JP2011101505A - 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供する。
【解決手段】目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値未満の場合にゼロクロス検出手段で検出された交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合にスイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替える。
【選択図】 図１

Description

この発明は交流電源から得られる交流電圧を直流電源に変換し、電源高調波電流を抑制しつつ高力率，高効率を実現する直流電源装置およびこれを用いた空気調和機に関する。

インバータ駆動されるモータ負荷をもつ空気調和機などの機器において、その高効率化の手法の一つとして、モータのコイル巻線を多く巻き込み、モータに流れる電流を小さくすることで、インバータにおける損失を低減する方法がよく知られている。

しかしながら、この方法を実際に行う場合には、モータの誘起電圧がコイル巻数に比例して増加するため、機器に搭載される直流電源装置は、誘起電圧の増加見合分だけインバータへ供給する直流電圧を高くする必要がある。

同時に、電力送電設備の負担軽減のため、直流電源装置には高力率，低高調波電流が求められており、リアクタを接続し短絡することで、入力電流の波形と直流電圧を制御する種々の方法が提案されている。この種の従来技術として、特公昭６３−１３２０４号公報，特許２８０９４６３号公報，特開平１０−２０１２４８号公報，特開２００３−１５３５４３号公報，特開２００６−１７４６８９号公報，特許０３４８５０４７号公報，特開２００９−１００４９９号公報が知られている。

特許文献１は交流電源電流を検出する電源電流検出回路を備え、電流の上限値と下限値を定め、検出電流と比較することにより短絡タイミングを制御するものである。これにより電源半周期に数回の短絡で電源電流を改善できるため、高効率と高力率を両立させることができる電源回路について述べている。

特許文献２は瞬時電源電流検出回路を備え、負荷状態に合わせて係数を設定し、この係数と電流情報との積に基づいてスイッチング素子の動作を規定する通流比を作成し、スイッチング素子を動作させるものである。これは特許文献１におけるスイッチングタイミングを明確に規定したものであり、これにより電源高調波電流の抑制と高力率を実現し、直流電圧の制御も可能である。さらに負荷に応じて係数を変更し電源電流のピーク付近でのスイッチング動作を停止することでスイッチング回数と直流電圧を変化させ高効率動作が可能である。電源装置および力率改善方法について述べている。

特許文献３は交流電源の半周期毎にゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点から所定の時間だけ遅延してスイッチング手段をオンし、所定のオン期間後オフすることで、交流電源からの入力電流の通電幅を拡大し、力率を改善するとともにリアクタに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサへ供給することで高い直流電圧を得ることができる。１回しかオンしないことで、高い効率で力率改善できる電源装置について述べている。

特許文献４は交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、リアクトルを介して交流電源を短絡／開放する双方向通電性の短絡素子とを設け、負荷量に応じて、短絡素子を、短絡動作無しの力率改善無しモード、或いは短絡動作を電源半周期に１回もしくは複数回行う部分スイッチングモード、或いは短絡動作を高周波で行う高周波スイッチングモードのいずれかのモードにて制御する。これにより、負荷の広い運転領域全体に渡り損失を低減して効率向上を可能にし、力率改善により電力供給を安定に行うこと。更に、負荷及び電源共に高周波問題を解消することができる電力供給装置，電動機駆動装置，電力供給装置の制御方法について述べている。

特許文献５〜特許文献７はスイッチング素子の短絡回数を負荷に応じて変更することにより高力率の直流電源装置を実現する直流電源装置，空気調和機について述べている。

特公昭６３−１３２０４号公報 特許２８０９４６３号公報 特開平１０−２０１２４８号公報 特開２００３−１５３５４３号公報 特開２００６−１７４６８９号公報 特許０３４８５０４７号公報 特開２００９−１００４９９号公報

現在、家庭用の空気調和機は、環境への配慮が求められ、省資源，省エネを強く要求されるようになった。加えて、電子制御機器の急増に伴い電源に悪影響を与える高調波電流の規制に適合する製品が求められている。

しかしながら、上記で述べた先行技術ではこれらの要求を部分的に満たすだけであり、次のような問題がある。

特許文献１では瞬時の交流電流を検出する電流検出回路およびスイッチングタイミングを決定するスイッチング素子駆動回路が必要なため、回路が複雑になる。さらに直流電圧の制御法や最適な電流の上限値、下限値の決め方について述べられておらず、コイル巻き線を多く巻き込んだ直流電圧の昇圧が必要な電動機の高効率制御には適さない。また、直流出力電圧の維持方法についての言及が無い。

特許文献２では負荷が小さいときは直流電圧を低く、スイッチング回数を少なくし、高効率運転を行い、負荷が大きいときは直流電圧を高く、スイッチング回数を多くし、高力率運転を行うことが可能である。しかし瞬時の交流電源電流が必要であり、回路が複雑になる。また効率を優先して数回までスイッチング回数を落とした場合、交流電流のリップルが大きくなり、力率の低下や高調波電流の増加が見られる。また、直流出力電圧の維持は短絡回数と開閉デューティの増減で行っている。

特許文献３では直流電圧を高くしようとした場合、短絡した波形は歪んでしまうため、電源高調波電流が多くなり、高い力率を得ながらもＪＩＳ規格値を満足できない。また、この発明は電源の半周期に１回だけ短絡動作をするもので、パルス間隔についての言及が無い。

特許文献４では部分スイッチングモードではスイッチング素子の短絡開始時間，短絡時間、および短絡回数を制御することで直流出力電圧を制御できるが、高調波を抑制する具体的な手段は述べられていない。したがってモードの切り替えにより高効率と高調波抑制（高力率）のどちらかは選択できるが、高効率と高調波抑制の両立はできなかった。

特許文献５〜特許文献７では最適なスイッチングタイミングについて明確な記載がなかった。

本発明の目的は、電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することにある。

本発明が解決しようとする課題は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、前記直流電力の目標電圧設定手段と、前記交流電源の周波数を検出する周波数検出手段と、前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記整流回路の出力である直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡，開放するスイッチング制御手段とを備える直流電源装置において、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値未満の場合に前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替えることにより達成される。

請求項２に記載の直流電源装置は請求項１の直流電源装置において、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値以上の場合に、前記２回短絡の場合と同様に、前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替えるものである。

請求項３に記載の直流電源装置は請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング制御手段は３回目以降の短絡時間を前記電源周波数が５０Ｈｚの時は０.２５ｍｓ、６０Ｈｚの時は０.２ｍｓ以下の範囲とするものである。

請求項４に記載の直流電源装置は請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、短絡回数増加後のＭ回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前の短絡時間の合計値より、減少させるものである。

請求項５に記載の直流電源装置は請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、Ｍ＋１回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくするものである。

請求項６に記載の直流電源装置は請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ−１回目までの短絡時間の合計値より、増加させるものである。

請求項７に記載の直流電源装置は請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくするものである。

請求項８に記載の直流電源装置は請求項３の直流電源装置において、前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記入力電流検出手段で検出した入力電流に応じて定めるものである。

請求項９に記載の直流電源装置は請求項３の直流電源装置において、前記直流電力に接続された負荷量を検出する負荷量検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記負荷量検出手段で検出された負荷量に応じて定めるものである。

請求項１０に記載の直流電源装置は請求項９の直流電源装置において、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータへの印加電圧とし、前記負荷量検出手段としてモータへの印加電圧を検出するモータ印加電圧検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ印加電圧検出手段で検出されたモータ印加電圧に応じて定めるものである。

請求項１１に記載の直流電源装置は請求項９の直流電源装置において、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータの回転数として、前記負荷量検出手段としてモータの回転数を検出するモータ回転数検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ回転数検出手段で検出されたモータ回転数に応じて定めるものである。

さらには、請求項１２により、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機を提供することができる。

請求項１に記載の発明によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項２によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項３によれば、短絡回数を多くして力率を改善しつつ、電源高調波電流規制を満足する。

請求項４によれば、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる。

請求項５によれば、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる。

請求項６によれば、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる。

請求項７によれば、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる。

請求項８によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項９によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項１０によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項１１によれば、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する。

請求項１２によれば、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機を実現する。

実施例１の電源装置の回路構成を示すブロック図。 同電源装置で１回短絡時の電源電圧・入力電流波形。 同電源装置で２回短絡時の電源電圧・入力電流波形。 同電源装置で３回短絡時の電源電圧・入力電流波形。 同電源装置で５回短絡時の電源電圧・入力電流波形。 同電源装置の短絡回数制御部の記憶装置の記憶内容説明図。 同短絡回数制御部の短絡回数制御フロー要部。 同短絡回数制御部の前段処理フロー要部。 同短絡回数制御部の短絡回数増加処理フロー要部。 同短絡回数制御部の短絡回数減少処理フロー要部。 同電源装置の回路構成を示すブロック図。 入力電流と目標直流電圧の関係を示す図。 負荷量と目標直流電圧の関係を示す図。 モータ印加電圧と目標直流電圧の関係を示す図。 モータ回転数と目標直流電圧の関係を示す図。 実施例３の電源装置の回路構成を示すブロック図。 実施例４の電源装置の回路構成を示すブロック図。 実施例５の電源装置の回路構成を示すブロック図。 実施例６の空気調和機の構成図。 同空気調和機の室外機の内部構造斜視図。 同室外機の天板を外した平面図。 同室外機の前面板を外した正面図。

以下、本発明を空気調和機の圧縮機駆動用の直流電源装置に適用した実施例について図を用いて説明する。図における同一符号は同一物または相当物を示す。

まず、本発明の直流電源装置の全体構成について図１を用いて説明する。図１は実施例１の電源装置の回路構成を示すブロック図である。

直流電源装置１００は図１に示すように、交流電源１０１と負荷１０４に接続され、交流電圧を整流回路１０２で整流し、平滑コンデンサ１０３で平滑して直流電圧に変換し、負荷１０４に電力を供給する。

通常平滑コンデンサ１０３に蓄えられた電荷による直流電圧のため、交流電圧がこの直流電圧を超えたときにしか電流は流れないので、通電区間は短く、電流波形は鋭くとがって力率が悪くなってしまう。これを改善するためリアクタ１０５を接続すると、電流波形の波高値は低くなり、通電区間が後ろに伸び力率が改善される。

さらに、交流電源１０１がリアクタ１０５を介して短絡されるようにスイッチング手段１０６が設けられ、また、交流電源１０１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１０７が接続されており、ゼロクロス検出手段１０７で検出されたゼロクロス点に同期させて、スイッチング制御手段１０８でスイッチング手段１０６を駆動する駆動信号を生成し、スイッチング手段１０６を短絡する。

次に、スイッチング手段の１回短絡，２回短絡例について図２，図３を用いて説明する。図２は電源装置で１回短絡時の電源電圧・入力電流波形である。図３は電源装置で２回短絡時の電源電圧・入力電流波形である。

これまで電源高調波電流を抑制するため、スイッチングの短絡，開放を複数回行えば、短絡電流のピークが下がるため有効であることがいわれてきたが、この間隔については言及されていなかった。度重なる検討の結果、発明者らは、力率の向上と電源高調波電流の抑制の両立させるためには第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間が重要であること見出し、本発明を出願するに至った。以下、第１と第２の短絡との間の開放時間の重要性について説明する。

