CN103098362B - 电力变换装置、电动机驱动设备、制冷空调设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换装置，具备：与三相交流电源连接的三相交流电抗器；三相二极管桥；相互串联连接的多个平滑电容器；在三相二极管桥的交流输入侧和多个平滑电容器的中点之间设置的双向通电开关；以及对双向通电开关进行控制的控制器。控制器，使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在规定的期间执行切换动作。

Description

电力变换装置、电动机驱动设备、制冷空调设备

技术领域

本发明涉及将三相交流电力变换为直流电力的电力变换装置、和采用电力变换装置的电动机驱动设备以及制冷空调设备。

背景技术

三相交流电动机驱动用逆变器装置正在产业领域所采用的电动机驱动设备、制冷空调设备中普及。在这样的逆变器装置中，在接受三相交流电力而执行动作的情况下，需要用于从三相交流电力变换为直流电力的整流电路。在该整流电路采用了三相二极管整流器的情况下，会产生许多电源高次谐波电流，有可能对电源供给侧的电力系统产生坏影响。因此，近年来，以IEC(国际电气标准会议)的高次谐波规则(IEC61000-3-2(相电流＜16A)和IEC61000-3-12(16A＜相电流＜75A))为代表，欧洲、中国、日本等也制定了高次谐波规则。今后，预计在上述这样的逆变器装置中电源高次谐波电流对策变得必需。

另一方面，通过采用由6个半导体功率元件构成的三相PWM转换器作为整流电路，能够实现输入电流的高次谐波降低和输出直流电压的稳定化控制。但是，由于需要许多半导体功率元件和复杂的控制单元，因此装置的成本大幅增加。

尤其，在空调机、通用逆变器、电动车用充电装置等民生用以及产业用装置中，由于重视产品成本，因此期待廉价的高次谐波对策。

现有技术中提出了如下方法：作为三相转换器装置的廉价的高次谐波对策，如专利文献1和专利文献2所记载的那样，在三相二极管整流器的输入侧设置交流电抗器和三个双向通电开关，在各相电源电压的零交叉点以后的规定的定时，使双向通电开关接通一次或者多次，来改善输入电流。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】：日本特开2004-166359号公报

【专利文献2】：日本专利第3422218号公报

【发明概要】

【发明要解决的课题】

但是，在上述记载的技术中，为了取消上述的高次谐波规则，需要大的交流电抗器，无法避免装置的大型化、成本增加。尤其，因交流电抗器的电阻而产生的热损失与输入电流的平方成比例地增加，因此在高负荷运转时，担心电抗器的发热、装置的效率降低、直流电压的降低等。另外，由于需要规定的通电模式，因此无法实现负载、电源电压变动时的应对策略。

发明内容

本发明的第1技术方案的电力变换装置，具备：三相交流电抗器，其与三相交流电源连接；三相二极管桥；多个平滑电容器，其被设置在三相二极管桥的直流输出侧和直流负载之间，且相互串联连接；双向通电开关，其与三相交流电源的各相对应地被设置于三相二极管桥的交流输入侧和多个平滑电容器的中点之间；电压相位检测单元，其对三相交流电源的电压相位进行检测；电流检测单元，其对三相交流电源的电流进行检测；和控制器，其对双向通电开关进行控制。在该电力变换装置中，控制器按照使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在规定的期间执行切换动作的方式，对双向通电开关进行控制。

根据本发明的第2技术方案，优选在第1技术方案的电力变换装置中，控制器使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关按照相应的中间电位的电压成为0的前后期间为导通期间的方式执行切换动作。

根据本发明的第3技术方案，在第1或者第2技术方案的电力变换装置中，控制器也可以使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在相应的中间电位的期间或者在该中间电位的期间以上的期间进行切换动作。

根据本发明的第4技术方案，优选在第3技术方案的电力变换装置中，控制器使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在电气角60度以上的期间执行切换动作。

根据本发明的第5技术方案，第1乃至第4技术方案的任一电力变换装置中，控制器能够使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在规定的期间按照三相交流电源的电流成为规定的电流值的方式执行切换动作。

根据本发明的第6技术方案，优选在第5技术方案的电力变换装置中，控制器使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在规定的期间按照三相交流电源的电流成为波形与三相交流电源的电压相位相似的电流值的方式进行切换动作。

根据本发明的第7技术方案，第1乃至第6技术方案中的任一电力变换装置也可以进一步具备对多个平滑电容器的各充电电压进行检测的充电电压检测单元。在该电力变换装置中，控制器优选按照多个平滑电容器的各充电电压平衡的方式，对双向通电开关执行切换动作的期间的相位进行补正。

