JPH0686539A - コンバータ回路 - Google Patents
コンバータ回路Info
- Publication number
- JPH0686539A JPH0686539A JP23585292A JP23585292A JPH0686539A JP H0686539 A JPH0686539 A JP H0686539A JP 23585292 A JP23585292 A JP 23585292A JP 23585292 A JP23585292 A JP 23585292A JP H0686539 A JPH0686539 A JP H0686539A
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- JP
- Japan
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- power supply
- self
- circuit
- extinguishing element
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流電源の電圧変動、交流電圧を整流した直
流入力電圧のリップルに対し、電圧形インバータのフィ
ルタコンデンサの電圧を定格交流電源電圧のピーク値以
下の一定レベルに制御する。 【構成】 交流電源電圧を整流器で直流電圧に変換した
後に、リアクトルを介して前記整流器の両端間に第一の
自己消弧素子を設け、前記整流器の出力側のリアクトル
とインバータの電源となるフィルタコンデンサとの間に
第二の自己消弧素子を設けて、インバータの直流入力電
圧が基準直流電圧より低い時は第二の自己消弧素子を導
通状態として第一の自己消弧素子をオン・オフ制御し、
インバータの直流入力電圧が基準直電圧より高い時は第
一の自己消弧素子を非導通状態として第二の自己消弧素
子をオン・オフ制御するように構成したことを特徴とし
ている。
流入力電圧のリップルに対し、電圧形インバータのフィ
ルタコンデンサの電圧を定格交流電源電圧のピーク値以
下の一定レベルに制御する。 【構成】 交流電源電圧を整流器で直流電圧に変換した
後に、リアクトルを介して前記整流器の両端間に第一の
自己消弧素子を設け、前記整流器の出力側のリアクトル
とインバータの電源となるフィルタコンデンサとの間に
第二の自己消弧素子を設けて、インバータの直流入力電
圧が基準直流電圧より低い時は第二の自己消弧素子を導
通状態として第一の自己消弧素子をオン・オフ制御し、
インバータの直流入力電圧が基準直電圧より高い時は第
一の自己消弧素子を非導通状態として第二の自己消弧素
子をオン・オフ制御するように構成したことを特徴とし
ている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧形インバータの直
流電圧を作るコンバータ回路に関するものであり、さら
に詳細に言えば、交流電源電圧の変動にかかわらず直流
電圧を交流電圧のピーク値以下に抑える電圧制御の改善
に関するものである。
流電圧を作るコンバータ回路に関するものであり、さら
に詳細に言えば、交流電源電圧の変動にかかわらず直流
電圧を交流電圧のピーク値以下に抑える電圧制御の改善
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電圧形インバータの電源は、一般に商用
交流電圧をダイオードで整流して、フィルタコンデンサ
に蓄えることにより形成される。
交流電圧をダイオードで整流して、フィルタコンデンサ
に蓄えることにより形成される。
【０００３】図２にコンバータの従来例を示す。図にお
いて、１は交流電源、２は交流電源を直流に変換する整
流器、７はフィルタコンデンサであり、８は直流電圧を
交流出力電圧に変換して負荷モータ９を駆動するインバ
ータ部である。図３に図２の各部の波形を示す。図３に
おいて、101'は交流電源１の単相交流電圧を整流器２で
整流した、フィルタコンデンサ７への印加電圧分であ
る。104 は平均直流電圧分であるが、フィルタコンデン
サ７の両端は103 のように大きいリップルを有するの
で、リップル電流耐量を持つ電解コンデンサを必要とす
る。また、負荷量や電源電圧変動によっても平均直流電
圧104 は変動する。
いて、１は交流電源、２は交流電源を直流に変換する整
流器、７はフィルタコンデンサであり、８は直流電圧を
交流出力電圧に変換して負荷モータ９を駆動するインバ
ータ部である。図３に図２の各部の波形を示す。図３に
