JP2009189241A

JP2009189241A - 電力変換装置

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Publication number: JP2009189241A
Application number: JP2009093668A
Authority: JP
Inventors: Kuniomi Oguchi; 國臣大口; Reiji Kawashima; 玲二川嶋; Kenichi Sakakibara; 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2001-09-28
Filing date: 2009-04-08
Publication date: 2009-08-20

Abstract

【課題】３相交流電源電圧が高い場合であっても、サージ電圧、発生ノイズを低減する。
【解決手段】３相交流電源１の各相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続していると共に、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続し、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点と３相整流回路３の各相入力端子との間に、制御部７によって、各々電源の半周期に複数回、かつ奇数回動作させられると共に、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させられるスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続し、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれに降圧チョッパ回路を接続し、降圧チョッパ回路の出力端子間にコンデンサ１０ｆを接続する。
【選択図】図２５

Description

この発明は電力変換装置に関し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含む電力変換装置に関する。

従来から、電源高調波規制に対応すべくＰＷＭコンバータ回路が提案されている。

このＰＷＭコンバータ回路は、例えば図２５中（ａ）に示すように６個のスイッチング素子を用いたものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御することが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図２５中（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図２５中（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。

図２５中（ａ）に示す構成のＰＷＭインバータ回路を採用した場合には、図２５中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合がある。

また、３相交流電源電圧が２００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は２８０Ｖ程度となり、４００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は５６０Ｖ程度となるので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせて設計し、開発する必要がある。さらに、４００Ｖ系の交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化し、高価になってしまう。

この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、３相交流電源電圧が高い場合であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させることによって、インバータ、モータを特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノイズを低減することができる電力変換装置を提供することを目的としている。

請求項１の電力変換装置は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を有するとともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータに供給する降圧回路とを含むものであって、
前記降圧回路の出力電圧がインバータおよびモータの耐圧以下となるように前記スイッチング素子を制御する制御手段を含むものである。

請求項２の電力変換装置は、前記降圧回路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑手段と、平滑化された電圧を降圧するための、スイッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを含むものを採用するものである。

請求項３の電力変換装置は、前記降圧回路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含むものである。

請求項４の電力変換装置は、前記降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含むものである。

請求項５の電力変換装置は、前記モータが圧縮機の駆動源であるものである。

請求項６の電力変換装置は、前記圧縮機が冷媒としてＨＦＣを採用するものである。

請求項７の電力変換装置は、前記降圧回路の出力により駆動されるファンモータを含むものである。

請求項１の電力変換装置であれば、交流電源の交流電圧を整流回路により直流電圧に変換し、整流回路の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を有する降圧回路により、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータに供給するに当たって、
制御手段により、前記降圧回路の出力電圧がインバータおよびモータの耐圧以下となるように前記スイッチング素子を制御することができる。

したがって、３相交流電源電圧が高い場合であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させることによって、インバータ、モータを特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノイズを低減することができる。

請求項２の電力変換装置であれば、前記降圧回路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑手段と、平滑化された電圧を降圧するための、スイッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを含むものを採用するのであるから、請求項１と同様の作用を達成することができる。

請求項３の電力変換装置であれば、前記降圧回路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含むのであるから、降圧回路の出力電圧を出力電圧の設定値と一致させることができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。

請求項４の電力変換装置であれば、前記降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含むのであるから、降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一致させてインバータおよびモータの効率を改善することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。

請求項５の電力変換装置であれば、前記モータが圧縮機の駆動源であるから、モータからの漏れ電流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請求項１から請求項４の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項６の電力変換装置であれば、前記圧縮機が冷媒としてＨＦＣを採用するのであるから、オゾン層の破壊を防止できるとともに、漏れ電流増加分を抑制できるほか、請求項５と同様の作用を達成することができる。

請求項７の電力変換装置であれば、前記降圧回路の出力により駆動されるファンモータを含むのであるから、圧縮機駆動用のモータのみならず、ファンモータをも駆動することができるほか、請求項５と同様の作用を達成することができる。

以下、添付図面を参照して、この発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。

図１は電力変換装置の一例を示す電気回路図である。

この電力変換装置は、３相交流電源１の各相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続しているとともに、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続している。

そして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点と３相整流回路３の各相入力端子との間にそれぞれスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続している。