説明に先立ち、高調波電流の指標とした高調波の余裕度について説明する。電源周波数のｎ次の高調波電流の限度値はＪＩＳ Ｃ６１０００−３−２「電磁両立性−第３−２部：限度値−高調波電流発生限度値」に規定されていて、この限度値Ｉｓｎに対して高調波電流をＩｎとしたときｎ次の余裕度を（１−Ｉｎ／Ｉｓｎ）と定義する。

定義から明らかなように、ｎ次の余裕度が０より小さい時は限度値Ｉｓｎ以上のｎ次の高調波電流が流れていることになるので規定不適合でＮＧとなり、ｎ次の余裕度が０より大きい時はｎ次の高調波電流が限度値以下で規定に適合している状態で、ｎ次の余裕度が１に近い時はｎ次の高調波電流が０に近づき、電源に悪影響を与えるｎ次の高調波電流がほとんどなく、非常に良好な状態であると言える。

上記のｎ次の余裕度を２次から４０次まで求め最も小さいものを高調波の余裕度と定義する。

一般に、空気調和機として家庭用の４〜５ｋＷクラスの製品を考えた場合、電源として２００Ｖが使用されることが多く、運転時間は、春，秋の肌寒い頃に弱い暖房で使用される時間が一番多く、負荷の一番大きい条件は、早朝の暖房の立上がり時で、圧縮機を高速で駆動し、大きな暖房能力で急速に室内を暖める時である。

このように、暖房能力，冷房能力の大小は負荷量の大小と連動し、空気調和機には負荷量の大小と連動する圧縮機回転数，直流電圧，入力電流，機体各部の温度，冷凍サイクルの温度等に応じた運転が要求される。

はじめに１回の短絡のみ行った場合を説明する。この場合、電源半周期の電源電圧，電源電流（入力電流）の波形は、例えば、図２のようになる。交流電源電圧２００Ｖ，５０Ｈｚとして、負荷の条件としては運転時間の長い暖房の弱運転に相当する、直流電圧Ｖｄを２６０Ｖ、出力電力を８８０Ｗを想定し、ゼロクロスからの第１の短絡までの遅延時間をＴｄとし、短絡時間をＴｏｎとして、所要の直流電圧２６０Ｖを得て、力率が最大となる遅延時間Ｔｄと短絡時間Ｔｏｎを求め、その時の高調波の余裕度と力率をシミュレーションで求めると表１のようになる。

この表から判るように、遅延時間と短絡時間を変化させることにより、高調波の余裕度は向上させることができる。表１では、高調波の余裕度が増すと力率が下がる傾向にあり、高調波の余裕度と力率はトレードオフの関係となっている。

次に、具体的な２回短絡の種々の例について説明する。

これに対して２回短絡を行った場合、電源半周期の電源電圧，電源電流（入力電流）の波形は、例えば、図３のようになる。

直流電圧Ｖｄを２６０Ｖ、出力電力を８８０Ｗ、交流電源電圧２００Ｖ、５０Ｈｚとして、ゼロクロスからの第１の短絡までの遅延時間Ｔｄを１.７ｍｓ、第１と第２の短絡時間を合計した合計短絡時間Ｔｏｎを０.６２ｍｓに固定して、第２の短絡時間を０.１〜０.５ｍｓに変化させ、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.１〜０.８ｍｓまで変化させた場合の高調波の余裕度を表２に、力率を表３に示す。

ここで直流電圧２６０Ｖとなるように２回短絡し、高い力率を得たとしても、第１と第２の短絡の間の開放時間を大きくとりすぎてしまうと高調波の余裕度がＮＧとなってしまう。高調波の余裕度と力率がよく、制御のばらつきに対して余裕があるのは、第１と第２の短絡の間の開放時間が０.２ｍｓのときで、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.０８〜０.１８あり、力率は９３.２〜９３.９％と高調波の規格値内でかつ高力率を実現できる。

さらにゼロクロスから第１の短絡までの遅延時間Ｔｄと第１と第２の短絡時間を合計した合計短絡時間Ｔｏｎを（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（２.２ｍｓ，０.４５ｍｓ），（２.７ｍｓ，０.３５ｍｓ）とした場合の高調波の余裕度，力率を表４〜表７に示す。なお、以下の表は、特に断らない限り、電源電圧２００Ｖ，電源周波数５０Ｈｚの場合の値である。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（２.２ｍｓ，０.４５ｍｓ）のときは第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間は０.２〜０.４ｍｓの値がよく、このときの高調波の余裕度は０.０８〜０.３１で力率は９０.７〜９２.５％となる。１回のみの短絡では高調波に余裕がなかったが、２回短絡を行い、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間は０.２〜０.４ｍｓの間から選ぶことで、同等力率で高調波の余裕度を改善することができる。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（２.７ｍｓ，０.３５ｍｓ）のときも第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間が０.２〜０.４ｍｓの場合に良好な結果が得られ、高調波の余裕度は０.１６〜０.３７、力率は８６.８〜８９.５％となる。１回のみの短絡よりも、２回短絡を行い、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.２〜０.４ｍｓの間から選ぶことで、同等力率で高調波の余裕度を改善することができる。

上記条件に対して、使用するモータの巻線回数を増やしたときには、出力直流電圧のアップが必要になるが、そのような状況でも本発明の技術が使用可能か否かを検討するため、直流電圧を２７０Ｖに変えて検討した。この場合、第１と第２の短絡時間を合計した合計短絡時間Ｔｏｎは直流電圧が２６０Ｖの時に比べて、長くする必要があり、力率が最大となる遅延時間Ｔｄと短絡時間Ｔｏｎは（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（１.７ｍｓ，０.７４ｍｓ），（２.２ｍｓ，０.５６ｍｓ），（２.７ｍｓ，０.４４ｍｓ）となる。１回短絡のときの高調波の余裕度，力率を表８に、２回短絡のときの高調波の余裕度，力率を表９〜表１４に示す。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（１.７ｍｓ，０.７４ｍｓ）の場合、１回のみの短絡では力率が９０.８％、高調波の余裕度が−０.０８で高調波の余裕度がＮＧであるが、２回短絡の場合は、第１と第２の短絡の間の開放時間が０.２ｍｓのときに、高調波の余裕度と力率がよく、制御のばらつきに対して余裕があり、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.０３〜０.１６、力率は９１.５〜９２.３％と高調波の規格値内でかつ高力率を実現できる。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（２.２ｍｓ，０.５６ｍｓ）の場合、１回のみの短絡では力率９１.０％、高調波の余裕度０.０９で高調波の規格値に対して余裕が少ない、２回短絡の場合は、第１と第２の短絡の間の開放時間が０.２ｍｓのときに、高調波の余裕度と力率がよく、制御のばらつきに対して余裕があり、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.１３〜０.２８あり、力率は９１.０〜９１.５％と高調波の規格値内でかつ高力率を実現できる。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（２.７ｍｓ，０.４４ｍｓ）の場合、１回のみの短絡では力率が８９.６％、高調波の余裕度が−０.０９で高調波の余裕度がＮＧであるが、２回短絡の場合は、第１と第２の短絡の間の開放時間が０.２〜０.４ｍｓのときに、高調波の余裕度と力率がよく、制御のばらつきに対して余裕があり、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.０５〜０.２６あり、力率は８７.７〜８９.３％と高調波の規格値内でかつ高力率を実現できる。

次に、空気調和機の暖房立上がりの時のように、圧縮機を高速回転させる必要が生じた場合は、モータの回転数を上げるために直流電圧を上げる必要があり、且つ、空気調和機から吹出す温風の温度を上げる際は高負荷となるため、出力を増加させなければならない。

このため、交流電源電圧２００Ｖ，５０Ｈｚ、直流電圧Ｖｄを２８０Ｖ、出力電力を１８００Ｗで検討した。この場合、第１と第２の短絡時間を合計した合計短絡時間Ｔｏｎは更に長くする必要があり、力率が最大となる遅延時間Ｔｄと短絡時間Ｔｏｎは（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（１.５ｍｓ，１.２４ｍｓ）となる。１回短絡のときの高調波の余裕度，力率を表１５に、２回短絡で第２の短絡時間を０.１〜０.９ｍｓに変化させ、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.１〜１.０ｍｓまで変化させた場合の高調波の余裕度，力率を表１６，表１７に示す。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（１.５ｍｓ，１.２４ｍｓ）で、１回のみの短絡では力率９３.６％、高調波の余裕度０.１６で高調波規の格値内で高力率であるが、２回短絡のときは、第１と第２の短絡の間の開放時間を０.２〜０.４ｍｓの場合に良好な結果が得られ、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.０９〜０.３３、力率は９３.５〜９４.７％となる。１回のみの短絡よりも、２回短絡を行い、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.２〜０.４ｍｓの間から選ぶことで、高調波の余裕度を大きく、力率を高くすることができる。

次に、上記条件から、使用するモータの巻線回数を増やした場合などの汎用性を検討するため、直流電圧を更に高くして、交流電源電圧２００Ｖ，５０Ｈｚ、直流電圧Ｖｄを３００Ｖ、出力電力を１８００Ｗで検討した。この場合、第１と第２の短絡時間を合計した合計短絡時間Ｔｏｎは更に長くする必要があり、力率が最大となる遅延時間Ｔｄと短絡時間Ｔｏｎは（１.５ｍｓ，１.４４ｍｓ）となる。１回短絡のときの高調波の余裕度，力率を表１５に、２回短絡で第２の短絡時間を０.１〜０.９ｍｓに変化させ、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.１〜０.９ｍｓまで変化させた場合の高調波の余裕度，力率を表１８，表１９に示す。

（Ｔｄ，Ｔｏｎ）＝（１.５ｍｓ，１.４４ｍｓ）の場合、１回のみの短絡では力率８９.３％、高調波の余裕度０.３４で高調波の規格値内で高力率であるが、２回短絡の場合は、第１と第２の短絡の間の開放時間を０.２〜０.３ｍｓの場合に良好な結果が得られ、第２の短絡時間を変化させても高調波の余裕度は０.１０〜０.４２、力率は８９.６〜９１.１％となる。１回のみの短絡よりも、２回短絡を行い、第１の短絡と第２の短絡との間の開放時間を０.２〜０.３ｍｓの間から選ぶことで、高調波の余裕度を大きく、力率を高くすることができる。

以上のように電源高調波電流の抑制と高力率を両立させるにはスイッチング手段１０６を１回短絡させるよりも２回短絡させたほうがよく、さらに上述のように５０Ｈｚの場合は、第１の短絡と第２の短絡との間のスイッチング手段１０６の開放時間を０.２〜０.４ｍｓの間から選ぶのがよい。また、６０Ｈｚの場合は、この解放時間を５０Ｈｚの時の約５／６の０.１６〜０.３３ｍｓの間から選ぶのがよい。