根据本发明的第8技术方案，在第7技术方案的电力变换装置中，多个平滑电容器能够包括：与正侧连接的第1平滑电容器以及与负侧连接的第2平滑电容器。在该电力变换装置中，控制器按照在第1平滑电容器的充电电压比第2平滑电容器的充电电压低的情况下，使双向通电开关执行切换动作的期间的相位延迟，在第1平滑电容器的充电电压比第2平滑电容器的充电电压高的情况下，使双向通电开关执行切换动作的期间的相位提前的方式，对双向通电开关进行控制。

根据本发明的第9技术方案，在第1乃至第8技术方案中的任一电力变换装置中，电流检测单元能够根据在双向通电开关与多个平滑电容器的中点之间流动的电流，对三相交流电源的电流进行检测。

根据本发明的第10技术方案，优选在第9技术方案中的电力变换装置中，控制器对双向通电开关的切换动作设置停止期间。

根据本发明的第11技术方案，优选在第10技术方案的电力变换装置中，控制器在三相交流电源的各相电压交会的相位附近的前后至少一个期间内设置停止期间。

本发明的第12技术方案的电动机驱动设备具有：将从三相交流电源供给的三相交流电力变换成直流电力的转换器电路；和将从转换器电路输出的直流电力变换成交流电力，并采用该交流电力对电动机进行驱动的逆变器。在该电动机驱动设备中，转换器电路具备：与三相交流电源连接的三相交流电抗器；三相二极管桥；设置在三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间，且相互串联连接的多个平滑电容器；与三相交流电源的各相对应地设置在三相二极管桥的交流输入侧和多个平滑电容器的中点之间的双向通电开关；对三相交流电源的电压相位进行检测的电压相位检测单元；对三相交流电源的电流进行检测的电流检测单元；以及对双向通电开关进行控制的控制器，控制器，按照使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在规定的期间执行切换动作的方式，对双向通电开关进行控制。

根据本发明的第13技术方案，优选在第12技术方案的电动机驱动设备中，控制器使与三相交流电源的成为中间电位的相所对应的双向通电开关在相应的中间电位的期间或者在此基础上的其他期间执行切换动作。

本发明的第14技术方案的制冷空调设备，具备：技术方案12或13所述的电动机驱动设备；和内置电动机，并根据电动机的驱动对内部的致冷剂进行压缩的压缩机。

发明效果

根据本发明，能够低成本实现将与高次谐波规则对应的三相交流电力变化为直流电力的电力变换装置、和采用该电力变换装置的电动机驱动设备、制冷空调设备。

附图说明

图1是第一实施例的三相转换器装置的概略构成图。

图2是第一实施例中的双向通电开关6的构成图。

图3是第一实施例的三相转换器装置的控制模块图。

图4是第一实施例的电源电压相位运算器11的内部构成图。

图5是第一实施例的电源电压相位运算器11的处理的动作说明图。

图6是第一实施例的电流误差运算器13和PWM控制信号发生器14的具体构成例。

图7是第一实施例的动作说明图。

图8是第一实施例的电源电压、电源电流以及PWM信号的各波形的模拟结果。

图9是第一实施例中的高次谐波电流的模拟结果。

图10是第二实施例的三相转换器装置的控制模块图。

图11是第二实施例的模拟结果(无控制)。

图12是第二实施例的模拟结果(有控制)。

图13是第三实施例的概略构成图。

图14是第三实施例的三相转换器侧的控制模块图。

图15是第三实施例的模拟结果(整体波形)。

图16是第四实施例的动作说明图。

图17是第四实施例的模拟结果。

图18是混合集成电路的外观图。

图19是电动机驱动用模块的外观图。

图20是制冷空调设备的构成图。

具体实施方式

<第一实施例>

采用图1至图9说明第一实施例。

图1表示本发明的第一实施例的三相转换器装置的概略构成。本三相转换器装置是将从三相交流电源1供给的三相交流电力变换为直流电力以提供给负载5的电力变换装置，采用双向通电开关的切换动作进行抑制电源电流的高次谐波成分的控制。

本三相转换器装置由如下部件构成：与三相交流电源1连接的三相交流电抗器2；经由三相交流电抗器2与三相交流电源1连接的三相二极管桥3；与三相二极管桥3的直流侧连接、且相互串联连接的多个(图1中两个)平滑电容器4；在与三相二极管桥3的交流侧输入端子串联连接并与多个平滑电容器4的中点之间设置的双向通电开关6；对三相交流电源1的电压相位进行检测的电压相位检测单元7；对三相交流电源1的电流进行检测的电流检测单元9；对流入负载5的直流电流IDC进行检测的直流电流检测单元8；对各平滑电容器4的充电电压Vc1、Vc2以及该充电电压Vc1、Vc2的总计直流电压VDC进行检测的充电电压检测单元41；和对双向通电开关6进行控制的控制电路10A。