また、３相交流電源１の少なくとも１相の出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼロクロス検出部６と、検出された電源ゼロクロスを入力として所定の演算処理を行って各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗに対するスイッチングパターンを決定し、スイッチング指令を出力する制御部７と、スイッチング指令を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路８とを有している。

ただし、図２に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列にコンデンサ４ｃを接続する構成を採用してもよく、また、図３に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点とスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗとの間にコンデンサ４ｄを接続する構成を採用してもよい。

上記の構成の電力変換回路において、各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを、それぞれ電源半周期の間にＭ回（Ｍ＝３、５、７、・・・）動作させ、かつ、３相整流回路３の各相の入力端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流電圧の中点（Ｏ）との電位差が９０°を境にして対称波形となり、１８０°を境にして正負対称波形となるように動作させる（Ｕ相のみを示す図４参照）ことによって（換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期における最初のスイッチングから最後のスイッチングまでの中間点を基準として対称に設定することによって）、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトルを用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を実現することができる（図５参照）。

この波形をフーリエ級数展開すると、数１、数２で表される。

ここで、ｋはＭ（ｃｏｓ項の項数）まで変化する。ａ_ｎ（ｎ＝１、３、５、７、・・・）は、ｎ＝１のとき基本波成分を、ｎ≧３のとき各高調波成分を、それぞれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能になる。例えば、Ｍ＝３のとき、基本波成分とｎ_１、ｎ_２次高調波成分は、数３で表される。

そこで、例えば、図９に示すフローチャートにより連立方程式の解以外のパラメータ（図中のｆ１、ｆ５、ｆ７）を導出し、数３に示すような連立方程式の近似解を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。

そして、この近似解を用い、その解から描ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規格を満足するか否かの確認を行う。

このようにして求めたスイッチングパターンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。

次いで、スイッチング回数を５回に設定し、スイッチング回数を１回に設定した場合とを対比する。

図６に示すように、スイッチング回数を１回に設定した場合には、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定すればＩＥＣ規格を満足することができないが、１８ｍＨに設定することによりＩＥＣ規格を満足することができる。これに対して、スイッチング回数を５回に設定した場合には、図７に示すように、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定しても、１８ｍＨに設定してもＩＥＣ規格を満足することができる。

また、図８に示すとおり、スイッチング回数の増加に伴って第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを小型化できることが分かる。

次いで、図９のフローチャートを説明する。

ステップＳＰ１において、製品仕様から定格電源電圧Ｖ_ｓおよび定格電流（基本波成分）Ｉ_ｓ１を決定し、ステップＳＰ２において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのリアクトル定数Ｌ_ｓおよび直流電圧値Ｖ_ＤＣを仮設定する。そして、ステップＳＰ３において、定格電源電圧Ｖ_ｓ、定格電流Ｉ_ｓ１、およびリアクトル定数Ｌ_ｓから電源電圧に対する、コンバータ入力電圧（基本波成分）Ｖ_ｓ１の位相差δを算出する。ここで、コンバータ入力電圧Ｖ_ｓ１およびコンバータ入力電圧Ｖ_ｓ１の位相差δは、図１０中（ａ）に示す等価回路、および図１０中（ｂ）に示すベクトル図に示すように与えられるのであるから、これらを算出することは可能である。

次いで、ステップＳＰ４において、制御可能なコンバータ入力電圧｛例えば、スイッチング回数が３の場合には、２成分（例えば、５、７次）｝の高調波成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流Ｉ＊の目標値にマージンεを乗算して設定する。

そして、ステップＳＰ５において、ステップＳＰ３で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Ｖ_ｓ１と、ステップＳＰ４で設定した５、７次高調波成分ｆ_５、ｆ_７を数３に代入して連立方程式数４を立てる。ただし、数５。

ステップＳＰ６において、数４の連立方程式の近似解α_１、α_５、α_７を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。

算出された近似解α_１、α_５、α_７を数２に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分（１１次から３９次の成分）を求める。

そして、ステップＳＰ８において、求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であるか否かを判定する。

ステップＳＰ８において何れかの高調波成分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場合には、ステップＳＰ９において、７次高調波成分の符号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップＳＰ９ａにおいて、符号を変更し、再びステップＳＰ６の処理を行う（すなわち、符号を変更して再度計算する）。逆に、符号が負であれば、再びステップＳＰ４の処理を行う（すなわち、高調波成分の設定を変更して再度計算する）。