おいて、101'は交流電源１の単相交流電圧を整流器２で
整流した、フィルタコンデンサ７への印加電圧分であ
る。104 は平均直流電圧分であるが、フィルタコンデン
サ７の両端は103 のように大きいリップルを有するの
で、リップル電流耐量を持つ電解コンデンサを必要とす
る。また、負荷量や電源電圧変動によっても平均直流電
圧104 は変動する。
【０００４】図４に他のコンバータ従来例を示す。図４
において、図２と同一の符号は同一部分を示している。
図４は昇圧形のコンバータ回路であり、３はリアクト
ル、４はトランジスタ、５’はダイオードである。
において、図２と同一の符号は同一部分を示している。
図４は昇圧形のコンバータ回路であり、３はリアクト
ル、４はトランジスタ、５’はダイオードである。
【０００５】電圧判別器12により、基準電圧104'よりも
フィルタコンデンサ７の電圧103'が低いと、一定パルス
幅発生器15からのベース駆動回路16を介した信号でトラ
ンジスタ４が導通し、整流器２，リアクトル３，トラン
ジスタ４を通って短絡電流が流れ、リアクトル３にエネ
ルギーが蓄えられる。トランジスタ４が幅の狭い一定時
間導通された後オフされると、リアクトル３のエネルギ
ーはダイオード５’を介してフィルタコンデンサ７に供
給される。
フィルタコンデンサ７の電圧103'が低いと、一定パルス
幅発生器15からのベース駆動回路16を介した信号でトラ
ンジスタ４が導通し、整流器２，リアクトル３，トラン
ジスタ４を通って短絡電流が流れ、リアクトル３にエネ
ルギーが蓄えられる。トランジスタ４が幅の狭い一定時
間導通された後オフされると、リアクトル３のエネルギ
ーはダイオード５’を介してフィルタコンデンサ７に供
給される。
【０００６】図５に各部の波形を示す。この回路はフィ
ルタコンデンサ７の電圧を一定に制御できるが、直流電
圧103'は交流電源の全波波形のピーク値101"より常に高
くないと制御できない。
ルタコンデンサ７の電圧を一定に制御できるが、直流電
圧103'は交流電源の全波波形のピーク値101"より常に高
くないと制御できない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図２に示した従来方式
のコンバータは、単相交流電源の場合はフィルタコンデ
ンサ７が耐リップル電流を考慮した大きい電解コンデン
サを必要とし、直流電圧も電源電圧によって大きく変動
するばかりでなく、直流電圧波形のリップルも大きく、
インバータの性能に大きく支障をきたす。
のコンバータは、単相交流電源の場合はフィルタコンデ
ンサ７が耐リップル電流を考慮した大きい電解コンデン
サを必要とし、直流電圧も電源電圧によって大きく変動
するばかりでなく、直流電圧波形のリップルも大きく、
インバータの性能に大きく支障をきたす。
【０００８】図４に示した従来方式の昇圧形コンバータ
は、直流電圧103'は安定するが、常に交流電圧のピーク
値101"より高くなるので、100V交流電圧から200V出力直
流電圧を作る場合等には有効であるが、200V, 400V電源
に対してはインバータ部の素子耐圧が高いものを必要と
する問題がある。
は、直流電圧103'は安定するが、常に交流電圧のピーク
値101"より高くなるので、100V交流電圧から200V出力直
流電圧を作る場合等には有効であるが、200V, 400V電源
に対してはインバータ部の素子耐圧が高いものを必要と
する問題がある。
【０００９】以上のように、従来のコンバータ回路には
いずれも問題点があり、本発明はこれらの問題点を解決
するためになされたものである。
いずれも問題点があり、本発明はこれらの問題点を解決
するためになされたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】昇圧回路と降圧回路とを
組み合わせ、電源電圧が直流出力基準電圧より低い時は
降圧回路のトランジスタを導通状態にし、昇圧回路のト
ランジスタをオン・オフすることにより直流出力電圧を
一定に制御し、電源電圧が直流出力基準電圧より高い時
は昇圧回路のトランジスタを非導通状態にし、降圧回路
のトランジスタをオン・オフすることにより直流出力電
圧を一定に制御する。
組み合わせ、電源電圧が直流出力基準電圧より低い時は
降圧回路のトランジスタを導通状態にし、昇圧回路のト
ランジスタをオン・オフすることにより直流出力電圧を
一定に制御し、電源電圧が直流出力基準電圧より高い時
は昇圧回路のトランジスタを非導通状態にし、降圧回路
のトランジスタをオン・オフすることにより直流出力電