图2是双向通电开关6的构成图。在本实施例中，由分别具有单相二极管桥和IGBT的三个双向通电开关6R、6S以及6T构成双向通电开关6。另外，双向通电开关6不限于图2的构成。如果是根据来自控制电路10A的切换信号而执行动作的双向通电开关，则是其他构成以及半导体元件也没有问题。

图3表示在控制电路10A内进行的本实施例的三相转换器装置的控制模块图。图3所示的控制模块通过采用了微型计算机的数字运算处理而实现。另外，采用微型计算机以外的运算装置、例如DSP等半导体运算元件也可以实现图3的控制模块。

电源电压相位运算器11，采用表示由图1的电压相位检测单元7而得到的三相交流电源1的各相电压相位的电压信号Vrn，Vsn，Vtn计算电压相位信号θs。后面将采用图4、图5对其具体的计算方法进行说明。

电流指令值制作单元12采用由电源电压相位运算器11计算出的电压相位信号θs和来自负载状态运算单元15A的负载信息信号Im*计算三相交流电流指令Ir*、Is*、It*。具体而言，通过由以下的式(1)示出的运算来计算三相交流电流指令Ir*、Is*、It*。

Ir*＝Im*sin(θs)

Is*＝Im*sin(θs+2π/3)…式(1)

It*＝Im*sin(θs-2π/3)

电流误差运算器13，计算与由电流指令值制作单元12计算出的三相交流电流指令Ir*、Is*、It*对应的来自电源电流运算器16A的电流值Ir、Is、It的误差ΔIr、ΔIs、ΔIt。

PWM控制信号发生器14，采用由电流误差运算器13计算出的电流误差ΔIr、ΔIs、ΔIt和来自电源电压相位运算器11的电压相位信号θs，输出PWM信号Gr、Gs、Gt。电流误差运算器13和PWM控制信号发生器14的动作采用图6进行后述。

负载状态运算单元15A采用来自电源电流运算器16A的电流值Ir、Is、It计算负载信息信号Im*。在本实施例中，采用电流值Ir、Is、It计算输入电流值的最大值，并将其作为负载信息信号Im*。另外，也可以采用输入电流的最大值以外的值、例如与负载状态成比例地发生变化的值，创建负载信息信号Im*。

电源电流运算器16A，基于从图1的电流检测单元9得到的电源电流值Irs、Its，计算三相交流电流值Ir、Is、It。具体而言，根据三相交流电流的和成为θ来计算三相交流电流值Ir、Is、It。

图4示出电源电压相位运算器11的内部构成，图5示出由电源电压相位运算器11进行的处理的动作说明图。

图4所示的电源电压相位运算器11由比较电路19和电压相位运算单元20构成，其中比较电路19对相邻的相之间的、从图1的电压相位检测单元7输入的电压信号Vrn、Vsn、Vtn进行比较以置换成脉冲信号，电压相位运算单元20对由比较电路19得到的脉冲信号发生变化的定时(以下称作信号沿(edge))进行检测来计算电压相位信号θs。本实施例中，比较电路19由模拟电路构成，电压相位运算单元20由微型计算机的运算处理实现。

另外，近年来的微型计算机中的运算放大器、比较器等的模拟电路也是在微型计算机内实现的。因此，也可以通过一台微型计算机的处理来实现图4所示的电源电压相位运算器11的所有构成。

电压相位运算单元20由信号沿检测电路20A、相位误差运算器20B、基本电源频率发生器20C、PI控制器20D、以及相位运算器20E构成。

信号沿检测电路20A是由微型计算机实现的功能，对来自比较电路19的脉冲信号的信号沿进行检测以按每个信号沿对相位误差运算器20B要求中断(割込み)处理。

相位误差运算器20B根据来自信号沿检测电路20A的中断处理要求来开始运算处理。具体而言，按脉冲信号的每个信号沿来比较当前的电压相位信号θs和中断时的相位值(根据各相的脉冲信号的组合来预先设定的相位值)，根据其差计算相位误差Δθs。该处理按各相脉冲信号的每个信号沿而被实施。即，按电源周期的电气角的每60度来进行相位误差运算器20B的运算。