ステップＳＰ８において求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定された場合には、ステップＳＰ１０において、シミュレーションを行い、ステップＳＰ１１において、シミュレーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出し、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し（図１１参照）、満足していると判定された場合には、そのまま一連の処理を終了する。

逆に、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を満足していないか、および／または直流電圧値が設定値を満足していないと判定された場合には、再びステップＳＰ２の処理を行う（すなわち、直流電圧値Ｖ_ＤＣ、リアクトル定数Ｌ_ｓの設定を変更して再度計算する）。

また、上記の電力変換装置において、図１２に示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α_１≦３０°）以内に設定することが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させることがなくなり、制御を簡単化することができる。

図１３は電力変換装置の他の例を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を検出する負荷情報検出部７ａ、および波形記憶部７ｂをさらに含む点、および制御部７として、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、負荷情報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図１４に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、負荷変動による入力力率（ＰＦ）の低下を防止して高調波成分を一定に保つことができる（図１５参照）。

さらに説明する。

軽負荷時のベクトル図は図１６中（ａ）に示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図１６中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉ_ｓ１が基本波電圧Ｖ_ｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖ_ｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい（図１７参照）。

図１８は電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図１３の電力変換装置と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部７ｃをさらに含む点、および制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、電源電圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、図１９に示すように、負荷変動による入力力率の低下を防止することができる。

さらに説明する。

低電圧時のベクトル図は図２０中（ａ）に示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図２０中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉ_ｓ１が電源電圧Ｖ_ｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖ_ｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい。

図２１は電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷として、モータ９ａを駆動するインバータ９を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出部７ｄをさらに含む点、波形記憶部７ｂをさらに含む点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部７に供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するように変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、直流電圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致するようにスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であっても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。

そして、インバータ９の所望する直流電圧に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、空気調和機においては運転エリアの拡大を達成することができる。

図２２は電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図１８の電力変換装置と異なる点は、負荷情報検出部７ａに代えて、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出するコンデンサ電圧検出部７ｅを採用した点、および、制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、１対のコンデンサ４ａ、４ｂそれぞれの端子間電圧を検出し、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子を動作させるタイミングを変化させることができ（図２３参照）、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの端子間電圧を平衡にすることができる。

また、数２におけるａ_ｎをａ_ｎ／ｓとおき、この変数ｓを変化させて、基本波成分に対して制御する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解（スイッチングパターン）を求め、これらの解を用いることが可能であり、図２４に示すように、負荷情報に基づくスイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができる。

図２５はこの発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置は、上記の構成の何れかの電力変換装置に対して次の構成を付加してなるものである。すなわち、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれに、スイッチング素子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１０ｃ、１０ｄ、および第２リアクトル１０ｅからなる降圧チョッパ回路を接続し（具体的には、コンデンサ４ａと並列にスイッチング素子１０ａとダイオード１０ｃとの直列回路を接続するとともに、コンデンサ４ｂと並列にスイッチング素子１０ｂとダイオード１０ｄとの直列回路を接続し、スイッチング素子１０ａとダイオード１０ｃとの接続点と後述するコンデンサ１０ｆとの間に第２リアクトル１０ｅを接続し）、この降圧チョッパ回路の出力端子間にコンデンサ１０ｆを接続している。なお、負荷として、モータを駆動するインバータを採用している。

そして、駆動回路１０ｇを通して各スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させる降圧制御部１０ｈを設けている。

この電力変換装置を採用した場合には、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを交互に動作させることによって、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ_２を１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路の端子間電圧Ｖ_１の１／２に設定することができる。

したがって、電源が４００Ｖ級の場合にこの電力変換装置を適用すれば、インバータに供給される直流電圧を、電源が２００Ｖ級の場合の直流電圧と等しくすることができる。この結果、電源が４００Ｖ級の場合に対応するインバータ、モータを使用する必要がなくなり、電源が２００Ｖ級の場合に対応するインバータ、モータを採用することができ、ひいては、開発コストの削減、量産化によるコストダウンを達成することができる。

