left(t\right)=1-\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{V_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}+\frac{L}{V_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}\·\frac{{\mathrm{di}}_L\left(t\right)}{\mathrm{dt}}$ (式1.2)

其中V_in(t)为瞬时AC输入电压，V_dc(t)为瞬时DC总线电压，i_L(t)为瞬时电感电流，且L为PFC感应系数。V_in(t)表示如下：

V_in(t)＝V_in-pk·sin(2πf·t)    (式1.3)

其中V_in-pk为AC输入电压的峰值，f为线路频率(典型地为50Hz/60Hz)。假设PFC电流调节回路是理想化的，则电感电流i_L(t)精确地跟随正弦AC输入电压，并可表示如下：

i_L(t)＝i_{I_pk}·sin(2πf·t)    (式1.4)

其中i_{L_pk}为所述电感电流的峰值。式1.2的第一项[1-V_in(t)/V_dc(t)]代表“准”稳态信息，该信息与正弦波形相反；第二项L/V_dc(t)·di_L(t)/dt代表环绕“准”稳态的小的动态改变。通常地，所述第一项在振幅中居统治地位而所述第二项很小，但该第二项对提供期望的电流调节回路仍非常重要。

图6显示了占空比d(t)波形相对半波线电压波形V_in(t)的图示。如图所示，d(t)具有0到100％范围内变化的反向正弦波形。当V_in(t)＝0时，d(t)应为最大值(接近100％)，且当V_in(t)达到其峰值时，d(t)减小至其最小值。根据V_in-pk与所述DC总线电压的比例，d(t)的最小值可以接近0。

为了与占空比d(t)相对应，该占空比指令PWM-PFC应为：

$\mathrm{PWM}\_\mathrm{PFC}=[1-\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{pk}}\·\sin (2\mathrm{\πf}\·t)}{V_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}+\frac{L}{V_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}\·\frac{{\mathrm{di}}_L\left(t\right)}{\mathrm{dt}}]\·V_m$ (式1.5)

其中V_m为PWM载波的峰值。

在传统的数字PFC控制电路中，例如图3中的简化形式所显示的，电流控制完全通过例如PI控制器26的控制器米实现。所述PI控制器输出CAOut与PWM-PFC相等。因此，PI控制器26必须在每半个线路周期中在所述值在100％和接近0％之间变化时处理较大的动态变化(典型地，在50Hz线为10ms，在60Hz线为8.3ms)。因此，按照传统的方法，事实上不可能以正弦波形控制电流，特别是例如在20kHz范围内以相对低的A/D采样速率使用数字控制电路时。

图7显示了根据本发明的实施方式的在数字PFC控制电路中的电流调节回路结构的简化的示意图。图8显示了根据本发明的实施方式的采用了图7中的电流回路结构的具有数字控制电路20’的PFC电路10’。

在图7中可见，本发明的数字PFC控制电路中的电流调节回路结构包括提供有整流后的AC输入电压的前馈回路装置70。图7中的电路与上述图3中的电路类似，并且同样的元件使用同样的参考标记进行标识。同样的，图8中的电路与图1中的电路类似并且同样的元件使用同样的参考标记进行标识。尽管图8显示了传统的升压PFC电路，但本申请的发明同样可以应用于无桥PFC电路拓扑。在此情况下，前馈回路同样提供半正弦AC输入电压信号。作为替换地，如图8A所示，用以同样的用途，前馈回路装置70同样可以与上述的局部模式PFC电路一起使用。

在图7、图8和图8A中可见，占空比指令PWM_PFC不再由PI控制器26单独提供，而是由PI控制器和前馈回路装置(FFD)70经由加法器27提供，从而使PWM_PFC＝CAOut+FFD_OUT，其中CAOut是PI控制器26的输出，而FFD_OUT是前馈回路装置70的输出。