圧を一定に制御する。
【００１１】
【作用】前記のような構成にすることにより、整流直流
電圧リップルを小さくするとともに、電源電圧変動に対
し、負荷である電圧形インバータの直流電源電圧を常に
一定に保つことができる。
電圧リップルを小さくするとともに、電源電圧変動に対
し、負荷である電圧形インバータの直流電源電圧を常に
一定に保つことができる。
【００１２】
【実施例】図１に本発明の一実施例の回路図を示す。図
１において図２と同一の符号は同一機能を有するもので
あり、その説明を省略する。
１において図２と同一の符号は同一機能を有するもので
あり、その説明を省略する。
【００１３】図１において、６は降圧用トランジスタ、
５はトランジスタ６の逆耐圧を補うダイオードである。
13, 18は判別器、14はアンド回路、22は降圧用トランジ
スタを駆動する駆動回路である。
５はトランジスタ６の逆耐圧を補うダイオードである。
13, 18は判別器、14はアンド回路、22は降圧用トランジ
スタを駆動する駆動回路である。
【００１４】図６に示した本発明の動作説明図を用い
て、図１に示した本発明の一実施例の動作を説明する。
交流電源１の電圧を整流した電圧102 が直流出力電圧10
3 の基準電圧104 より低い時、判別器13の出力109 は
「Ｈ」レベルとなり、又出力電圧103 が基準電圧104 よ
り低い時、判別器12の出力108 は「Ｈ」レベルとなる。
信号108, 109はアンド回路14を介して一定幅の信号を出
力するパルス発生器15に入力され、その出力はベース駆
動回路16を介して昇圧用のトランジスタ４をオンにする
信号112 となる。この時、降圧用のトランジスタ６は、
基準電圧104 より多少高いレベルの信号105 と直流出力
電圧103 とを入力とするヒステリシスコンパレータ18の
出力信号により、駆動回路22を介して信号116 により駆
動されて導通状態にある。昇圧用のトランジスタ４をオ
ン・オフしている時は、降圧用のトランジスタ６は常時
導通状態になるように信号105 のレベルが選ばれてい
る。
て、図１に示した本発明の一実施例の動作を説明する。
交流電源１の電圧を整流した電圧102 が直流出力電圧10
3 の基準電圧104 より低い時、判別器13の出力109 は
「Ｈ」レベルとなり、又出力電圧103 が基準電圧104 よ
り低い時、判別器12の出力108 は「Ｈ」レベルとなる。
信号108, 109はアンド回路14を介して一定幅の信号を出
力するパルス発生器15に入力され、その出力はベース駆
動回路16を介して昇圧用のトランジスタ４をオンにする
信号112 となる。この時、降圧用のトランジスタ６は、
基準電圧104 より多少高いレベルの信号105 と直流出力
電圧103 とを入力とするヒステリシスコンパレータ18の
出力信号により、駆動回路22を介して信号116 により駆
動されて導通状態にある。昇圧用のトランジスタ４をオ
ン・オフしている時は、降圧用のトランジスタ６は常時
導通状態になるように信号105 のレベルが選ばれてい
る。
【００１５】図６に示すごとく、交流電源１の電圧を整
流した電圧102 が直流出力電圧103より低い間は、昇圧
用のトランジスタ４のオン・オフを繰り返して、直流出
力電圧103 を基準電圧104 に近いレベルに制御する。ま
た、交流電源１の電圧を整流した電圧102 が直流出力電
圧103 より高い領域では、昇圧用のトランジスタ４は非
導通状態のままであり、ヒステリシスコンパレータ18に
よって、直流出力電圧103 が信号電圧105 より低い時は
降圧用のトランジスタ６をオンし、直流出力電圧103 が
信号電圧105 より高くなった時は降圧用のトランジスタ
６をオフすることを繰り返して、直流出力電圧103 を基
準電圧104 に近いレベルに制御する。
流した電圧102 が直流出力電圧103より低い間は、昇圧
用のトランジスタ４のオン・オフを繰り返して、直流出
力電圧103 を基準電圧104 に近いレベルに制御する。ま
た、交流電源１の電圧を整流した電圧102 が直流出力電
圧103 より高い領域では、昇圧用のトランジスタ４は非
導通状態のままであり、ヒステリシスコンパレータ18に
よって、直流出力電圧103 が信号電圧105 より低い時は
降圧用のトランジスタ６をオンし、直流出力電圧103 が
信号電圧105 より高くなった時は降圧用のトランジスタ
６をオフすることを繰り返して、直流出力電圧103 を基
準電圧104 に近いレベルに制御する。