本実施例における直流電源装置は図３に示すようにゼロクロス検出手段１０７で検出したゼロクロスから遅延時間の後、スイッチング制御手段１０８はスイッチング手段１０６をオンして第１の短絡を行い、交流電源１０１が５０Ｈｚのときは０.３ｍｓ、６０Ｈｚのときは０.２５ｍｓの間隔だけスイッチング手段１０６を開放し、その後スイッチング手段１０６をオンして第２の短絡を行い、その後スイッチング手段１０６を開放する。

第１の短絡と第２の短絡との間放の時間は５０Ｈｚの時は０.２〜０.４ｍｓ，６０Ｈｚの時は０.１６〜０.３３ｍｓの間で選ぶ必要があるが、この間であれば状況に応じて変化させてもよい。

次に、第１の短絡時間と第２短絡時間の決定方法について説明する。
（ａ）例えば第２の短絡時間を０.１ｍｓに固定とし、第１の短絡時間は交流の複数周期間の直流電圧の平均を現在直流電圧として検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行って決定する。
（ｂ）別の方法としては第１と第２の短絡時間の比率を決めて第１と第２の短絡時間の合計について現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行ってもよい。
（ｃ）更に別の方法としては第１と第２の短絡時間の合計について現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行い、第１の短絡時間にある制限値を持たせ、第１の短絡時間が制限値を越えたら第２の短絡時間を伸ばすようにしてもよい。また、この制限値を入力電流，負荷情報，目標直流電圧，現在直流電圧等により変化させてもよい。

交流電源１０１の周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかの判定はゼロクロス信号の間隔を計測し、例えば９ｍｓより長ければ５０Ｈｚ，９ｍｓより短ければ６０Ｈｚの如くに判定すればよい。

また、スイッチング手段を２回を超えて短絡する場合について図４，図５を用いて説明する。図４は電源装置で３回短絡時の電源電圧・入力電流波形である。図５は電源装置で５回短絡時の電源電圧・入力電流波形である。

上述のように、スイッチング手段１０６を２回短絡することで高調波を抑制して力率を改善することができるが、更に、さらに高調波電流を抑制し、力率を高くする場合、短絡回数を多くすることが有効である。ただし短絡回数を増やすと損失は増える。

次に、３回短絡する場合について説明する。

図４のようにゼロクロス検出手段１０７で検出したゼロクロスから１.５ｍｓ遅延時間の後、スイッチング制御手段１０８はスイッチング手段１０６をオンして第１の短絡を行い、０.２ｍｓ、だけスイッチング手段１０６をオフし、その後スイッチング手段１０６をオンして第２の短絡を行い、その後スイッチング手段１０６をオフし、その後ゼロクロスから４.０ｍｓの時点でスイッチング手段１０６をオンして第３の短絡を行い、その後スイッチング手段１０６を開放する。

第１の短絡と第２の短絡との間の開放の時間は５０Ｈｚの時は０.２〜０.４ｍｓ，６０Ｈｚの時は０.１６〜０.３３ｍｓの間で選ぶ必要があるが、この範囲であれば周囲の状況に応じて変化させてもよい。第２の短絡と第３の短絡との間の開放の時間は固定値でもよいし可変させてもよい。

第１の短絡時間と第２の短絡時間と第３の短絡時間の決定方法について説明する。
（ｄ）例えば第２の短絡時間と第３の短絡時間は０.１ｍｓと固定とし、第１の短絡時間は現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行って決定する。
（ｅ）別の方法としては第３の短絡時間は０.１ｍｓと固定とし、第１と第２の短絡時間は現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行って決定し、前述の（ａ）〜（ｃ）の短絡時間の決定方法で行ってもよい。
（ｆ）別の方法としては第１と第２と第３の短絡時間の比率を決めて第１と第２と第３の短絡時間の合計について現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行ってもよい。
（ｇ）別の方法としては第１と第２の第３の短絡時間の合計について現在直流電圧を検出し目標直流電圧との差分でＰＩ制御を行い、第１と第２の短絡時間にある制限値を持たせて第１の短絡時間が制限値を越えたら第２の短絡時間をのばし第２の短絡時間が制限値を越えたら第３の短絡を伸ばすようにしてもよい。また、この制限値を入力電流，負荷情報，目標電圧，現在電圧等により変化させてもよい。

尚、以上の実施例では、短絡回数を５回の場合に、２回・３回・４回・５回ときめ細かく多段階に切り替えているが、例えば２回短絡から５回短絡に切り替える２段階でもよい。

更に短絡回数を増やし、５回短絡を行う場合について説明する。２回目の短絡までは前述の（ａ）〜（ｃ）の短絡時間の決定方法行う。

５０Ｈｚの場合は３回目の短絡はゼロクロスから４ｍｓ後、０.１ｍｓ行い、４回目の短絡は６ｍｓ後、０.１ｍｓ、５回目の短絡は７ｍｓ後０.１ｍｓ行う。図５に交流電源１０１の電圧、電流波形を示す。６０Ｈｚの場合は３回目の短絡はゼロクロスから３.３２ｍｓ後、０.１ｍｓ行い、４回目の短絡は５ｍｓ後、０.１ｍｓ、５回目の短絡は５.８ｍｓ後０.１ｍｓ行う。

ここで、３，４，５回目の短絡時間は０.１ｍｓとしたが、５０Ｈｚの場合は０.２５ｍｓ、６０Ｈｚの場合は０.２ｍｓより短い時間であればもっと長くしてもよいし、３，４，５回目でそれぞれ短絡時間を変えてもよい。また入力電流，負荷情報，目標電圧，現在電圧等により変化させてもよい。

次に、電源電圧と目標直流電圧との比に応じて、短絡回数を変化させる方法について説明する。

空気調和機は周辺の状況に応じた能力で運転することが求められ、この能力の大小は空気調和機が受けている負荷の量の大小と連動し、負荷の量の大小は直流電源装置が電力を供給する圧縮機の回転数，直流電源装置の出力直流電圧，直流電源装置の交流入力電流，空気調和機の機体各部の温度，冷凍サイクルの温度等の周辺情報に応じて変化する。

図１において、目標電圧設定手段１１１ｈは、周辺情報検出手段１１８が検出したこれらの周辺情報に応じて目標直流電圧Ｖｇを設定し、コンバータ制御手段１１１ｆに伝える。この場合、入力する電源電圧Ｖｓ（ピーク値）を検出し目標直流電圧Ｖｇ（平均値）との比の値を昇圧比Ｒとし、この昇圧比Ｒ＝Ｖｇ／Ｖｓを計算する。

コンバータ制御手段１１１ｆはマイクロコンピュータ１１１に内蔵され、電源電圧・ゼロクロス検出手段１０７の信号を受けたＡ／Ｄ変換部１１１ｂ、周波数検出手段１１１ａやインバータ制御手段１１１ｇおよび目標電圧設定手段１１１ｈからの情報を基にＰＷＭ出力部１１１ｃを通じてスイッチング制御手段１０８に信号を送り、スイッチング制御手段１０８は信号に基づきスイッチング手段１０６を制御する。

昇圧比が１以上の場合は短絡回数を６回とし、昇圧比が１未満の場合は短絡回数を２〜５回とする。この場合、短絡回数を２⇔６回，３⇔６回，５⇔６回のように短絡回数を飛び飛びに切換えても順に切換えてもよい。前述の表２〜表７，表９〜表１４，表１６，表１７で示した例は昇圧比が１未満で２回短絡の場合のデータであり、表１８，表１９の例は昇圧比が１以上で２回短絡の場合のデータである。

なお、昇圧比が運転開始時は１未満で有ったのが、運転中に変わり１以上になった場合や、最初から１以上の場合は短絡回数を３回以上の運転となるが、この場合にも、１回目と２回目の短絡間隔を前述と同じように電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓにすることで良好な結果を得ることができる。

以上のとおり、実施例は、目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値以上の場合に、スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替えるものである。

このように、実施例の直流電源装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、前記直流電力の目標電圧設定手段と、前記交流電源の周波数を検出する周波数検出手段と、前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記整流回路の出力である直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡，開放するスイッチング制御手段とを備え、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値未満の場合に前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替える。

一般に、交流電源を整流回路で直流電源に変換し負荷を駆動する時、交流電源と整流回路の間にリアクタを設け、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡素子を整流回路と並列に設けて、交流電源のゼロクロス点を基準とした適宜な時期に適宜な時間だけ短絡素子を作動させ、力率を改善することが行われている。

これは、力率を改善することで、交流電源の供給者の設備負担を軽減することに加えて、機器を接続するブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用して機器の能力を最大限に発揮させ、実質的に使用者のコストパフォーマンスを良くすることができるためである。しかし、闇雲に短絡すれば良いわけではなく、短絡の仕方や負荷の状況により、電源高調波電流が増加する場合がある。

前述の力率を改善し、電源高調波電流を抑制するために行う短絡素子の短絡回数は１回の短絡よりも２回の短絡のほうが上記の効果が大きく、更に短絡回数を多くすることで、電源高調波電流の規制を満足しつつ、更に力率を高くすることが可能である。

理想的には、電源高調波電流を減少させるため、短絡素子のスイッチングを高周波で行わせ、電源電流をほぼ、電源電圧の瞬時値に同期させ、且つ、比例させて変化させれば良いが、こうするためには、短絡素子として高速の応答が可能な素子を選定しなければならず、通常高価な素子を使う必要が生じる。また、短絡素子のスイッチング損失が大きくなり、短絡素子の温度上昇が増える。

これを乗切るため、必然的に周辺の部品を含めて割高な高耐熱性の部品を使用することになり、このため、コストの上昇は避けられず、また、損失が大きいため、機器を接続しているブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用しても、負荷に供給できる電力が必ずしも最大にはならない。

また、負荷として、空気調和機を想定した場合、空気調和機は運転当初には大能力で室内を空調して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近では、空調運転が断続して使用者に不快感を与えないように、小能力で連続運転する必要がある。このため、圧縮機の回転数を可変にして、大能力から小能力までの広範な負荷変動に対処できることが要求される。

なお、上述の整流回路を採用する場合、電源電圧の変動により、直流電圧が変動するのを極力避ける工夫も必要となる。

実施例の直流電源装置では、負荷の駆動に最適な直流電圧を目標電圧設定手段で設定し、電源電圧の実効値との比の値が所定値未満の場合、つまり、負荷が軽く小能力での運転の場合には、電源周波数に応じた適切な短絡間隔で２回短絡を行うことで、電源高調波電流を抑制しつつ、力率を上げることができる。この時、スイッチング回数は２回のみなので、スイッチング損失は小さく、効率の良い運転ができる。

また、目標電圧と、電源電圧の実効値との比の値が所定値以上の場合、つまり、負荷が重く大能力での運転の場合には、６回までの短絡回数を単調に増加させることで、電源高調波電流を規制値以下に抑制しつつ、電源電圧の変動をカバーし、且つ、直流電圧の昇圧と力率のアップを両立できる。この時、スイッチングの回数は高々６回なので、スイッチング損失も僅かな増加で済み、高効率を維持できる。