また、降圧チョッパ回路のスイッチング素子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１０ｃ、１０ｄにも、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの何れか一方の電圧（Ｖ_１／２）が印加されるだけであるから、素子耐圧の低い素子を採用することができ、この面からもコストダウンを達成することができる。

図２６はこの発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図２５の電力変換装置と異なる点は、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ_２を検出する直流電圧検出部１０ｉをさらに設けた点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部１０ｈに供給する点、および、降圧制御部１０ｈとして、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ_２および直流電圧指令値を入力として、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、降圧チョッパ回路の出力電圧Ｖ_２を検出し、この電圧が一定になるようにスイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させることによって、電源電圧や負荷が変動した場合であっても、安定した直流電圧をインバータ９に供給することができる。

図２７はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図２６の電力変換装置と異なる点は、直流電圧検出部１０ｉに代えて、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出するコンデンサ電圧検出部１０ｊを設けた点、および、降圧制御部１０ｈとして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧および直流電圧指令値を入力として、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。

この電力変換装置を採用した場合には、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出し、両電圧の差に基づいて両コンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を平衡とすべくスイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させることができる。したがって、電源電圧が不平衡な場合であっても、両コンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を平衡とすることができる。

図２８は上記の実施態様におけるスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの一構成例を示す電気回路図である。

前記スイッチ５ｕは、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列に接続しているとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続している。そして、一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続点）を３相整流回路３のｕ相入力端子と接続しているとともに、他方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続点）を１対のコンデンサ４ａ、４ｂの接続点と接続している。

なお、他のスイッチ５ｖ、５ｗの構成はスイッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。

この場合には、スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を達成することができる。

図２９はスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの他の構成例を示す電気回路図である。

前記スイッチ５ｕが図２８のスイッチ５ｕと異なる点は、スイッチング素子を３相整流回路３のｕ相の１対のダイオードの間に直列に接続した点、および一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続点）をｕ相の第１リアクトル２ｕと接続した点のみである。

この場合にも、スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を達成することができる。

図３０はスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗのさらに他の構成例を示す電気回路図である。

前記スイッチ５ｕは、３相整流回路３のｕ相の１対のダイオードの間に１対のダイオードを直列接続するとともに、後者の１対のダイオードの中点をｕ相入力端子とし、後者の１対のダイオードと並列に１対のスイッチング素子を直列接続しているとともに、１対のスイッチング素子の中点を１対のコンデンサ４ａ、４ｂの接続点と接続している。そして、１対のスイッチング素子を同時にＯＮ、ＯＦＦ制御する。

図３２はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置は、３相交流電源１に対してノイズフィルタ１１を介して３相全波整流用のダイオードブリッジ３を接続し、このダイオードブリッジ３の出力端子間に第１のリアクトル１２および第１の平滑コンデンサ１３とを直列接続している。そして、この第１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧を降圧回路１４を介して３相インバータ１５に供給し、３相インバータ１５の出力をモータ１６に供給している。さらに、駆動回路１８を介して降圧回路１４を制御する制御部１７を有している。

前記降圧回路１４は、第１の平滑コンデンサ１３の端子間に、スイッチングトランジスタ１４ａ、第２のリアクトル１４ｂ、および第２の平滑コンデンサ１４ｃを直列接続し、第２のリアクトル１４ｂおよび第２の平滑コンデンサ１４ｃの直列回路と並列に、ダイオード１４ｄをスイッチングトランジスタ１４ａと逆極性となるように接続している。

上記の構成の電力変換装置の作用は次のとおりである。

３相交流電源１から出力される３相交流電圧をダイオードブリッジ３により全波整流し、第１の平滑コンデンサ１３により平滑化することにより、３相交流電圧に対応する直流電圧を得ることができる。

そして、駆動回路１８を通してスイッチングトランジスタ１４ａを制御することにより、降圧処理を行い、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を第１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧Ｖ１よりも低くする。３相インバータ１５は第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を入力として所定のスイッチング動作を行い、モータ１６を駆動する。

ここで、端子間電圧Ｖ１と端子間電圧Ｖ２との比率は、スイッチングトランジスタ１４ａのデューティーを制御することにより設定することができる。すなわち、スイッチングトランジスタ１４ａのデューティーを制御することにより降圧の程度を制御することができる。