【００１６】上記の説明ではリアクトルを直流側に設け
たが、交流入力側に設けても同様の効果を得ることがで
きる。
たが、交流入力側に設けても同様の効果を得ることがで
きる。
【００１７】また、トランジスタ４，６の代わりに自己
消弧形の他の素子を使用することも可能であり、昇圧用
のトランジスタと逆並列に接続したフライホイールダイ
オードを省略しても問題はない。
消弧形の他の素子を使用することも可能であり、昇圧用
のトランジスタと逆並列に接続したフライホイールダイ
オードを省略しても問題はない。
【００１８】降圧用のトランジスタ６に直列に挿入した
ダイオード５は、自己消弧素子６が十分な逆耐圧を有す
れば省略できる。
ダイオード５は、自己消弧素子６が十分な逆耐圧を有す
れば省略できる。
【００１９】トランジスタ４，６のオン・オフ制御も、
本説明の一定パルス幅発生器やヒステリシスコンパレー
タでなく、入力電流値を一定値以内に制御できるＰＷＭ
制御で行うことができることは当然である。
本説明の一定パルス幅発生器やヒステリシスコンパレー
タでなく、入力電流値を一定値以内に制御できるＰＷＭ
制御で行うことができることは当然である。
【００２０】本説明では電源を単相で示したが、勿論三
相入力でも適用できる。
相入力でも適用できる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、入力電源の電圧の上下
変動に対し、インバータ直流電圧を定格電源電圧のピー
ク値以下に一定に制御することができるので、インバー
タの使用素子の耐圧を不必要に上げなくてもよく、トラ
ンジスタの保護上大きい効果がある。
変動に対し、インバータ直流電圧を定格電源電圧のピー
ク値以下に一定に制御することができるので、インバー
タの使用素子の耐圧を不必要に上げなくてもよく、トラ
ンジスタの保護上大きい効果がある。
【００２２】また、インバータの性能上も、直流電圧を
一定に抑えているので安定であり、フィルタコンデンサ
も小さく抑えることができる効果がある。
一定に抑えているので安定であり、フィルタコンデンサ
も小さく抑えることができる効果がある。
【図１】本発明のコンバータ回路の一実施例の回路図を
示している。
示している。
【図２】コンバータの従来の一例の回路図を示してい
る。
る。
【図３】図２の回路の動作説明図である。
【図４】昇圧形コンバータの従来の一例の回路図であ
る。
る。
【図５】図５の回路の動作説明図である。
【図６】図１に示した本発明の一実施例の動作説明図で
ある。
ある。
１ 交流電源 ２ 交流電源を直流に変換する整流器 ３ リアクトル ４ 昇圧用のトランジスタ ５ トランジスタの逆耐圧を補うダイオード ５’ ダイオード ６ 降圧用トランジスタ ７ フィルタコンデンサ ８ インバータ部 ９ 負荷モータ 12 電圧判別器 13 判別器 14 アンド回路 15 一定パルス幅発生器 16 ベース駆動回路 18 ヒステリシスコンパレータ 22 降圧用トランジスタを駆動する駆動回路 101' 交流電源を整流した、フィルタコンデンサへの印
加電圧 101" 交流電源の全波波形のピーク値 102 交流電源１の電圧を整流した電圧 103, 103' フィルタコンデンサ電圧すなわち直流出力電
圧 104 平均直流電圧分 104' 基準電圧 105 電圧信号 108 判別器12の出力 109 判別器13の出力 112 昇圧用のトランジスタをオンにする信号 113 ヒステリシスコンパレータの出力 116 降圧用のトランジスタを駆動する信号
加電圧 101" 交流電源の全波波形のピーク値 102 交流電源１の電圧を整流した電圧 103, 103' フィルタコンデンサ電圧すなわち直流出力電
圧 104 平均直流電圧分 104' 基準電圧 105 電圧信号 108 判別器12の出力 109 判別器13の出力 112 昇圧用のトランジスタをオンにする信号 113 ヒステリシスコンパレータの出力 116 降圧用のトランジスタを駆動する信号
Claims (3)
- 【請求項１】交流電源を整流器で直流電圧に変換し、フ
ィルタコンデンサを介して電圧形インバータの電源とす
るコンバータ回路において、 該整流器直流側にリアクトルを介して第一の自己消弧素
子を該整流器の直流出力端子間に設け、該整流器の出力
側のリアクトルとインバータの電源となるフィルタコン
デンサとの間に逆耐圧を有する第二の自己消弧素子（又
はダイオードと自己消弧素子とを直列接続した回路）を
接続するように構成し、インバータの直流入力電圧が基
準直流電圧より低い時は第二の自己消弧素子を導通状態