この場合、２回目までの短絡は力率の増加と電源高調波電流の抑制を主眼とし、３回目の短絡は直流電圧の昇圧を主眼とし、４回目の短絡で直流電圧の昇圧と力率の増加を図り、５回目と６回目の短絡は力率の増加を主眼として短絡動作を実行する。

特に、駆動する負荷が空気調和機の圧縮機である場合、空気調和機は室内の温度が設定温度に近い条件での運転（圧縮機の回転数が低い、小能力での連続運転）が非常に長いことから、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続き消費電力量を抑制することができる。

また、空気調和運転の開始当初のような高負荷時はスイッチングの回数を増やして、圧縮用モータが誘起電圧に打勝って高速回転し、大能力を発揮できるよう直流電圧を昇圧し、圧縮機を駆動すると共に、高力率を確保し、空気調和機を接続したブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

なお、上記では具体的に説明するため、負荷としてインバータ制御の空気調和機を例にとったが、本発明はインバータ制御の空気調和機用の直流電源装置に限定されるものではなく、同様な構成の直流電源装置であれば同様の効果を得ることができるのは言うまでも無い。

また、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値以上の場合に、前記２回短絡の場合と同様に、前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替える。

これにより、２を超える回数短絡した場合でも前述と同様に適切な間隔を第１の短絡と第２の短絡の間に設けることで、電源高調波電流の抑制と力率の改善を達成できる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

また、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング制御手段は３回目以降の短絡時間を前記電源周波数が５０Ｈｚの時は０.２５ｍｓ、６０Ｈｚの時は０.２ｍｓ以下の範囲とする。

これにより、３回目以降の短絡によって生じる電源高調波電流の周波数が、電源周波数が５０Ｈｚの時は２,０００Ｈｚ、６０Ｈｚの時は２,５００Ｈｚ以上となり、電源周波数の４０次以上となって、電源高調波電流規制の対象から除外されるので、電源高調波電流規制を満足することができ、主として力率の向上を考慮した検討をすれば良いことになる。

これは、高調波電流を抑制し、力率を高くするためには、短絡回数を多くすることが有効であることを前述したが、シミュレーションによれば、力率に関係してくる３次〜１５次の高調波の抑制には短絡回数を多くすることが有効であるが、１５次〜４０次の高調波電流は逆に増えやすい傾向となる。

そこで第２の短絡より後の短絡は４０次よりも高次の波形とすることが電源高調波電流の抑制に重要となることが判った。電源周波数が５０Ｈｚである時、その周期２０ｍｓの正弦波であり、電源周波数の４０次高調波の周期は０.５ｍｓとなる。

短絡により発生する三角波がこの４０次の周期の１／２以下となれば電源高調波電流規制の対象外になり、短絡時間を０.２５ｍｓより短くすることで電源高調波電流規制を満足することができる。電源周波数が６０Ｈｚのときも同様の理由で短絡時間を０.２ｍｓより短くすることで電源高調波電流規制を満足することができる。

このため、短絡回数を多くして力率を改善しつつ、電源高調波電流規制を満足する直流電源装置を提供することができる。

次に、短絡回数を切換える時の制御について図６〜図９を用いて交流電源の半周期を例にとって説明する。図６は電源装置の短絡回数制御部の記憶装置の記憶内容説明図である。図７は短絡回数制御部の短絡回数制御フロー要部である。

コンバータ制御手段１１１ｆの内部には記憶装置が内蔵され、この記憶装置には前記の昇圧比Ｒに応じた設定短絡回数Ｎを選択できるように昇圧比の閾値が記憶されている。昇圧比の閾値は短絡回数が増加する時と減少する時で違えて、適度なヒシテリシスを持たせ、制御が安定するようにしている。

記憶装置には図６のように、この昇圧比Ｒに応じた設定短絡回数Ｎが記憶され、また設定短絡回数Ｎ及び実短絡回数Ｍに応じた、ｎ回目の短絡時の短絡時間の上限値ＴｕＮｎ、及び下限値ＴｌＮｎが記憶装置に記憶されており、更に短絡回数に応じた、目標直流電圧Ｖｇの制御許容幅ΔＶＭが記憶されている。

図７のステップＳ１で直流電源装置１００の動作を開始すると、先ず、ステップＳ３で各種の判断や演算に必要なデータを入手する前段の処理が行われ、ステップＳ２０に進み、直流出力電圧Ｖｄと目標直流電圧の上限値Ｖｇｕとを比較し、直流出力電圧Ｖｄが目標直流電圧の上限値Ｖｇｕ以下であればステップＳ２１に進み、直流出力電圧Ｖｄが目標直流電圧の上限値Ｖｇｕを超えていればステップＳ２６に進む。

ステップＳ２１で更に直流出力電圧Ｖｄと目標直流電圧Ｖｇとを比較し、直流出力電圧Ｖｄが目標直流電圧Ｖｇ未満の場合はステップＳ２５に進み、直流出力電圧Ｖｄが目標直流電圧Ｖｇ以上の場合は、直流出力電圧Ｖｄが適正な値の範囲に納まっているので、現状の制御を続行すればよいのでステップＳ６５に進み、現行の短絡時間で短絡を実行しステップＳ８０に進んで交流電源の半周期での短絡動作を終了する。

ステップＳ２５で前回の半周期での実短絡回数Ｍと設定短絡回数Ｎとを比較し、実短絡回数Ｍが設定短絡回数Ｎより少ない場合はステップＳ４０に進み短絡回数を１回増やして各回の短絡時間を設定しなおす短絡回数増加処理を行い、ステップＳ６０に進み、設定しなおした１回目の短絡時間Ｔ′ａ１〜Ｍ＋１回目の短絡時間Ｔ′ａＭｐで短絡動作を実行し、ステップＳ８０に進んで短絡動作を終了する。

ステップＳ２５で実短絡回数Ｍが設定短絡回数Ｎ以上である場合はステップＳ３０に進み、実短絡回数Ｍに対する１回目の短絡時間の上限値ＴｕＭ１〜Ｍ回目（最終回）の短絡時間の上限値ＴｕＭＭを記憶装置から読込んでその短絡時間上限値合計ΣＴｕＭｎを演算し、また、前回の半周期での１回目の短絡時間Ｔａ１〜Ｍ回目（最終回）の短絡時間ＴａＭの合計である短絡時間合計ΣＴａｎを演算して比較する。

ステップＳ３０で短絡時間上限値合計ΣＴｕＭｎが短絡時間合計ΣＴａｎ以下である場合は、Ｍ回の短絡回数ではこれ以上短絡時間を長くすることができないので短絡回数を１回増加させるべくステップ４０に進み、前述と同様に、短絡回数増加処理を行い、ステップＳ６０を介してステップＳ８０に至り、短絡動作を終了する。

ステップＳ３０で短絡時間上限値合計ΣＴｕＭｎが短絡時間合計ΣＴａｎより大きい場合は、現行のＭ回の短絡回数で短絡時間を長くする余地があるので、短絡時間が上限値に達していない回の短絡時間を長くするようステップＳ４５に進み、目標直流電圧Ｖｇと直流出力電圧Ｖｄとの差分でＰＩ制御を行い、今回の短絡時間を決定する。

ステップＳ４５では短絡時間の決定を前回の半周期での短絡時間に修正を加えて行い、１回目の修正短絡時間Ｔ′ａ１〜Ｍ回目（最終回）の修正短絡時間Ｔ′ａＭを決定する。次に、ステップＳ７０に進んで、修正した短絡時間Ｔ′ａ１〜Ｔ′ａＭで短絡動作を実行し、ステップＳ８０に進んで短絡動作を終了する。

ステップＳ２６で前回の半周期での実短絡回数Ｍと設定短絡回数Ｎとを比較し、実短絡回数Ｍが設定短絡回数Ｎより多い場合はステップＳ５０に進み短絡回数を１回減らして各回の短絡時間を設定しなおす短絡回数減少処理を行い、ステップＳ７５に進み、設定しなおした１回目の短絡時間Ｔ′ａ１〜Ｍ−１回目の短絡時間Ｔ′ａＭｍで短絡動作を実行し、ステップＳ８０に進んで短絡動作を終了する。

ステップＳ２６で実短絡回数Ｍが設定短絡回数Ｎ以下である場合はステップＳ３５に進み、実短絡回数Ｍに対する１回目の短絡時間の下限値ＴｌＭ１〜Ｍ回目（最終回）の短絡時間の下限値ＴｌＭＭを記憶装置から読込んでその短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎを演算し、また、前回の半周期での１回目の短絡時間Ｔａ１〜Ｍ回目（最終回）の短絡時間ＴａＭの短絡時間合計ΣＴａｎを演算して比較する。

ステップＳ３５で短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎが短絡時間合計ΣＴａｎ以上である場合は、Ｍ回の短絡回数ではこれ以下に短絡時間を短くすることができないので短絡回数を１回減少させるべくステップ５０に進み、前述と同様に、短絡回数減少処理を行い、ステップＳ７５を介してステップＳ８０に至り、短絡動作を終了する。

ステップＳ３５で短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎが短絡時間合計ΣＴａｎより小さい場合は、現行のＭ回の短絡回数で短絡時間を短くする余地があるので、短絡時間が下限値に達していない回の短絡時間を短くするようステップＳ４５に進み、前述と同様にＰＩ制御を行い、今回の短絡時間を決定し、ステップＳ７０を介してステップＳ８０に至り、短絡動作を終了する。

次に、ステップＳ３の前段処理について図８を用いて説明する。図８は短絡回数制御部の前段処理フロー要部である。

ステップＳ１０１で前段処理を開始し、ステップＳ１０５で交流電源電圧Ｖｓ、目標直流電圧Ｖｇを読込み、ステップＳ１１０に進み、昇圧比Ｒを演算し、ステップＳ１１１に進み、昇圧比Ｒに応じた設定短絡回数Ｎを記憶装置から読込む。更に、ステップＳ１１２に進んで、この短絡回数に応じて目標直流電圧の許容幅ΔＶＭを記憶装置から読込み、ステップＳ１１５に進み、目標直流電圧Ｖｇの上限値Ｖｇｕを演算する。

次に、ステップＳ１１６に進み、直流出力電圧Ｖｄを読込んで、ステップＳ１２０に進み、前回の半周期での実短絡回数Ｍを調べて、実短絡回数Ｍが２より小さい場合は、短絡動作の初期状態であるとして、後刻の制御に支障のないように、Ｍの値を設定短絡回数Ｎと仮定し、ステップＳ１３０に進んで、前段処理を終了する。ステップＳ１２０でＭが２以上の場合はそのままステップＳ１３０に進んで、前段処理を終了する。

次に、ステップＳ４０の短絡回数増加処理について図９を用いて説明する。図９は短絡回数制御部の短絡回数増加処理フロー要部である。

短絡回数増加処理をステップＳ２０１で開始し、ステップＳ２０２で前の半周期の実短絡回数Ｍを調べ、Ｍ＝６つまり、前回の半周期の短絡回数が６回である場合は、ステップＳ２１０に進み、図７のステップＳ３０と同様に短絡時間合計ΣＴａｎと短絡時間上限値合計ΣＴｕＭｎを比較する。この場合、Ｍ＝６であるので、ΣＴａｎとΣＴｕ６ｎとを比較する。