基本电源频率发生器20C输出与规定的电源频率相应的信号fs0。具体而言，如果是日本国内，则电源频率为50Hz或者60Hz。该电源频率可以是预先设定的。另外，通过采用微型计算机所具有的计时功能来计测脉冲信号的信号沿间隔，从而还能够自动地判别并设定电源频率。

PI控制器20D按照相位误差运算器20B所计算出的相位误差Δθs成为0的方式计算频率补正值Δfs。PI控制器20D按电气角的每60度来执行该运算处理。在此，在本实施例中，虽然PI控制器20D按电气角的每60度执行运算，但为了防止因噪声等而产生的变动，也可以改变PI控制器20D的运算周期。例如，也可以按照按电气角的每360度执行运算的方式来构成PI控制器20D。具体而言，也可以对电气角每60度的相位误差Δθs按电气角360度来进行平均化，采用其平均值来计算频率补正值Δfs。如果按照这样进行计算，则能够抑制因噪声等带来的变动。

相位运算器20E对来自基本电源频率发生器20C的信号fs0和来自PI控制器20D的频率补正值Δfs的和fs进行积分处理，从而计算电压相位信号θs。

以上所说明的电压相位运算单元20的各构成所进行的处理采用PLL处理。采用图5对其动作进行说明。

图5中从上面开始依次示出来自图1的三相交流电源1的电源电压波形(相电压)、从比较电路19输出的电压相位脉冲信号、以及从相位运算器20E输出的电压相位信号θs。另外，电压相位脉冲信号是如前述那样对电压信号Vrn、Vsn、Vtn相互进行比较以置换成脉冲信号的信号。若将其产生变化的定时(信号沿)与上面的电源电压的相电压波形的正负切换的定时进行比较，可知各相的相位逐一偏离电气角30度。

在此，例如，在图4的信号沿检测电路20A从电压相位脉冲信号中检测出A点的信号沿的情况下，通过相位误差运算器20B执行信号沿中断处理。这时，在相位误差运算器20B中，对当前的电压相位信号θs和中断时的相位(这种情况下电气角90度)进行比较来计算相位误差Δθs。基于该相位误差Δθs，通过PI控制器20D运算频率补正值Δfs，通过相位运算器20E计算补正后的电压相位信号θs。

通过针对信号沿B点、信号沿C点…反复实施以上所说明的动作，从而能够使电压相位信号θs与电源电压的相位同步。

图6表示图3的电流误差运算器13和PWM控制信号发生器14的具体构成例。

在图6的例子中，由与各相对应的三个电流误差运算器13R、13S以及13T构成电流误差运算器13。电流误差运算器13R、13S、13T分别对各相的电流误差ΔIr、ΔIs、ΔIt进行运算。

PWM控制信号发生器14由PWM信号发生单元14R、14S以及14T；和切换电路14SW1、14SW2以及14SW3构成。PWM信号发生单元14R、14S、14T分别由比较器14R1、14S1、14T1；取样保持电路14R2、14S2、14T2；延迟元件14R3、14S3、14T3构成。PWM信号发生单元14R、14S、14T，各自按照从电流误差运算器13R、13S、13T输出的各相电流误差ΔIr、ΔIs、ΔIt分别为0的方式，按每个规定的周期重复切换动作。

另外，本实施例中，虽然采用上述的方法使PWM信号产生，但也可以采用其他的方法使PWM信号产生。例如，还可以采用PI控制器和三角波比较方式来产生PWM信号。只是，这种情况下，若在不进行切换动作的期间也进行积分运算，则无法产生正确值的PWM信号，其结果，由于会变得无法进行正常控制，因此必须设计PI控制器只在切换动作期间执行积分运算。从而，在PWM控制信号发生器14中能够应用PI控制器和三角波比较方式。

PWM控制信号发生器14内的切换电路14SW1、14SW2、14SW3基于电压相位信号θs或者之后说明的实施例2中所述的补正电压相位信号θss，按电气角的每60度对输出PWM信号的相进行切换。

采用图7对以上说明的本实施例的三相转换器装置的具体动作进行说明。图7从上开始依次示出来自图1的三相交流电源1的电源电压波形(相电压)、从图4的相位运算器20E输出的电压相位信号θs、以及从PWM控制信号发生器14输出的PWM信号Gr、Gs、Gt。