信号FFD_OUT基于瞬时AC输入电压信息并且表示如下：

$\mathrm{FFD}\_\mathrm{OUT}=[1-\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{V_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}]\·V_m\·K\_\mathrm{FFD}$ (式1.6)

其中K_FFD为前馈回路装置70的增益，该K_FFD可以在大约0-2的范围内调节。

图9显示了前馈回路装置70的输出FFD_OUT，该FFD_OUT提供正弦形信息以对电流或PI控制器26的“准”稳态运行点进行控制。因此，电流回路仍与上述图3中的电路类似。然而，所述PI调节环绕所述“准”稳态运行点的较小的动态而不处理较大的动态。因此，PI控制器26的输出CAOut改变的范围非常小。因此，可以控制所述电感电流以精密地追踪正弦参考而不需要通过电流调节器提供高带宽或回路增益。

在对前馈控制装置进行设计时，需要紧记几个标准，特别是使用低A/D采样速率。第一重要标准是PI增益。PI控制器状态可以表示如下：

$\mathrm{PI}\left(s\right)=\frac{\mathrm{CAOut}}{\mathrm{Err}}=\mathrm{Kp}+\frac{\mathrm{Ki}}{s}$ (式1.7)

其中Kp为比例增益，且Ki为积分增益。在前馈信号之后将FFD_OUT加入到控制回路，PI增益优选地被减小。

需要紧记的第二标准是前馈增益K_FFD。前馈增益K_FFD的最优值在0.7-0.9和1.1-1.5之间。然而，优选为不将K_FFD设置为1。当K_FFD＝0时，无前馈并且控制电路20’与上述的传统的控制电路20的工作相同。

此外，还有一些与前馈控制装置的实现有关的考虑。如上所述，使用瞬时DC总线电压V_dc(t)来计算FFD_OUT。给定电压调节器、(PI控制器24)该PI控制器24典型地具有非常低的带宽，且可以对DC总线电压进行控制以使其与参考V_{dc_Ref}相等，上述的等式可以简化表示如下：

$\mathrm{FFD}\_\mathrm{OUT}=[1-\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{V_{\mathrm{dc}\_\mathrm{ref}}}]\·V_m\·K\_\mathrm{FFD}$ (式1.8)

该简化的等式将在需要可变DC总线电压的应用中简化前馈回路设计，例如，在空调电机驱动中的简化。如果DC总线在特殊应用中保持不变，并且参考V_{dc_Ref}不变，则还可具有如下简化：

FFD_OUT＝K₁-K₂·V_in(t)    (式1.9)

其中

K₁＝V_m-K_FFD，以及

K₂＝V_m-K_FFD/V_{dc_Ref}.

可见，K₁和K₂都为常数，并且因此，所需的计算被有效地简化。

图10A和图10B分别显示了如上所述的采用前馈控制装置70的单相PFC电路在重负载(图10A)和轻负载(图10B)下的试验波形。测试电路和A/D采样率(20kHz)与准备上述图5A和图5B的应用相同。如图所示，与图5A和图5B相比，在图10A和图10B中使用前馈控制装置70充分地改善了电流波形。

因此，木发明的前馈控制装置70改善了根据本发明的PFC电路的性能。然而，根据本发明的另外的改进提供了更好的效果。

在本发明提供的另一实施方式中，可以提供“矢量转子”来改进PFC电控制电路提供规则的正弦参考信号而不管AC输入电压的实际形式或失真。除了对电流进行控制以提供规则的正弦波形之外，根据本实施方式的PFC控制电路使PFC控制电路不受AC电压变化的影响。