ステップＳ２１０で短絡時間合計ΣＴａｎが短絡時間上限値合計ΣＴｕ６ｎ以上の場合は、６Ｍ回の短絡回数でこれ以上短絡時間を長くすることができない上に、これより多い短絡回数は設定されていないので、ステップＳ２１２に進み、現行の短絡時間を維持し、ステップＳ２６５に進んで短絡回数増加処理を終了する。

この場合、直流出力電圧Ｖｄが目標直流電圧Ｖｇに達しないことも有りうるが、短絡時間上限値Ｔｕ６ｎは目標直流電圧Ｖｇだけではなく、電源高調波電流の大きさや、駆動素子などの温度上昇によって制限される場合もあるので、短絡時間上限値Ｔｕ６ｎの設定に当たっては、接続される負荷の種類、駆動素子などの冷却方法、周囲温度条件に応じて慎重に検討する必要がある。

ステップＳ２１０で短絡時間合計ΣＴａｎが短絡時間上限値合計ΣＴｕ６ｎより小さい場合は、現行の６回の短絡回数で短絡時間を長くする余地があるので、短絡時間が上限値に達していない回の短絡時間を長くするようステップＳ２１５に進み、目標直流電圧Ｖｇと直流出力電圧Ｖｄとの差分でＰＩ制御を行い、今回の短絡時間を決定し、ステップＳ２６５で短絡回数増加処理を終了する。

ステップＳ２０２でＭ＝５である場合は、短絡回数を１回増やして６回にするべく、ステップＳ２２０に進み、６回短絡の場合の６回目の短絡時間の下限値Ｔｌ６６を記憶装置から呼出し、６回目の短絡時間Ｔ′ａ６に設定する。この場合、前の半周期での５回の短絡に、単純に６回目の短絡を追加すると直流出力電圧Ｖｄが上昇し過ぎ、駆動している負荷に悪影響を及ぼす恐れがある。

このように、直流出力が急変する場合は、このような急変に対応するため、接続されている負荷の電源への耐性をアップしたり、接続されている負荷の制御に、短絡回数の切換時を特異点として短絡回数の切換時のみ作動する特殊な制御を導入するなどのコストアップにつながる恐れの大きい対応を余儀なく行わなければならない。

この現象を回避するためには、短絡回数を増しても、直流出力電圧が急変しないように、追加した短絡回以外の短絡回の短絡時間を減少させることが効果的である。実施例では、追加した短絡回以外の短絡回の短絡時間を減らし、全体として、短絡を追加する前と後で合計の短絡時間がほぼ等しくなるようにした。これにより、短絡の追加の前後で直流出力電圧の変化は小さくなり、負荷に与える影響も軽微なものとすることができた。

更に実施例では、追加した短絡回以外の短絡回の短絡時間を前の半周期での各回の短絡時間に比例させて減少させることで、短絡の追加の前後で直流出力電圧は勿論のこと、力率，電源高調波電流も急変しなくなって、連続的な変化に近くなるので、接続されている負荷の制御に短絡回数の変化に伴う特殊な制御の必要性が乏しくなり必要な短絡の追加を心置きなく行え、製品の開発スピードをアップさせることができる。

ステップＳ２２０からステップＳ２２１に進み、６回目の短絡時間Ｔ′ａ６を前の半周期の１〜５回目の短絡時間から各々の短絡時間に案分比例して減算する時間の合計値として案分残時間Ｔｒ６に設定し、ステップＳ２２２に進み、次式により今度の半周期の５回目の短絡時間Ｔ′ａ５を演算し、設定する。

次に、ステップＳ２２３に進み、設定したＴ′ａ５を記憶装置から呼出した６回短絡の５回目の短絡時間下限値Ｔｌ６５と比較し、設定した短絡時間Ｔ′ａ５が記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６５以上である場合は、設定を有効としてステップＳ２２８に進み、設定した短絡時間Ｔ′ａ５が記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６５より小さい場合は、ステップＳ２２５に進んで、設定した短絡時間Ｔ′ａ５を破棄し、記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６５を今度の半周期の５回目の短絡時間Ｔ′ａ５として再設定し、ステップＳ２２８に進む。

ステップＳ２２８では案分残時間Ｔｒ６から５回目の短絡時間の設定での修正量Ｔａ５−Ｔ′ａ５を差引いた案分残時間Ｔｒ５を次の式により演算する。

次に、ステップＳ２３２に進み、上記の案分残時間Ｔｒ５を１〜４回目の短絡時間から各々の短絡時間に案分比例して減算すべく、次式により今度の半周期の４回目の短絡時間Ｔ′ａ４を演算し、設定する。

次に、ステップＳ２３３に進み、設定したＴ′ａ４を記憶装置から呼出したＭｐ回短絡の４回目の短絡時間下限値ＴｌＭｐ４と比較する。ここで、Ｍｐは今度の半周期での短絡回数で有り、前の半周期での短絡回数が５であるので、これに短絡回数を１回加えてＭｐは６となる。従って、具体的にステップＳ２３３を読み直すと次のようになる。

設定したＴ′ａ４を記憶装置から呼出した６回短絡の４回目の短絡時間下限値Ｔｌ６４と比較し、設定した短絡時間Ｔ′ａ４が記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６４以上である場合は、設定を有効としてステップＳ２３８に進む。

設定した短絡時間Ｔ′ａ４が記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６４より小さい場合は、ステップＳ２３５に進んで、設定した短絡時間Ｔ′ａ４を破棄し、記憶装置から呼び出した短絡時間下限値Ｔｌ６４を今度の半周期の４回目の短絡時間Ｔ′ａ４として再設定し、ステップＳ２３８に進む。

ステップＳ２３８では５回目の短絡時間設定時に残っている１〜４回目の短絡時間から案分比例して減ずべき案分残時間Ｔｒ５から４回目の短絡時間の設定での修正量Ｔａ４−Ｔ′ａ４を差引いた案分残時間Ｔｒ４を次の式により演算する。

以下、同様に（５），（６）式を使用し、ステップＳ２４２〜Ｓ２４８で３回目の短絡時間Ｔ′ａ３、案分残時間Ｔｒ３を演算，設定し、（７），（８）式を使用し、ステップＳ２５２〜Ｓ２５８で２回目の短絡時間Ｔ′ａ２、案分残時間Ｔｒ２を演算，設定し、ステップＳ２６２で（９）式を使用して今度の半周期の１回目の短絡時間Ｔ′ａ１を演算，設定して、ステップＳ２６５に進んで短絡回数増加処理を終了する。

ステップＳ２０２に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが５回より小さい場合は、ステップＳ２０５に進み、更に、短絡回数Ｍが３より大きい場合、つまりＭ＝４の場合には、短絡回数を１回増やして５回にするべく、ステップＳ２３０に進み、５回短絡の場合の５回目の短絡時間の下限値Ｔｌ５５を記憶装置から呼出し、５回目の短絡時間Ｔ′ａ５に設定し、ステップＳ２３１に進む。

ステップＳ２３１では、５回目の短絡時間Ｔ′ａ５を以降のステップで設定される１回目〜４回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜４回目の短絡時間から案分比例で減ずべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ５として演算し、ステップＳ２３２に進む。この場合、案分残時間Ｔｒ５は上記で設定した５回目の短絡時間Ｔ′ａ５に等しい。

ステップＳ２３２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ２６５で短絡回数増加処理が終了する。

次に、ステップＳ２０５に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが３である場合、短絡回数を１回増やして４回にするべく、ステップＳ２４０に進み、４回短絡の場合の４回目の短絡時間の下限値Ｔｌ４４を記憶装置から呼出し、４回目の短絡時間Ｔ′ａ４に設定し、ステップＳ２４１に進む。

ステップＳ２４１では、４回目の短絡時間Ｔ′ａ４を以降のステップで設定される１回目〜３回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜３回目の短絡時間から案分比例で減ずべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ４として演算し、ステップＳ２４２に進む。この場合、案分残時間Ｔｒ４は上記で設定した４回目の短絡時間Ｔ′ａ４に等しい。

ステップＳ２４２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ２６５で短絡回数増加処理が終了する。

また、ステップＳ２０５に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが３より小さい場合は、ステップＳ２０８に進み、更に、短絡回数Ｍが１より大きい場合、つまりＭ＝２の場合には、短絡回数を１回増やして３回にするべく、ステップＳ２５０に進み、３回短絡の場合の３回目の短絡時間の下限値Ｔｌ３３を記憶装置から呼出し、３回目の短絡時間Ｔ′ａ３に設定し、ステップＳ２５１に進む。

ステップＳ２５１では、３回目の短絡時間Ｔ′ａ３を以降のステップで設定される１回目〜２回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜２回目の短絡時間から案分比例で減ずべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ３として演算し、ステップＳ２５２に進む。この場合、案分残時間Ｔｒ３は上記で設定した４回目の短絡時間Ｔ′ａ３に等しい。

ステップＳ２５２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ２６５で短絡回数増加処理が終了する。

次に、ステップＳ２０８に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが１以下の場合は、ステップＳ２６０に進み、２回短絡の場合の２回目の短絡時間の下限値Ｔｌ２２を記憶装置から呼出し、２回目の短絡時間Ｔ′ａ２に設定し、ステップＳ２６１に進む。

ステップＳ２６１で、２回短絡の場合の１回目の短絡時間の下限値Ｔｌ２１を記憶装置から呼出し、１回目の短絡時間Ｔ′ａ１に設定し、ステップＳ２６５に進み短絡回数増加処理が終了する。

このように、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、短絡回数増加後のＭ回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前の短絡時間の合計値より、減少させる。

一般に、短絡時間を長くすると得られる直流電圧が上昇し、短絡時間を短くすると得られる直流電圧が下降する。また、短絡時間を数回に分けて短絡する場合も、単純に短絡を追加すると得られる直流電圧が上昇し、単純に短絡を削減すると得られる直流電圧が下降することが知られている。

負荷を駆動する場合、その電源となる直流電圧が変動することは、負荷の駆動状態も変動し、負荷となっている機器の運転が安定状態から外れることになり、負荷となっている機器を安定運転するために、何らかの修正を加えて、負荷の駆動状態を元に戻さなければならず、好ましいことではない。

実施例の直流電源装置では、短絡回数をｎからｎ＋１に増やす場合に、単純に短絡回数を増やすのではなく、直流電圧がほぼ同じになるように、短絡回数を増やした後のｎ回までの短絡時間の合計を、短絡回数を増やす前のｎ回までの短絡時間の合計より短くする。これにより、短絡回数を増やした後のｎ回までの短絡により得られる直流電圧は下降し、ｎ＋１回目の短絡でこの下降した分の直流電圧分を取戻し、全体として、短絡回数を増やす前の直流電圧とほぼ等しい直流電圧を得ることができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を提供することができる。

また、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、Ｍ＋１回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくする。

一般に、短絡時間を数回に分けて、短絡する場合、短絡時間の合計が同じであれば得られる直流電圧はほぼ一定であることが知られている。

実施例の直流電源装置では、短絡回数を増やした場合、短絡時間の合計が同じになるようにする。これにより、短絡回数を増やす前後の短絡時間の合計が等しくなり、得られる直流電圧をほぼ一定に維持することができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を提供することができる。