本实施例的转换器装置，其目的在于，通过使图2的双向通电开关6R、6S以及6T在对应的各相电源电压成为中间电位的期间分别进行切换动作，从而降低电源电流的高次谐波成分。为了实现该目的，如图7所示，基于电源相位信号θs，通过图6的切换电路14SW1、14SW2以及14SW3对从PWM控制信号发生器14输出PWM信号的相进行变更。具体而言，按照在电源相位信号θs为电气角0度～30度、150度～210度以及330度～360度的期间，使切换电路14SW1导通来输出R相的PWM信号Gr，在电气角30度～90度以及210度～270度的期间，使切换电路14SW3导通来输出T相的PWM信号Gt，在电气角90度～150度以及270度～330度的期间，使切换电路14SW2导通来输出S相的PWM信号Gs的方式，来控制PWM控制信号发生器14。

按照这样通过根据电源相位信号θs来切换从PWM控制信号发生器14输出的PWM信号的相，从而能够在各相的电源电压成为中间电位的期间使双向通电开关6R、6S以及6T中相应的双向通电开关执行切换动作。由此，能够降低或者抑制电源电流的高次谐波成分。

另外，图7中用阴影示出与切换动作期间对应的PWM信号的输出期间，但在实际的切换波形中，按照中间电位的相的电源电压为0电压的前后处于PWM信号导通的期间的方式进行控制。采用图8对此时的具体的PWM波形进行描述。

分别由图8表示电源电压、电源电流以及PWM信号的各波形的模拟结果的一例，图9表示高次谐波电流的模拟结果的一例。图8从上依次示出来自图1的三相交流电源1的电源电压波形(相电压)、电源电流波形(相电流以及电流指令值)、R相PWM信号Gr、S相PWM信号Gs、T相PWM信号Gt。图9是图8所示的各相电源电流波形中R相的电源电流波形(电源电流运算器16A附近)的FFT分析结果，对照IEC规则值(61000-3-2)而示出该结果。

如图8、图9所示，针对电源电压的各相按照与中间电位的期间对应的PWM信号分别导通的方式，输出各相的PWM信号以使相应的双向通电开关执行切换动作，从而能够抑制电源电流的高次谐波成分。另外，由图8可知，在PWM控制信号发生器14中，按照电源电流波形成为与电源电压波形相似的波形的电流值的方式，输出各相PWM信号以使相应的双向通电开关执行切换动作。

另外，中间电位的相的电源电压为0电压的前后成为PWM信号导通的期间。按照这样能够取得使0电平附近的电源电流波形平滑的效果。另外，PWM信号成为导通期间的相位根据负载的不同会在一定范围内前后有所不同。

<第二实施例>

采用图1以及图10至图12对本发明的第二实施例进行说明。在本实施例中，针对抑制串联连接的平滑电容器4的充电电压Vc1、Vc2的不平衡的方法进行说明。

本实施例的三相转换器装置的电路构成与第一实施例中说明的图1的构成相同，因此省略重复的说明。图10表示本实施例的三相转换器装置的控制电路10A内的控制模块图。在此，与图3所示的第一实施例的控制模块图的不同之处在于：代替负载状态运算单元15A而具有负载状态运算单元15B；以及具有平滑电容器电压差检测单元17和电压相位补正单元18。在此，本实施例的控制电路10A，除了第一实施例中说明的控制处理之外，还采用平滑电容器电压差检测单元17和电压相位补正单元18，进行用于对串联连接的平滑电容器4的充电电压Vc1、Vc2的不平衡进行抑制的控制处理。

负载状态运算单元15B对与前述的负载状态运算单元15A相同的负载信息信号Im*进行计算，但作为用于计算该信号的信息，采用的是来自图1的直流电流检测单元8的直流电流值IDC和来自充电电压检测单元41的直流电压VDC。具体而言，根据直流电流值IDC和直流电压VDC计算负载5消耗的电力，根据该电力值计算电源电流的峰值。

平滑电容器电压差检测单元17采用来自充电电压检测单元41的充电电压Vc1、Vc2，计算这些充电电压之间的差作为平滑电容器电压差ΔVc。

电压相位补正单元18，按照由平滑电容器电压差检测单元17所计算出的平滑电容器电压差ΔVc成为0的方式采用积分补偿器计算电压相位补正值Δθs，将电压相位补正值Δθs与电压相位信号θs之和作为补正电压相位信号θss输出。另外，电流指令值制作单元12和PWM控制信号发生器14，采用来自电压相位补正单元18的补正电压相位信号θss分别进行电流指令值的制作以及PWM信号的切换。

图11、图12表示本实施例的电源电压、电源电流、PWM信号、直流电压、电容器电压以及相位补正值的各波形的模拟结果的一例。分别由图11示出未进行上述这样的抑制控制的情况下的一例，图12示出进行了抑制控制的情况下的一例。图11以及12从上依次示出来自图1的三相交流电源1的电源电压波形(相电压)、电源电流波形、PWM信号(3相量)、直流电压VDC和平滑电容器充电电压Vc1、Vc2、电压相位补正值Δθs。另外，为了更容易理解本实施例的抑制控制的效果，图11以及12中示出了将平滑电容器4的电容设为实施例1的一半时的结果。