通常地，PFC控制需要用于电流调节器(例如PI控制器26)的正弦参考。因此，所述正弦参考应与所述AC输入电压同相，并如上所述，如图1和8中所示，通常可通过采用整流后的半波输入电压(V_IN)和/或通过A/D转换(V_IN’)而获得。然而，在现实条件下，存在不可忽略的线性阻抗畸变和/或在AC电压源(例如可为220V或230V)中存在来自应用线路中的失真，该失真导致了电流波形中也存在失真。例如，如图10A和10B所示，两图均显示了来自图8中所示电路的测试结果，即使当前馈控制信号FFD_OUT被用于电流调节时，所述电感电流并不是完整的正弦波。特别地，电流波形在顶点变为水平，该水平顶点是由AC输入电压中的水平顶点造成的，AC输入电压中的水平顶点是由于极大的线性阻抗所致。该水平顶点导致了低阶谐波电流，主要是第五谐波电流。虽然该低阶谐波电流通常不影响服从上文中所述的谐波标准，但其在某些应用中仍是非期望的。当需要完整正弦电流时，优选为采用规则的正弦参考。

通常地，“零交叉”检测器被用于确定AC输入电压的相角θ。零交叉检测器可通过使用硬件或使用瞬时AC输入电压的A/D结果得以实现并且可以与锁相回路(PLL)结合使用，用以处理AC线频率在50Hz到60Hz间变化或存在噪声的情况。通常提供查找表，该表存储了变化的相角对应的瞬时正弦值。作为选择地，实时计算可被用于确定该瞬时正弦值。然而，这种传统的方法需要额外的存储空间和/或IC中的高计算功率。

根据本发明的一个实施方式，包括数字控制电路的功率因数校正电路在所述查找表的位置上应用矢量转子和/或应用实时计算以产生规则的、用于数字PFC控制电路的正弦参考。

矢量转子块最初因三相电机应用而被开发和使用，并通常作为用于运动控制的独立IC模块而被实现。根据本发明的一个实施方式的PFC控制电路采用所述矢量转子用于无需采用附加硬件或固件源的PFC应用。

所述矢量转子通常以图14所示形式表示。图14中所示的矢量转子模块实现以下功能：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Output}1\\ \mathrm{Output}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}\mathrm{Input}1\\ \mathrm{Input}2\end{array}\right]$ (式1.10)

下列计算式在离散域中进行运算：

xout＝xin*cos(angle)+yin*sin(angle)

yout＝-xin-sin(angle)+yin*cos(angle)

所述输入值D、Q(输入1和输入2)优选为具有+/-2¹²的数据范围。角度输入值优选为具有数值范围为0-16383的14比特转角，该数值范围代表的角度范围为0-359.978。

所述矢量转子以往被用于将转动框形d、q分量转换为固定α、β分量以用于运动控制，从而使得：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]$ (式1.11)

其中，电流I_α、I_β通常根据瞬时过程而时变。但是，如上所述，在PFC控制中，在采用零交叉检测器和/或PLL获得相角θ信息后，可将输入1设置为常数K，将输入2设置为0，或反之亦然。因此，我们可以通过sinθ确定输出1和输出2，从而：

如果 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Input}1\\ \mathrm{Input}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}K\\ 0\end{array}\right],$

则 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Output}1\\ \mathrm{Output}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}K\·\cos \mathrm{\θ}\\ K\·\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]$ (式1.12)

因此，显而易见的是，输出2将产生与AC输入电压同相的规则的正弦参考，而无论AC输入电压的实际形式如何。

此外，由于K为常数，为了产生规则的正弦参考，仅需AC输入电压的相位信息，而无需AC输入电压的实际振幅信息，因此PFC控制回路不受对通用线路操作很重要的AC输入电压的变化的影响。对于现今大多数模拟PFC控制IC而言，为了使PFC控制回路不受AC输入电压变化的影响，需要额外的电路和元件。

图11显示了功率因数校正电路，该功率因数校正电路包括升压整流器10”和包括零交叉检测器80和矢量转子82的控制电路20”，所述零交叉检测器80和矢量转子82用于通过例如乘法器22而提供正弦参考信号到电流调节器。