次に、ステップＳ５０の短絡回数減少処理について図１０を用いて説明する。図１０は短絡回数制御部の短絡回数減少処理フロー要部である。

短絡回数減少処理をステップＳ３０１で開始し、ステップＳ３０２で前の半周期の実短絡回数Ｍを調べ、Ｍ＝６つまり、前の半周期の短絡回数が６回である場合は、短絡回数を１回減らして５回にするべく、ステップＳ３２１に進む。この場合、前の半周期での６回の短絡から、単純に６回目の短絡を除去すると直流出力電圧Ｖｄが下降し過ぎ、駆動している負荷に悪影響を及ぼす恐れがあり、予期せぬコストアップにつながる。

この現象を回避するためには、短絡回数を減らしても、直流出力電圧が急変しないように、削減した短絡回以外の短絡回の短絡時間を減少させることが効果的である。実施例では、削減した短絡回以外の短絡回の短絡時間を増し、全体として、短絡を削減する前と後で合計の短絡時間がほぼ等しくなるようにした。これにより、短絡の削減の前後で直流出力電圧の変化は小さくなり、負荷に与える影響も軽微なものとすることができた。

更に実施例では、削減した短絡回以外の短絡回の短絡時間を前の半周期での各回の短絡時間に比例させて増加させることで、短絡の削減の前後で直流出力電圧は勿論のこと、力率、電源高調波電流も急変しなくなって、連続的な変化に近くなるので、接続されている負荷の制御に短絡回数の変化に伴う特殊な制御の必要性が乏しくなり必要な短絡の削減を心置きなく行え、製品の開発スピードをアップさせることができる。

ステップＳ３２１では、前の半周期の６回目の短絡時間Ｔａ６を前の半周期の１〜５回目の短絡時間に各々の短絡時間に案分比例して加算する時間の合計値として案分残時間Ｔｒ６に設定し、ステップＳ３２２に進み、次式により今度の半周期の５回目の短絡時間Ｔ′ａ５を演算し、設定する。

次に、ステップＳ３２３に進み、設定したＴ′ａ５を記憶装置から呼出した５回短絡の５回目の短絡時間上限値Ｔｕ５５と比較し、設定した短絡時間Ｔ′ａ５が記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５５以下の場合は、設定を有効としてステップＳ３２８に進み、設定した短絡時間Ｔ′ａ５が記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５５より大きい場合は、ステップＳ３２５に進む。

ステップＳ３２５では、設定した短絡時間Ｔ′ａ５を破棄し、記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５５を今度の半周期の５回目の短絡時間Ｔ′ａ５として再設定し、ステップＳ３２８に進む。ステップＳ３２８では案分残時間Ｔｒ６から５回目の短絡時間の設定での修正量Ｔ′ａ５−Ｔａ５を差引いた案分残時間Ｔｒ５を次の式により演算する。

次に、ステップＳ３３２に進み、上記の案分残時間Ｔｒ５を１〜４回目の短絡時間に各々の短絡時間に案分比例して加算すべく、次式により今度の半周期の４回目の短絡時間Ｔ′ａ４を演算し、設定する。

次に、ステップＳ３３３に進み、設定したＴ′ａ４を記憶装置から呼出したＭｍ回短絡の４回目の短絡時間上限値ＴｕＭｍ４と比較する。ここで、Ｍｍは今度の半周期での短絡回数で有り、前の半周期での短絡回数が６であるので、これから短絡回数を１回減らしてＭｍは５となる。従って、具体的にステップＳ３３３を読み直すと次のようになる。

設定したＴ′ａ４を記憶装置から呼出した５回短絡の４回目の短絡時間上限値Ｔｕ５４と比較し、設定した短絡時間Ｔ′ａ４が記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５４以下の場合は、設定を有効としてステップＳ３３８に進む。設定した短絡時間Ｔ′ａ４が記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５４より大きい場合は、ステップＳ３３５に進む。

ステップＳ３３５では、設定した短絡時間Ｔ′ａ４を破棄し、記憶装置から呼び出した短絡時間上限値Ｔｕ５４を今度の半周期の４回目の短絡時間Ｔ′ａ４として再設定し、ステップＳ３３８に進む。ステップＳ３３８では、案分残時間Ｔｒ５から４回目の短絡時間の設定での修正量Ｔ′ａ４−Ｔａ４を差引いた案分残時間Ｔｒ４を次の式により演算する。

以下、同様に（１４），（１５）式を使用し、ステップＳ３４２〜Ｓ３４８で３回目の短絡時間Ｔ′ａ３、案分残時間Ｔｒ３を演算，設定し、（１６），（１７）式を使用し、ステップＳ３５２〜Ｓ３５８で２回目の短絡時間Ｔ′ａ２、案分残時間Ｔｒ２を演算，設定し、ステップＳ３６２で（１８）式を使用して今度の半周期の１回目の短絡時間Ｔ′ａ１を演算，設定して、ステップＳ３６５に進んで短絡回数減少処理を終了する。

ステップＳ３０２に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが５回の場合は、短絡回数を１回減らして４回にするべく、ステップＳ３３１に進み、前の半周期での５回目の短絡時間Ｔ′ａ５を以降のステップで設定される１回目〜４回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜４回目の短絡時間に案分比例で加えるべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ５として演算し、ステップＳ３３２に進む。

ステップＳ３３２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理が終了する。

再度、ステップＳ３０２に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが５回より小さい場合は、ステップＳ３０５に進み、更に、短絡回数Ｍが３より大きい場合、つまりＭ＝４の場合には、短絡回数を１回減らして３回にするべく、ステップＳ３４１に進み、前の半周期での４回目の短絡時間Ｔ′ａ４を以降のステップで設定される１回目〜３回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜３回目の短絡時間に案分比例で加えるべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ４として演算し、ステップＳ３４２に進む。

ステップＳ３４２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理が終了する。

次に、ステップＳ３０５に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが３である場合、短絡回数を１回減らして２回にするべく、ステップＳ３５１に進み、前の半周期での３回目の短絡時間Ｔ′ａ３を以降のステップで設定される１回目〜２回目までの短絡時間の演算の中で、前の半周期での１回目〜２回目の短絡時間に案分比例で加えるべき時間の合計値である案分残時間Ｔｒ３として演算し、ステップＳ３５２に進む。

ステップＳ３５２以降は前述した通りに制御が進行し、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理が終了する。

また、ステップＳ３０５に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが３より小さい場合は、ステップＳ３０８に進み、更に、短絡回数Ｍが１より大きい場合、つまりＭ＝２の場合には、ステップＳ３１０に進み、図７のステップＳ３５と同様に前の半周期でのＭ回の短絡時間合計ΣＴａｎを短絡回数Ｍの短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎと比較する。

ステップＳ３１０で短絡時間合計ΣＴａｎが短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎ以下である場合は、２回の短絡回数ではこれ以下に短絡時間を短くすることができない上、これより少ない短絡回数は設定されていないので、ステップＳ３６１に進み、短絡制御の設定を解除し、短絡を行わないようにして、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理を終了する。

ステップＳ３１０で短絡時間合計ΣＴａｎが短絡時間下限値合計ΣＴｌＭｎより大きい場合は、現行の２回の短絡回数で短絡時間を短くする余地があるので、短絡時間が下限値に達していない回の短絡時間を短くするようステップＳ３１５に進み、前述と同様にＰＩ制御を行い、今回の短絡時間を決定し、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理を終了する。

次に、ステップＳ３０８に戻り、前の半周期での短絡回数Ｍが１以下の場合は、ステップＳ３６１に進み、前述と同様に短絡の設定を解除し、ステップＳ３６５で短絡回数減少処理を終了する。

このように、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ−１回目までの短絡時間の合計値より、増加させる。

これにより、短絡回数をｎからｎ−１に減らす場合に、単純に短絡回数を減らすのではなく、直流電圧がほぼ同じになるように、短絡回数を減らした後の短絡時間の合計（ｎ−１回までの短絡時間の合計）を、短絡回数を減らす前のｎ−１回までの短絡時間の合計より長くする。

これにより、短絡回数を減らした後の短絡（ｎ−１回までの短絡）により得られる直流電圧は、短絡回数を減らす前のｎ−１回目までの短絡で得られた直流電圧より上昇し、短絡回数を減らす前のｎ回目の短絡が無くなったことによる直流電圧の下降分を補い、全体として、短絡回数を減らす前の直流電圧とほぼ等しい直流電圧を得ることができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を提供することができる。

また、実施例の直流電源装置は、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくする。

これにより、短絡回数を減らした場合、短絡時間の合計が同じになるようにする。これにより、短絡回数を減らす前後の短絡時間の合計が等しくなり、得られる直流電圧をほぼ一定に維持することができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を提供することができる。

図１１，図１２を用いて説明する。図１１は電源装置の回路構成を示すブロック図である。図１２は入力電流と目標直流電圧の関係を示す図である。

図１１は図１の周辺情報検出手段１１８を入力電流検出手段１１２にしたものである。入力電流により目標電圧を図１２のように変更することで、好適な直流電源装置とすることができる。

このように、実施例の直流電源装置は、前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記入力電流検出手段で検出した入力電流に応じて定める。

これにより、前記比の値と入力電流の大小に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、入力電流を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

入力電流を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すように、入力電流を機器が持つ特性に従って、適切な数値で区分し、各区分点での目標直流電圧を実験などで確認し、その中間では直線補間，階段状の変化，曲線補間などの方法で目標直流電圧を定める方法などを採用すれば良い。このようにすることで、入力電流の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

図１３は図１の周辺情報検出手段１１８を負荷量検出手段１１３にしたものである。負荷量に応じて目標電圧を図１４のように変更することで、好適な直流電源装置とすることができる。

このように、実施例の直流電源装置は、前記直流電力に接続された負荷量を検出する負荷量検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記負荷量検出手段で検出された負荷量に応じて定める。

これにより、前記比の値と負荷量の大小に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、負荷量を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

負荷量を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、負荷量の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

なお、負荷量としては、制御の目的に応じて例えば、得られる直流電圧，直流電流，負荷となる機器の各部の温度（例えば、冷凍サイクルの温度），負荷となる機器が置かれる環境の温度（例えば、室内外の温度）などの種々の量を使用することができる。

図１５，図１６を用いて説明する。図１５はモータ回転数と目標直流電圧の関係を示す図である。図１６は実施例３の電源装置の回路構成を示すブロック図である。

図１５は図１の負荷１０４ｂをモータ１１４とし、周辺情報検出手段１１８をモータ印加電圧検出手段１１５としたものである。モータ印加電圧に応じて目標電圧を図１６のように変更することで、好適な直流電源装置とすることができる。

このように、実施例の直流電源装置は、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータへの印加電圧とし、前記負荷量検出手段としてモータへの印加電圧を検出するモータ印加電圧検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ印加電圧検出手段で検出されたモータ印加電圧に応じて定める。