比较图11和图12可知，图11中由于未进行抑制控制，因此平滑电容器充电电压Vc1、Vc2之间产生了差值。

另一方面，图12中，通过根据平滑电容器充电电压Vc1、Vc2的差来使电压相位补正值Δθs改变，从而平滑电容器充电电压Vc1、Vc2的差变小，能够抑制两者之间的不平衡。

在输出图12的波形时，本实施例的三相转换器装置进行前述那样的动作。具体而言，当平滑电容器充电电压Vc1比平滑电容器充电电压Vc2小时，PWM控制信号发生器14根据补正电压相位信号θss输出各相的PWM信号，使相应的双向通电开关的切换期间的相位延迟。相反，当平滑电容器充电电压Vc2比平滑电容器充电电压Vc1小时，PWM控制信号发生器14根据补正电压相位信号θss输出各相的PWM信号，使相应的双向通电开关的切换期间的相位提前。换言之，在串联连接的平滑电容器的上侧(正侧)的充电电压(平滑电容器充电电压Vc1)变低的情况下，按照多施加正的电源电压的方式使切换期间的相位延迟。相反，在串联连接的平滑电容器的下侧(负侧)的充电电压(平滑电容器充电电压Vc2)变低的情况下，按照多施加负的电源电压的方式使切换期间的相位提前。

如以上所述，根据本实施例，通过采用平滑电容器4的充电电压差来对切换期间的相位进行补正，从而能够抑制平滑电容器4的充电电压的不平衡。其结果，能够实现串联连接的平滑电容器4的电容降低，实现低成本化。

<第三实施例>

采用图13至图15对本发明的第三实施例进行说明。图13中，与图1所示的上述第一以及第二实施例的构成图中符号相同的构成要素执行相同的动作，省略重复的说明。另外，在图14中，与图3所示的第一实施例的控制模块图以及与图10所示的第二实施例的控制模块图符号相同的控制模块进行相同的控制处理，省略重复说明。

图13表示本发明的第三实施例的三相转换器装置的概略构成。本实施例中，相对于第一以及第二实施例，不同点在于，作为三相转换器装置的负载，代替负载5而连接对电动机51进行驱动的逆变器装置50；以及代替控制电路10A而具有控制电路10B。逆变器装置50，是将从三相转换器装置输出的直流电力变换成规定的交流电力，采用该交流电力对电动机51进行正弦波驱动的逆变器装置。在控制电路10B中嵌入用于电动机51的正弦波驱动的逆变器控制的处理。另外，关于本逆变器控制的具体内容，由于与本发明无直接关系，因此不进行说明以及图示。

另外，在第一、第二实施例中，虽然采用电流检测单元9根据流入三相二极管桥3的输入端子的电流来检测电源电流，但本实施例中，采用电流检测单元90对在双向通电开关6与多个平滑电容器4的中点之间流动的电流(中点电流)进行检测。

由电流检测单元90检测的中点电流，是通过使双向通电开关6执行切换动作而流动的电流。即，由于能够采用电流检测单元90检测切换时的电流，因此可采用该电流运算PWM信号。

图14表示本实施例的三相转换器装置的控制模块图。图14中，与图10所示的第二实施例的控制模块图的不同之处在于电源电流运算器16B的部分。在第一、第二实施例中，由于通过电流检测单元9对电源电流进行直接检测，因此能得到正弦波状的电流检测值，但在本实施例中，根据切换动作只能检测按电气角的每60度流动的各相的电流波形。但是，由于实际上执行切换动作的仅仅是各相中电气角每60度的期间，因此只要是仅上述期间的电源电流信息，就可进行各相的控制。因而，在电源电流运算器16B中，采用补正电压相位θss将由电流检测单元90检测出的电流值Ic分解为各相电流值Ir′、Is′、It′并输出。

图15示出本实施例的电源电压、电源电流、中间电流以及PWM信号的各波形的模拟结果的一例。图15中从上依次示出来自图13的三相交流电源1的电源电压波形(相电压)、电源电流波形(含电流指令值)、由电流检测单元90检测出的电流值Ic(含电流指令值)、以及PWM信号(三相量)。由图15所示的模拟结果可知，由根据中点电流值而被输出的各相的电流指定值生成各相的PWM信号，与第一、第二实施例同样地，可进行三相转换器装置的控制。