如图11可见，PFC电路还可以包括上述前馈回路装置70。数字化输入电压V_IN’优选为被提供给零交叉检测器80，该零交叉检测器80用于确定AC输入电压的相角θ。该信息被提供给如上所述的矢量转子82。矢量转子82的输出继而可提供近乎完美的与AC输入电压同相的正弦参考信号。该正弦参考信号被提供给例如乘法器22，并应用于电流调节回路以确保电感电流与上述AC输入电压的相位相符。

同样地，图11A显示了PFC电路，该PFC电路包括前馈控制装置70、零交叉检测器80和矢量转子82以及在局部模式PFC中采用的局部PFC模块90。

图12A和图12B显示了图11中电路使用20KHz的A/D转换产生的实验波形。图12A和图12B的波形使用相同的测试电路和采样率，该测试电路和采样率用于生成图5A和图5B以及图10A和图10B中的波形。比较图10A和图10B可见，图12A和12B中所示的电流波形为完整的正弦波，并且实际上甚至比AC电源输入电压更接近正弦波形，所述AC电源输入电压由于极大的线路阻抗而具有水平顶点。传统PFC控制电路不提供如此有益效果。图11A中显示的电路与图11的电路相似，但多了局部PFC控制器90。采用图11中电路的正弦波形的图11A中的电路提供了相似的有益效果。

在图13中，在最大特定输入电流的条件下将所测量的图11中电路的谐波与EN61000-3-2A类相比较，在此情况下所述最大特定输入电流为16A。采用上述参考图8的前馈控制回路70可以满足该标准。然而，如图所示，在第五谐波中，AC输入电压具有显著的第五谐波，如果不采用上述的矢量转子82，则该谐波将被引入电流矢量。如果所述第五谐波被引入，则正弦参考失真，然而，采用零交叉检测器80和矢量转子82，所述正弦参考仍保持规则。

因此，显而易见的是，此处所述的PFC控制电路的实施方式提供了实质上的改进的结果。上述根据图8的前馈控制装置70实质地改进了电流波形的正弦形状。此外，通过使用矢量转子82进一步改进了所述波形，提供了比AC输入电压更规则的的正弦参考波形。

尽管本发明参考特定实施方式描述，但许多其他的变化和修改以及其他应用将很容易为本领域技术人员所公知。因此，本发明不应限于此处的特定公开内容，而仅由所附权利要求限定。

Claims (20)

1.一种用于提供功率因数校正的电路，该电路包括：

升压转换器电路，所述升压转换器电路具有升压电感以及与该升压电感串联连接的功率因数校正开关，所述升压电感与功率因数校正开关跨接于整流器的输出端，所述整流器被提供来自交流线路的交流电能，所述升压转换器电路还包括连接至所述电感和所述开关之间的结点的升压二极管，该升压二极管的输出端连接至输出电容器，在所述输出电容器两端提供有直流总线电压，

所述用于提供功率因数校正的电路还包括控制电路，所述控制电路接收来自所述整流器的整流后的交流输入电压、与通过所述电感的电流成比例的信号以及所述电容器两端的直流总线电压作为输入，且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正开关的导通时间，所述控制电路还包括：

电压调节器，该电压调节器基于参考电压和所述直流总线电压而提供经调节的电压信号；

乘法器，所述乘法器用于将所述经调节的电压信号与整流后的交流输入电压相乘以提供电流参考信号；

电流调节器，所述电流调节器接收所述电流参考信号以及所述与电感电流成比例的信号，其中所述电流调节器还包括：

差分装置，该差分装置用于从电流参考信号中减去所述与电感电流成比例的信号；

比例积分控制器，该比例积分控制器用于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；

前馈装置，该前馈装置用于接收所述整流后的交流输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有比交流输入电压的动态范围更小的动态范围；