したがって、例えば、３相交流電源電圧が４００Ｖ系である場合には、端子間電圧Ｖ２が端子間電圧Ｖ１の略１／２になるように降圧回路１４を制御することによって、３相インバータ１５およびモータ１６として、３相交流電源電圧が２００Ｖ系である場合に対応する定格を有するものを採用することができ、高い電源電圧に合わせて３相インバータ１５およびモータ１６を設計、開発する必要がなくなる。

また、降圧回路１４におけるスイッチング動作によるキャリア電流および高周波ノイズは大容量の第１の平滑コンデンサ１３によりバイパスされるので、交流側におけるキャリア電流用のノーマルモードフィルタが不要となり、高周波ノイズ用のコモンモードフィルタを簡素化することができる。

図３３はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図３２の電力変換装置と異なる点は、ダイオードブリッジ３の出力側に設けた第１のリアクトル１２を省略して、３相交流電源１とノイズフィルタ１１との間に、各相毎に第１のリアクトル１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを接続した点のみである。

したがって、この場合にも、図３２の電力変換装置と同様の作用を達成することができる。

図３４はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図３２の電力変換装置と異なる点は、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を検出して制御部１７に供給する直流電圧検出部１９と、直流電圧の設定値を保持して制御部１７に供給する直流電圧設定値保持部２０と、駆動回路２２を介して３相インバータ１５に制御信号を供給するインバータ制御部２１とをさらに有している点のみである。

ただし、インバータ制御部２１および駆動回路２２については、図３１、図３２の電力変換装置にも設けられているのであり、単に図示が省略されているだけである。

上記の構成の電力変換装置であれば、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２が直流電圧の設定値と等しくなるように制御部１７により降圧回路１４を制御するのであるから、図３５に示すように、モータ出力電力の変化に応答して第１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧Ｖ１が変動する場合であっても、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を一定に保持し続けることができ、安定した直流電圧を３相インバータ１５に供給することができる。

もちろん、電源電圧が変動した場合にも、同様に、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を一定に保持し続けることができ、安定した直流電圧を３相インバータ１５に供給することができる。

図３６はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図３４の電力変換装置と異なる点は、インバータ制御部２１により直流電圧設定値保持部２０の直流電圧の設定値を設定する点のみである。

上記の構成の電力変換装置であれば、直流電圧の設定値を３相インバータ１５が所望する（要求する）直流電圧値に制御することができ（例えば、図３７参照）、３相インバータ１５およびモータ１６の効率を改善することができる。

図３８はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図３４の電力変換装置と異なる点は、モータ１６として圧縮機２３の金属ケーシング内に収納されたものを採用する点のみである。

上記の構成の電力変換装置であれば、圧縮機駆動用モータ１６が圧縮機本体部と共に金属ケーシング内に収納されており、圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線と金属ケーシングとの間に静電容量があるので、３相インバータ１５のスイッチング動作に伴って圧縮機駆動用モータ１６から静電容量を通して金属ケーシングへ高周波の漏れ電流が流れるけれども、降圧回路１４によって３相インバータ１５に供給する電圧を低くしているので、圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧も低くなり、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波の漏れ電流を低減することができる。

また、圧縮機２３による圧縮の対象となる冷媒として、オゾン層破壊能力が零のＨＦＣ冷媒を採用することが好ましい。この場合には、冷媒の誘電率が高いのであるが、上述のように降圧回路１４によって３相インバータ１５に供給する電圧を低くすることができ、圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧も低くすることができ、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波の漏れ電流を低減することができる。

図３９はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

この電力変換装置が図３８の電力変換装置と異なる点は、ファンモータ２５を駆動するための３相インバータ２４を前記３相インバータ１５と並列に接続した点のみである。

なお、制御部１７、駆動回路１８、直流電圧検出部１９、直流電圧設定値保持部２０、インバータ制御部２１、および駆動回路２２は、図示を省略してある。

上記の構成の電力変換装置であれば、ファンモータ２５についても圧縮機２３と同様の作用を達成することができる。

請求項１の発明は、３相交流電源電圧が高い場合であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させることによって、インバータ、モータを特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノイズを低減することができるという特有の効果を奏する。

請求項２の発明は、請求項１と同様の効果を奏する。

請求項３の発明は、降圧回路の出力電圧を出力電圧の設定値と一致させることができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。