これにより、前記比の値とモータ印加電圧の高低に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、モータ印加電圧を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

モータ印加電圧を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、モータ印加電圧の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

なお、モータ印加電圧に換えて、インバータ制御手段がＰＷＭ出力部に発する電圧指示値、またはＰＷＭデューティ指示値を用いても同様の効果を得ることができる。

図１７，図１８を用いて説明する。図１７は実施例４の電源装置の回路構成を示すブロック図である。図１８は実施例５の電源装置の回路構成を示すブロック図である。

図１７は図１の負荷１０４ｂをモータ１１４とし、周辺情報検出手段１１８をモータ回転数検出手段１１６としたものである。モータ回転数に応じて目標電圧を図１８のように変更することで、好適な直流電源装置とすることができる。

このように、実施例の直流電源装置は、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータの回転数として、前記負荷量検出手段としてモータの回転数を検出するモータ回転数検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ回転数検出手段で検出されたモータ回転数に応じて定める。

これにより、前記比の値とモータ回転数の高低に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、モータ回転数を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

モータ回転数を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、モータ回転数の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を提供することができる。

なお、モータ回転数を換えて、インバータ制御手段がＰＷＭ出力部に発するモータ回転数指示値を用いても同様の効果を得ることができる。

以下、実施例６の上述の直流電源装置を用いた空気調和機について図１９を用いて説明する。図１９は実施例６の空気調和機の構成図である。

図２７において、符号１で総括的に示すのは空気調和機であり、室内機２と室外機６を接続配管８でつなぎ、室内を空気調和する。室内機２は筐体２１に室内熱交換器，室内送風機，露受皿等を取付け、化粧枠２３で覆い、化粧枠２３の前面に前面パネル２５を取付けた構成になっている。化粧枠２３には室内空気を吸い込む空気吸込み口２７と、温湿度が調和された空気を吹き出す空気吹出し口２９とが上下に設けられている。

室内機２は、内部に図示しない電装品ボックスに制御基板を備え、該制御基板にマイコンが設けられる。該マイコンは図示しない室内温度センサー，室内湿度センサー等の各種のセンサーからの信号を受け、リモコン５からの操作信号を受光部３９６で受けると共に、室内送風機等を制御し、且つ、室外機６との通信を司るなど、室内機２を統括して制御する。

室外機６は、ベース６１に圧縮機，室外熱交換器，室外送風機を搭載し、外筐６２で覆い、配管接続バルブ７８に室内機２からの接続配管８を接続している。

この空気調和機１を運転する時には、電源（図示せず）に接続してリモコン５を操作し、所望の冷房，除湿，暖房等の運転を行う。

冷房等の運転の場合、リモコン５から運転操作の信号がなされると、図示しないマイコンは、リモコン５からの操作信号または自動運転が設定されていれば各種センサからの情報に基づいて冷房等の運転モードを決定する。

次に、室外機６の制御部（図示せず）に決定した運転モードに応じた運転を指示すると共に、決定した運転モードに従って室内送風機を駆動し、空気吸込部２７から室内熱交換器に室内空気を流通させる。室外機６の制御部は室内機２からの指示に従い、圧縮機，送風モータ，制御弁等を制御し、圧縮機からの冷媒を冷凍サイクルに循環させると共に、室外空気吸込み部から室外熱交換器に室外空気を流通させる。斯くして、周知の冷房等の運転が行われる。

室外機６について図２０〜図２２を用いて更に詳しく説明する。図２０は空気調和機の室外機の内部構造斜視図である。図２１は室外機の天板を外した平面図である。図２２は室外機の前面板を外した正面図である。

外筐６２は前面板６２１，側面板６２３，天板６２２等からなり、室外熱交換器７３に対向する外面に室外空気の吸込み部が設けられ、室外ファン６３１に対向する前面板６２１に自在に空気の流通ができるファングリル６３５が設けられている。室外ファン６３１は室外熱交換器７３が上流側に、ファングリル６３５が下流側になるように回転駆動され、上述のように室外空気を室外熱交換器７３に流通させる。

室外熱交換器７３は、室外機６の側面から背面にかけて略Ｌ字状に配設され、できるだけ大きい面積を確保し熱交換能力を高めている。室外ファン６３１も、できるだけ大口径のものが使用されている。室外ファン６３１と圧縮機７５の間には仕切板６１１があって、送風機室６４と機械室６８とを仕切っている。

送風機室６４には前述のように室外ファン６３１，室外熱交換器７３が配設されている。機械室６８には、圧縮機７５，アキュムレータ７６，冷媒送り管等が配設されている。圧縮機７５のモータ１１４を駆動する前述のインバータ１０４ａや直流電源装置１００，送風モータ６３３等を駆動する電装部品は製作時やメンテナンス時の取扱を容易にするため電装箱６５に収納されている。

しかし、直流電源装置１００のリアクタ１０５は鉄製のコアと銅製の巻線から構成され、その質量が大きいため、電装箱６５に収納せずに送風機室６４に独立して取付けられることが多い。しかし、リアクタ１０５を除外しても電装箱６５に収納される、上記のような電装品は、圧縮機７５，送風モータ６３３等を駆動するので容量が大きく、電装部からの発熱も大きくなり、その冷却を効果的に行う必要がある。

このため、これらの電装品を密集して配置することができず、必然的に電装箱６５の大きさも大きくなって、機械室６８の上部に納まりきらず送風機室６４にはみ出てくる。実施例では、電装箱６５は送風機室６４と機械室６８とに跨って、仕切板６１１の上部に設置した。このように、送風機室６４には電装箱６５の仕切板６１１からはみ出した部分や、リアクタ１０５が置かれる。

送風機室６４は比較的広く見えるが、室外ファン６３１の通風を妨げる位置にリアクタ１０５を置くと、送風量の低下や騒音の増大などの負の影響が増し、望ましくない結果になる。このため、電装箱６５の仕切板６１１からはみ出した部分や、リアクタ１０５は室外ファン６３１からなるべく離れた位置、つまり送風機室６４の隅の部分に置かなければならない。

このような事情から、リアクタ１０５は質量が大きいので、取付固定を確実にするため、ベース６１に近い、低い位置の仕切板６１１寄りに配置され、電装箱６５は、上述のように、送風機室６４と機械室６８とに跨って、仕切板６１１の上部に設置される。また、送風機室６５に置かれる部分は、室外ファン６３１に対する影響を小さくするために、できるだけ小さくする必要がある。

このため、容量の大きい電装部品の小型化を図ると共に、これらの電装部品を効率よく冷却するため、室外熱交換器７３に熱交換用の外気を通風させる室外ファン６３１の負圧を利用して電装部に冷却用の空気を導入する。このよう状況から、リアクタ１０５の容量を小さくすることは空気調和機の小型化，性能向上に対して大きな効果がある。

このように、実施例の空気調和機は、回転数制御型圧縮機を搭載し、請求項１乃至請求項１１の直流電源装置を用いる。

これにより、室内の温度が設定温度に近い条件での運転（圧縮機の回転数が低い、小能力での連続運転）が非常に長いことから、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続き消費電力量を抑制することができる。

また、空気調和運転の開始当初のような高負荷時はスイッチングの回数を増やして、圧縮用モータが誘起電圧に打勝って高速回転し、大能力を発揮できるよう直流電圧を昇圧し、圧縮機を駆動すると共に、高力率を確保し、空気調和機を接続したブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。

このため、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機を提供することができる。

なお、本発明は空気調和機だけでなく、直流電源装置を用いた電子機器に広く応用できる。

以上説明したように、請求項１記載の直流電源装置によれば、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、前記直流電力の目標電圧設定手段と、前記交流電源の周波数を検出する周波数検出手段と、前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、前記整流回路の出力である直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡，開放するスイッチング制御手段とを備え、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値未満の場合に前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替える。

これにより、負荷の駆動に最適な直流電圧を目標電圧設定手段で設定し、電源電圧の実効値との比の値が所定値未満の場合、つまり、負荷が軽く小能力での運転の場合には、電源周波数に応じた適切な短絡間隔で２回短絡を行うことで、電源高調波電流を抑制しつつ、力率を上げることができる。この時、スイッチング回数は２回のみなので、スイッチング損失は小さく、効率の良い運転ができる。

また、目標電圧と、電源電圧の実効値との比の値が所定値以上の場合、つまり、負荷が重く大能力での運転の場合には、６回までの短絡回数を単調に増加させることで、電源高調波電流を規制値以下に抑制しつつ、電源電圧の変動をカバーし、且つ、直流電圧の昇圧と力率のアップを両立できる。この時、スイッチングの回数は高々６回なので、スイッチング損失も僅かな増加で済み、高効率を維持できる。

この場合、２回目までの短絡は力率の増加と電源高調波電流の抑制を主眼とし、３回目の短絡は直流電圧の昇圧を主眼とし、４回目の短絡で直流電圧の昇圧と力率の増加を図り、５回目と６回目の短絡は力率の増加を主眼として短絡動作を実行する。

特に、駆動する負荷が空気調和機の圧縮機である場合、空気調和機は室内の温度が設定温度に近い条件での運転（圧縮機の回転数が低い、小能力での連続運転）が非常に長いことから、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続き消費電力量を抑制することができる。

また、空気調和運転の開始当初のような高負荷時はスイッチングの回数を増やして、圧縮用モータが誘起電圧に打勝って高速回転し、大能力を発揮できるよう直流電圧を昇圧し、圧縮機を駆動すると共に、高力率を確保し、空気調和機を接続したブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項２記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値以上の場合に、前記２回短絡の場合と同様に、前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替える。

これにより、２を超える回数短絡した場合でも前述と同様に適切な間隔を第１の短絡と第２の短絡の間に設けることで、電源高調波電流の抑制と力率の改善を達成できる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項３記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング制御手段は３回目以降の短絡時間を前記電源周波数が５０Ｈｚの時は０.２５ｍｓ、６０Ｈｚの時は０.２ｍｓ以下の範囲とする。

これにより、３回目以降の短絡によって生じる電源高調波電流の周波数が、電源周波数が５０Ｈｚの時は２,０００Ｈｚ、６０Ｈｚの時は２,５００Ｈｚ以上となり、電源周波数の４０次以上となって、電源高調波電流規制の対象から除外されるので、電源高調波電流規制を満足することができ、主として力率の向上を考慮した検討をすれば良いことになる。

これは、高調波電流を抑制し、力率を高くするためには、短絡回数を多くすることが有効であることを前述したが、シミュレーションによれば、力率に関係してくる３次〜１５次の高調波の抑制には短絡回数を多くすることが有効であるが、１５次〜４０次の高調波電流は逆に増えやすい傾向となる。

そこで第２の短絡より後の短絡は４０次よりも高次の波形とすることが電源高調波電流の抑制に重要となることが判った。電源周波数が５０Ｈｚである時、その周期２０ｍｓの正弦波であり、電源周波数の４０次高調波の周期は０.５ｍｓとなる。

短絡により発生する三角波がこの４０次の周期の１／２以下となれば電源高調波電流規制の対象外になり、短絡時間を０.２５ｍｓより短くすることで電源高調波電流規制を満足することができる。電源周波数が６０Ｈｚのときも同様の理由で短絡時間を０.２ｍｓより短くすることで電源高調波電流規制を満足することができる。