加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供脉冲宽度调制参考信号；以及

脉冲宽度调制信号发生器，该脉冲宽度调制信号发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制信号发生器采用脉冲宽度调制参考信号来生成所述脉冲宽度调制信号。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述前馈回路装置提供所述交流输入电压的正弦波形信息，从而使由所述脉冲宽度调制信号发生器生成的所述脉冲宽度调制信号驱动所述升压转换器电路以提供基本为正弦形的电感电流。

3.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制电路还包括：

零交叉检测器，该零交叉检测器接收所述整流后的交流电压并提供指示所述交流输入电压的相位的角度信号；以及

矢量转子，该矢量转子用于接收所述角度信号和所述整流后的交流输入电压并提供与所述交流输入电压同相的规则的正弦参考信号以及将所述规则的正弦参考信号提供给所述乘法器。

4.根据权利要求3所述的电路，其中所述控制电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

6.一种用于提供功率因数校正的电路，该电路包括：

升压转换器电路，所述升压转换器电路具有升压电感以及与该升压电感串联连接的功率因数校正开关，所述升压电感与功率因数校正开关跨接于整流器的输出端，所述整流器被提供来自交流线路的交流电能，该升压转换器电路还包括连接至电感和所述开关之间的结点的升压二极管，该升压二极管的输出端连接至输出电容器，在所述输出电容器两端提供的直流总线电压；

所述用于提供功率因数校正的电路还包括控制电路，所述控制电路接收来自所述整流器的整流后的交流输入电压、与通过所述电感的电流成比例的信号以及所述电容器两端的直流总线电压作为输入，且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正开关的导通时间，所述控制电路还包括：

电压调节器，该电压调节器基于参考电压和所述直流总线电压而提供经调节的电压信号；

零交叉检测器，该零交叉检测器接收所述整流后的交流电压并提供指示所述交流输入电压的相位的角度信号；

矢量转子，该矢量转子用于接收所述角度信号和所述整流后的交流输入电压并提供与所述交流输入电压同相的规则的正弦参考信号；

乘法器，该乘法器用于将所述经调节的电压信号与所述规则的正弦参考信号相乘以提供电流参考信号；

电流调节器，该电流调节器接收所述电流参考信号和所述与电感电流成比例的信号并提供脉冲宽度调制参考信号；以及

脉冲宽度调制信号发生器，该脉冲宽度调制信号发生器用于提供所述脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制信号发生器采用所述脉冲宽度调制参考信号来生成所述脉冲宽度调制信号。

7.根据权利要求6所述的电路，其中所述电流调节器还包括：

差分装置，该差分装置用于从所述电流参考信号中减去所述与电感电流成比例的信号；

比例积分控制器，该比例积分控制器用于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；

前馈装置，该前馈装置用于接收所述整流后的交流输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有比所述整流后的交流输入电压的动态范围更小的动态范围；以及

加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供脉冲宽度调制参考信号。

8.根据权利要求7所述的电路，其中所述前馈回路装置提供所述交流输入电压的正弦波形信息，从而使由所述脉冲宽度调制信号发生器生成的所述脉冲宽度调制信号驱动所述升压转换器电路以提供基本为正弦的电感电流。

9.根据权利要求8所述的电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置用于提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

10.根据权利要求6所述的电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置用于提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

11.一种用于提供功率因数校正的电路，该电路包括：

无桥升压转换器电路；

用于交流线电压的输入电路；

接收所述交流线电压的控制电路，所述控制电路用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述无桥升压转换器电路的功率因数校正开关的导通时间；