另外，在本实施例的控制方式的情况下，因交流电抗器的电感值的影响，在电源电流值大的区域存在电流相位延迟的倾向，因此需要在三相交流电源1的各相电压交会的相位附近的前后至少一个期间内设置停止切换动作的期间。从而，在本实施例的情况下，在各相电源电压成为中间电位的整个期间内不进行切换动作，且需要在该期间内设置若干个切换动作停止期间。

另一方面，在第一实施例以及第二实施例中，由于通过电流检测单元9对电源电流进行直接检测，因此若基于该电流值进行电流控制，则会自动产生切换动作停止期间，故而不需要特别考虑第三实施例这样的切换动作停止期间。

如以上所说明，若采用本实施例的三相转换器装置，则能减少电流传感器的数量，进一步实现低成本化。

<第四实施例>

在至此所说明的第一至第三实施例中，关于直流电压的升压动作进行了陈述，但通过将双向通电开关6的切换期间设为电气角60度以上，从而还能够执行直流电压的升压动作。在第四实施例中，针对该直流电压的升压动作进行说明。另外，本实施例的三相转换器装置的电路构成、控制模块与上述的各实施例相同，因此以下仅示出切换动作的说明和模拟结果。

图16示出与图7相同的切换动作说明图。在图16中与图7的不同点在于，PWM信号Gr、Gs、Gt的切换动作期间变得比电气角60度大。换言之，存在在双向通电开关6中不同的相同时执行切换动作的期间。在此，作为一例，假设将双向通电开关6的切换期间设为电气角70度～80度的情况。

如此，双向通电开关6中通过使与互不相同的相对应的多个开关同时执行切换动作，从而三相交流电源1经由三相交流电抗器2而变得短路，被执行升压斩波器动作。从而执行向直流侧的电力供给，可执行直流电压的升压动作(控制)。

在此，双向通电开关6的切换动作期间越长，越能够降低电流波形的高次谐波成分，还可增加直流电压的升压幅度，但随之切换损失也增加。因此，双向通电开关6的切换动作期间需要根据应用本实施例的三相转换器装置的系统(产品等)而适当地进行选定。另外，根据负载的状况，还可将切换动作期间设为可变。

图17示出本实施例的电源电压、电源电流、PWM信号、直流电压以及电容器电压的各波形的模拟结果的一例。图17中，示出在以与前述的第二实施例所示的图12的模拟结果相同的负载条件(负载消耗电流相等)，将直流电压控制为300V(图12中265V)的情况下的模拟结果。在此，各相的切换动作期间是电气角90度，在各相电源电压与其他相的电源电压重叠的定时开始各相的切换动作。按照这样，优选开始切换动作的相位为各相电源电压相互重叠的定时的前后。

本结果与图12同样地，通过将中间电位的相的电源电压为0电压的前后设为PWM信号导通的期间，从而能够使电源电流波形成为更平滑的正弦波状波形。

<利用形态例>

图18示出上述第一至第四实施例中说明的本发明的利用形态例，是对本发明的转换器装置的驱动控制部分进行混合集成电路化后的混合集成电路的外观图。

另外，图19是将本发明的转换器装置应用于电动机驱动用模块的情况下的模块外观图的一例。图19所示的模块，是在控制部基板201上搭载了半导体功率元件202的电动机驱动用模块。在控制部基板201上安装前述的图1、图13所记载的各种电压·电流检测电路(电压相位检测单元7、直流电流检测单元8、电流检测单元9或者90等)、控制电路10A或者10B等。

如以上所述，通过混合集成电路化、模块化实现转换器装置的小型化，实现装置成本的降低。另外，所谓模块，是指“规格化的构成单位”，由可分离的硬件/软件部件构成。另外，在制造方面优选将混合集成电路化、模块化后的转换器装置的各部件配置在同一基板上，但各部件的配置并不限定于在同一基板上。即，转换器装置的各部件也可以配置在内置于同一框体的多个电路基板上。

根据本利用形式例，由于能够实现产品整体成本的削减和体积的降低，因此能够提高使用本发明的转换器装置的模块的电动机驱动装置的通用性和便利性。

图20是采用上述电动机驱动用模块对压缩机电动机进行驱动的空气调整机和冷冻机等制冷空调设备的构成图。在图20中，冷冻装置300是对温度进行调整的装置，由热交换器301以及302、风扇303以及304、压缩机305、配管306以及电动机驱动装置307构成。