請求項４の発明は、降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一致させてインバータおよびモータの効率を改善することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。

請求項５の発明は、モータからの漏れ電流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請求項１から請求項４の何れかと同様の効果を奏する。

請求項６の発明は、オゾン層の破壊を防止できるとともに、漏れ電流増加分を抑制できるほか、請求項５と同様の効果を奏する。

請求項７の発明は、圧縮機駆動用のモータのみならず、ファンモータをも駆動することができるほか、請求項５と同様の効果を奏する。

電力変換装置の一例を示す電気回路図である。電力変換装置の一変更例を示す電気回路図である。電力変換装置の他の変更例を示す電気回路図である。各部の波形を示す図である。相電圧波形、入力電流波形、およびスイッチ５ｕ用の駆動信号を示す図である。スイッチング回数を１回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。スイッチング回数を５回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１８ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を１回に設定した場合、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１３ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を３回に設定した場合、および第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を５回に設定した場合の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。図１の電力変換装置の処理を説明するフローチャートである。等価回路およびベクトル図を示す図である。高調波電流とＩＥＣ規格とを示す図である。各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α_１≦３０°）以内に設定した場合における駆動信号を示す図である。電力変換装置の他の例を示す電気回路図である。相電圧、及び軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号を示す図である。負荷変動時の入力力率特性を示す図である。軽負荷時、重負荷時のベクトル図である。相電圧波形、およびスイッチ駆動信号を示す図である。電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。電源電圧変動時の入力力率特性を示す図である。低電圧時、高電圧時のベクトル図である。電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。電力変換装置のさらに他の例を示す電気回路図である。相電圧波形およびスイッチ駆動信号波形を示す図である。相電圧波形および軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号波形を示す図である。この発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。この発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの一構成例を示す電気回路図である。スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの他の構成例を示す電気回路図である。スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗのさらに他の構成例を示す電気回路図である。従来のＰＷＭコンバータを示す図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。モータ出力電力と、降圧回路の入力電圧、出力電圧との関係の一例を示す図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。モータ回転数と、降圧回路の入力電圧、出力電圧との関係の一例を示す図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。

１交流電源２ｕ、２ｖ、２ｗ第１リアクトル
３３相整流回路４ａ、４ｂコンデンサ
５ｕ、５ｖ、５ｗスイッチ７制御部
１０ａ、１０ｂスイッチング素子
１０ｃ、１０ｄダイオード１０ｅ第２リアクトル
１０ｈ降圧制御部１４降圧回路
１４ａスイッチング素子１４ｂ第２のリアクトル
１４ｄダイオード１５３相インバータ
１６モータ１７制御部
１９直流電圧検出部２０直流電圧設定値保持部
２１インバータ制御部２３圧縮機
２５ファンモータ

Claims

交流電源（１）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（３）と、整流回路（３）の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子（１４ａ）を有するとともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータ（１５）に供給する降圧回路（１４）とを含む電力変換装置であって、
前記降圧回路（１４）の出力電圧がインバータ（１５）およびモータ（１６）の耐圧以下となるように前記スイッチング素子（１４ａ）を制御する制御手段（１７）を含むことを特徴とする電力変換装置。
前記降圧回路（１４）は、整流回路（３）の整流出力を平滑化する平滑手段（１３）と、平滑化された電圧を降圧するための、スイッチング素子（１４ａ）、ダイオード（１４ｄ）、およびリアクトル（１４ｂ）を含むものである請求項１に記載の電力変換装置。
前記降圧回路（１４）の出力電圧を検出し、前記降圧回路（１４）の出力電圧が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子（１４ａ）を制御する制御手段（１７）（１９）（２０）を含む請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
前記降圧回路（１４）の出力電圧の設定値をインバータ（１５）が所望する電圧と一致するようにスイッチング素子（１４ａ）を制御する制御手段（１７）（１９）（２０）（２１）を含む請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
前記モータ（１６）は圧縮機（２３）の駆動源である請求項１から請求項４の何れかに記載の電力変換装置。
前記圧縮機（２３）は冷媒としてＨＦＣを採用するものである請求項５に記載の電力変換装置。
前記降圧回路（１４）の出力により駆動されるファンモータ（２５）を含む請求項５に記載の電力変換装置。