として第一の自己消弧素子をオン・オフ制御し、インバ
ータの直流入力電圧が基準直流電圧より高い時は第一の
自己消弧素子を非導通状態として第二の自己消弧素子を
オン・オフ制御するようにしたことを特徴とするコンバ
ータ回路。 - 【請求項２】前記フィルタコンデンサの両端の低電圧レ
ベルを検出する第一の判別器と、前記交流電圧を整流し
た整流器の両端電圧が該フィルタコンデンサの両端電圧
以下であることを検出する第二の判別器とを設け、前記
第一と第二の判別器出力を入力とするアンド回路を介し
て、昇圧用の第一の自己消弧素子の駆動条件とし、また
前記フィルタコンデンサ両端の高電圧レベルを検出する
第三の判別器により、降圧用の前記第二の自己消弧素子
の駆動信号とすることを特徴とする請求項１記載のコン
バータ回路。 - 【請求項３】前記第一の自己消弧素子の駆動条件である
前記アンド回路出力により、一定時間該第一の自己消弧
素子を駆動するように昇圧回路を構成することを特徴と
する請求項１記載のコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23585292A JPH0686539A (ja) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | コンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23585292A JPH0686539A (ja) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | コンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0686539A true JPH0686539A (ja) | 1994-03-25 |
Family
ID=16992213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23585292A Pending JPH0686539A (ja) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | コンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0686539A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997003494A1 (fr) * | 1995-07-11 | 1997-01-30 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Circuit de conversion alimente par une onde sinusoidale |
| JP2009189241A (ja) * | 2001-09-28 | 2009-08-20 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| CN111316548A (zh) * | 2017-10-16 | 2020-06-19 | 株式会社小糸制作所 | 点灯电路以及车辆用灯具 |
-
1992
- 1992-09-03 JP JP23585292A patent/JPH0686539A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997003494A1 (fr) * | 1995-07-11 | 1997-01-30 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Circuit de conversion alimente par une onde sinusoidale |
| JP2009189241A (ja) * | 2001-09-28 | 2009-08-20 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| CN111316548A (zh) * | 2017-10-16 | 2020-06-19 | 株式会社小糸制作所 | 点灯电路以及车辆用灯具 |
| CN111316548B (zh) * | 2017-10-16 | 2024-01-23 | 株式会社小糸制作所 | 点灯电路以及车辆用灯具 |
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