このため、短絡回数を多くして力率を改善しつつ、電源高調波電流規制を満足する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項４記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、短絡回数増加後のＭ回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前の短絡時間の合計値より、減少させる。

これにより、短絡回数をｎからｎ＋１に増やす場合に、単純に短絡回数を増やすのではなく、直流電圧がほぼ同じになるように、短絡回数を増やした後のｎ回までの短絡時間の合計を、短絡回数を増やす前のｎ回までの短絡時間の合計より短くする。これにより、短絡回数を増やした後のｎ回までの短絡により得られる直流電圧は下降し、ｎ＋１回目の短絡でこの下降した分の直流電圧分を取戻し、全体として、短絡回数を増やす前の直流電圧とほぼ等しい直流電圧を得ることができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を得ることができる。

また、請求項５記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、Ｍ＋１回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくする。

これにより、短絡回数を増やした場合、短絡時間の合計が同じになるようにする。これにより、短絡回数を増やす前後の短絡時間の合計が等しくなり、得られる直流電圧をほぼ一定に維持することができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を得ることができる。

また、請求項６記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ−１回目までの短絡時間の合計値より、増加させる。

これにより、短絡回数をｎからｎ−１に減らす場合に、単純に短絡回数を減らすのではなく、直流電圧がほぼ同じになるように、短絡回数を減らした後の短絡時間の合計（ｎ−１回までの短絡時間の合計）を、短絡回数を減らす前のｎ−１回までの短絡時間の合計より長くする。

これにより、短絡回数を減らした後の短絡（ｎ−１回までの短絡）により得られる直流電圧は、短絡回数を減らす前のｎ−１回目までの短絡で得られた直流電圧より上昇し、短絡回数を減らす前のｎ回目の短絡が無くなったことによる直流電圧の下降分を補い、全体として、短絡回数を減らす前の直流電圧とほぼ等しい直流電圧を得ることができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を得ることができる。

また、請求項７記載の直流電源装置によれば、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくする。

これにより、短絡回数を減らした場合、短絡時間の合計が同じになるようにする。これにより、短絡回数を減らす前後の短絡時間の合計が等しくなり、得られる直流電圧をほぼ一定に維持することができる。

このため、電源高調波電流の抑制や力率の改善のために、短絡回数を増しても、直流電圧がほとんど変化せず、負荷となる機器の安定した運転を確保できる直流電源装置を得ることができる。

また、請求項８記載の直流電源装置によれば、前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記入力電流検出手段で検出した入力電流に応じて定める。

これにより、前記比の値と入力電流の大小に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、入力電流を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

入力電流を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すように、入力電流を機器が持つ特性に従って、適切な数値で区分し、各区分点での目標直流電圧を実験などで確認し、その中間では直線補間，階段状の変化，曲線補間などの方法で目標直流電圧を定める方法などを採用すれば良い。このようにすることで、入力電流の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項９記載の直流電源装置によれば、前記直流電力に接続された負荷量を検出する負荷量検出手段を更に備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記負荷量検出手段で検出された負荷量に応じて定める。

これにより、前記比の値と負荷量の大小に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、負荷量を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

負荷量を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、負荷量の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項１０記載の直流電源装置によれば、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータへの印加電圧とし、前記負荷量検出手段としてモータへの印加電圧を検出するモータ印加電圧検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ印加電圧検出手段で検出されたモータ印加電圧に応じて定める。

これにより、前記比の値とモータ印加電圧の高低に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、モータ印加電圧を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

モータ印加電圧を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、モータ印加電圧の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項１１記載の直流電源装置によれば、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータの回転数として、前記負荷量検出手段としてモータの回転数を検出するモータ回転数検出手段を備え、前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ回転数検出手段で検出されたモータ回転数に応じて定める。

これにより、前記比の値とモータ回転数の高低に応じて、短絡回数を適切の定めることができるので、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。この場合、最も簡単な短絡回数の定め方としては、モータ回転数を目標直流電圧に換算し、電源電圧との比の値を求め比の値に応じて前述の方法により短絡回数を定める方法がある。

モータ回転数を目標直流電圧に換算する方法としては、例えば図２３に示すようなグラフに従って、前述のような方法で目標直流電圧を定めれば良い。このようにすることで、モータ回転数の全域で目標直流電圧を簡単に設定でき、電源高調波電流の規制を満足しつつ、力率を改善し、高効率な運転が可能となる。

このため、安価な回路構成で電源高調波電流を抑制しつつ、低負荷では高効率と適宜な力率を実現し、高負荷では高力率と適宜な効率を実現する直流電源装置を得ることができる。

また、請求項１２記載の空気調和機によれば、回転数制御型圧縮機を搭載し、請求項１乃至請求項１１の直流電源装置を用いる。

これにより、室内の温度が設定温度に近い条件での運転（圧縮機の回転数が低い、小能力での連続運転）が非常に長いことから、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続き消費電力量を抑制することができる。

また、空気調和運転の開始当初のような高負荷時はスイッチングの回数を増やして、圧縮用モータが誘起電圧に打勝って高速回転し、大能力を発揮できるよう直流電圧を昇圧し、圧縮機を駆動すると共に、高力率を確保し、空気調和機を接続したブレーカー、またはコンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。

このため、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機を得ることができる。

１ 空気調和機
２ 室内機
５ リモコン
６ 室外機
８ 接続配管
１０ 制御装置
２０ 筐体
２１ 筐体ベース
２３ 化粧枠
２５ 前面パネル
２７ 空気吸込み口
２９ 空気吹出し口
３３ 室内熱交換器
３５ 露受皿
３７ ドレン配管
６１ ベース
６２ 外筐
６４ 送風機室
６５ 電装箱
６６ 電装箱蓋
６７ 電装品
６８ 機械室
７３ 室外熱交換器
７５ 圧縮機
７６ アキュムレータ
７８ 配管接続バルブ
８２ 接続部開口
１００ 直流電源装置
１０１ 交流電源
１０２ 整流回路
１０３ 平滑コンデンサ
１０４ 負荷
１０４ａ インバータ
１０４ｂ 外部負荷
１０５ リアクタ
１０６ スイッチング手段
１０７ 電源電圧・ゼロクロス検出手段
１０８ スイッチング制御手段
１０９ 直流電圧検出手段
１１０ インバータドライバ
１１１ マイクロコンピュータ
１１１ａ 周波数検出手段
１１１ｂ，１１１ｄ Ａ／Ｄ変換部
１１１ｃ，１１１ｅ ＰＷＭ出力部
１１１ｆ コンバータ制御手段
１１１ｇ インバータ制御手段
１１１ｈ 目標電圧設定手段
１１２ 入力電流検出手段
１１３ 負荷量検出手段
１１４ モータ
１１５ モータ印加電圧検出手段
１１６ モータ回転数検出手段
１１８ 周辺情報検出手段
２３０，２３０′ 空気吸込み部
２３１，２３１′ フィルター
２５１ 可動パネル
２９０ 吹出し風路
２９０ａ 吹出し風路上壁
２９０ｂ 吹出し風路下壁
２９１ 上側上下風向板
２９２ 下側上下風向板
２９５ 左右風向板
３１１ 送風ファン
３９６ 送受信部
３９７ 表示装置
６１１ 仕切板
６１２ リアクタカバー
６２１ 前面板
６２１ａ モータベース
６２１ｅ ファンリング
６２１ｇ 開口基部
６２２ 天板
６２３ 側面板
６３１ 室外ファン
６３３ 送風モータ
６３５ ファングリル

Claims (12)

1. 交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、
   前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段と、
   前記直流電力の目標電圧設定手段と、
   前記交流電源の周波数を検出する周波数検出手段と、
   前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
   前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、
   前記整流回路の出力である直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記ゼロクロス点に同期させて前記スイッチング手段を短絡，開放するスイッチング制御手段とを備える直流電源装置において、
   前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値未満の場合に前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替えることを特徴とする直流電源装置。
2. 請求項１の直流電源装置において、
   前記スイッチング制御手段は前記目標電圧設定手段で設定された目標直流電圧と前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧との比の値が所定値以上の場合に前記２回短絡の場合と同様に、前記ゼロクロス検出手段で検出された前記交流電源のゼロクロス点からの１／２周期中に、前記スイッチング手段を２回短絡し、この２回短絡の１回目と２回目の短絡間隔を、前記周波数検出手段で検出された電源周波数が５０Ｈｚの時には０.２〜０.４ｍｓで、前記電源周波数が６０Ｈｚの時には０.１６〜０.３３ｍｓとし、その後に前記比の値が所定値以上の場合に前記スイッチング手段の短絡回数を前記比の値に応じて前記２回よりも多い回数で且つ、組み込まれる機器のモータの運転騒音周波数に対して直流電源装置の騒音周波数が超えない短絡回数に切り替えることを特徴とする直流電源装置。
3. 請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング制御手段は３回目以降の短絡時間を前記電源周波数が５０Ｈｚの時は０.２５ｍｓ、６０Ｈｚの時は０.２ｍｓ以下の範囲とすることを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、短絡回数増加後のＭ回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前の短絡時間の合計値より、減少させることを特徴とする直流電源装置。
5. 請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ＋１回に増加させる時に、Ｍ＋１回目までの短絡時間の合計値を、短絡回数増加前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくすることを特徴とする直流電源装置。
6. 請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ−１回目までの短絡時間の合計値より、増加させることを特徴とする直流電源装置。
7. 請求項１乃至２の直流電源装置において、前記スイッチング手段の短絡回数をＭ回からＭ−１回に減少させる時に、短絡回数減少後の短絡時間の合計値を、短絡回数減少前のＭ回目までの短絡時間の合計値と等しくすることを特徴とする直流電源装置。
8. 請求項３の直流電源装置において、前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出手段を更に備え、
   前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記入力電流検出手段で検出した入力電流に応じて定めることを特徴とする直流電源装置。
9. 請求項３の直流電源装置において、前記直流電力に接続された負荷量を検出する負荷量検出手段を更に備え、
   前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記負荷量検出手段で検出された負荷量に応じて定めることを特徴とする直流電源装置。
10. 請求項９の直流電源装置において、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータへの印加電圧とし、前記負荷量検出手段としてモータへの印加電圧を検出するモータ印加電圧検出手段を備え、
    前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ印加電圧検出手段で検出されたモータ印加電圧に応じて定めることを特徴とする直流電源装置。
11. 請求項９の直流電源装置において、前記直流電力に接続される負荷をモータとし、前記負荷量を前記モータの回転数として、前記負荷量検出手段としてモータの回転数を検出するモータ回転数検出手段を備え、
    前記スイッチング制御手段は前記スイッチング手段の２〜６回までの短絡回数を前記比の値と前記モータ回転数検出手段で検出されたモータ回転数に応じて定めることを特徴とする直流電源装置。
12. 回転数制御型圧縮機を搭載した空気調和機において、請求項１乃至請求項１１の直流電源装置を用いることを特徴とする空気調和機。

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