所述控制电路包括：

缩放装置，该缩放装置用于将所述交流线电压从双极按比例缩减至单极形式；

模数转换器，该模数转换器用于将所述单极交流电压转换为数字数据；

数字整流器，该数字整流器用于对所述单极交流电压的数字数据进行处理以提供与输入的所述交流线电压成比例并同相的整流后的半正弦交流电压信号；

电压调节器，该电压调节器基于参考电压和所述直流总线电压提供经调节的电压信号；

乘法器，该乘法器用于将所述整流后的半正弦交流电压信号与所述经调节的电压信号相乘以提供电流参考信号；

电流调节器，该电流调节器接收所述电流参考信号和所述与电感电流成比例的信号，其中所述电流调节器还包括：

差分装置，该差分装置用于从所述电流参考信号中减去所述与电感电流成比例的信号；

比例积分控制器，该比例积分控制器用于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；

前馈回路装置，该前馈回路装置用于接收所述整流后的半正弦交流电压信号并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有比所述交流线电压的动态范围更小的动态范围；

加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供脉冲宽度调制参考信号；以及

脉冲宽度调制信号发生器，该脉冲宽度调制信号发生器用于提供所述脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制信号发生器采用所述脉冲宽度调制参考信号来生成所述脉冲宽度调制信号。

12.根据权利要求11所述的电路，其中所述前馈回路装置提供所述交流线电压的正弦波形信息，从而使由所述脉冲宽度调制信号发生器生成的所述脉冲宽度调制信号驱动所述升压转换器电路以提供基本为正弦的电感电流。

13.根据权利要求10所述的电路，其中所述控制电路还包括：

零交叉检测器，该零交叉检测器接收所述整流后的半正弦交流电压信号并提供指示所述交流线电压的相位的角度信号；以及

矢量转子，该矢量转子用于接收所述角度信号和所述整流后的半正弦交流电压信号并向所述乘法器提供规则的正弦参考信号。

14.根据权利要求13所述的电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置用于提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

15.根据权利要求11所述的电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置用于提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

16.一种与功率因数校正电路一起使用的数字控制电路，该数字控制电路包括：

电压调节器，该电压调节器基于参考电压和所述功率因数校正电路的直流总线电压而提供经调节的电压信号；

乘法器，该乘法器将所述经调节的电压信号与所述功率因数校正电路的整流后的输入电压相乘以提供电流参考信号；

电流调节器，该电流调节器接收所述电流参考信号和与功率因数校正电路的电感电流成比例的信号，其中所述电流调节器还包括：

差分装置，该差分装置用于从所述电流参考信号中减去所述与电感电流成比例的信号；

比例积分控制器，该比例积分控制器用于接收所述差分装置的输出并提供第一控制信号；

前馈装置，该前馈装置用于接收所述整流后的输入电压并提供第二控制信号，其中所述第二控制信号具有比所述功率因数校正电路的交流输入电压的动态范围更小的动态范围；

加法器，该加法器用于将所述第一控制信号加上所述第二控制信号以提供脉冲宽度调制参考信号；以及

脉冲宽度调制信号发生器，该脉冲宽度调制信号发生器用于提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因数校正电路的导通时间，其中所述脉冲宽度调制信号发生器采用所述脉冲宽度调制参考信号来生成所述脉冲宽度调制信号。

17.根据权利要求16所述的数字控制电路，其中所述前馈回路装置提供所述功率因数校正电路的交流输入电压的正弦波形信息，从而使由所述脉冲宽度调制信号发生器生成的所述脉冲宽度调制信号驱动所述功率因数校正电路以提供基本为正弦的电感电流。

18.根据权利要求16所述的数字控制电路，所述电路还包括：

零交叉检测器，该零交叉检测器接收所述功率因数校正电路的整流后的输入电压并提供指示所述输入电压的相位的角度信号；以及

矢量转子，该矢量转子用于接收所述角度信号和所述整流后的输入电压并提供与所述功率因数校正电路的交流输入电压同相的规则的正弦参考信号以及将所述规则的正弦参考信号提供给所述乘法器。

19.根据权利要求18所述的数字控制电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

20.根据权利要求16所述的数字控制电路，所述电路还包括：

局部功率因数校正装置，该局部功率因数校正装置提供消隐信号到所述脉冲宽度调制信号发生器以在预定条件下禁用所述脉冲宽度调制信号发生器。

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