另外，压缩机用电动机308是永磁同步电动机或者三相感应电动机，被配置于压缩机305的内部。电动机驱动装置307将从三相交流电源供给的三相交流电力转换成直流电力，以提供给内部的电动机驱动用逆变器，采用该直流电力对压缩机用电动机308进行驱动。通过驱动压缩机用电动机308，从而压缩机305内的致冷剂被压缩，实现冷冻循环的动作。

在图20的制冷空调设备中，通过使用上述第一至第四实施例中说明的转换器装置，从而能够实现电源电流的高次谐波的降低和功率因数的提高，因此能够取消高次谐波规则。另外，与二极管整流器相比，由于直流电压能够升压约15％，因此能够提高高速侧的驱动性能，故而能够实现扩大空气调整机、冷冻机的输出范围的目的。

本发明可应用于将从三相交流电源供给的三相交流电力变换为直流电力的转换器装置；和采用该转换器装置的设备(例如电动机驱动设备，制冷空调设备等)。

以下优先权基础申请的公开内容在此通过援引而加入本发明中：

日本专利申请2010年第202617号(2010年9月10日申请)

Claims (11)

1.一种电力变换装置，具备：

三相交流电抗器，其与三相交流电源连接；

三相二极管桥；

多个平滑电容器，其被设置在所述三相二极管桥的直流输出侧和直流负载之间，且相互串联连接；

双向通电开关，其与所述三相交流电源的各相对应地被设置于所述三相二极管桥的交流输入侧和所述多个平滑电容器的中点之间；

电压相位检测单元，其对所述三相交流电源的电压相位进行检测；

电流检测单元，其对所述三相交流电源的电流进行检测；和

控制器，其对所述双向通电开关进行控制，

所述控制器，按照对与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关执行切换动作以使相应的所述双向通电开关在相应的中间电位的电压成为0的前后期间处于导通期间的方式，对所述双向通电开关进行控制，

所述控制器，使与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关在相应的中间电位的期间执行切换动作。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器，使与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关在电气角60度以上的期间执行切换动作。

3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器，使与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关在相应的中间电位的期间按照所述三相交流电源的电流成为规定的电流值的方式执行切换动作。

4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器，使与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关在相应的中间电位的期间按照所述三相交流电源的电流成为波形与所述三相交流电源的电压相位相似的电流值的方式执行切换动作。

5.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置还具备：对所述多个平滑电容器的各充电电压进行检测的充电电压检测单元，

所述控制器按照所述多个平滑电容器的各充电电压平衡的方式，对所述双向通电开关执行切换动作的期间的相位进行补正。

6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述多个平滑电容器包含与正侧连接的第1平滑电容器以及与负侧连接的第2平滑电容器，

所述控制器，按照在所述第1平滑电容器的充电电压比所述第2平滑电容器的充电电压低的情况下，使所述双向通电开关执行切换动作的期间的相位延迟，在所述第1平滑电容器的充电电压比所述第2平滑电容器的充电电压高的情况下，使所述双向通电开关执行切换动作的期间的相位提前的方式，对所述双向通电开关进行控制。

7.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电流检测单元，根据在所述双向通电开关与所述多个平滑电容器的中点之间流动的电流对所述三相交流电源的电流进行检测。

8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器，对所述双向通电开关的切换动作设置停止期间。

9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器，在所述三相交流电源的各相电压交会的相位的前后至少一个期间内设置所述停止期间。

10.一种电动机驱动设备，其特征在于，具有将从三相交流电源供给的三相交流电力变换成直流电力的转换器电路；和将从所述转换器电路输出的所述直流电力变换成交流电力，并采用该交流电力对电动机进行驱动的逆变器，

所述转换器电路具备：

与三相交流电源连接的三相交流电抗器；

三相二极管桥；

设置在所述三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间，且相互串联连接的多个平滑电容器；

与所述三相交流电源的各相对应地设置在所述三相二极管桥的交流输入侧和所述多个平滑电容器的中点之间的双向通电开关；

对所述三相交流电源的电压相位进行检测的电压相位检测单元；

对所述三相交流电源的电流进行检测的电流检测单元；以及

对所述双向通电开关进行控制的控制器，

所述控制器，按照对与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关执行切换动作以使相应的所述双向通电开关在相应的中间电位的电压成为0的前后期间处于导通期间的方式，对所述双向通电开关进行控制，

所述控制器，使与所述三相交流电源的成为中间电位的相所对应的所述双向通电开关在相应的中间电位的期间执行切换动作。

11.一种制冷空调设备，其特征在于，具备：

权利要求10所述的电动机驱动设备；和

内置所述电动机，并根据所述电动机的驱动对内部的致冷剂进行压缩的压缩机。