JP2003174779A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
率の改善および高調波電流の抑制を達成する。 【解決手段】 3相交流電源1の各相に第1リアクトル
2u、2v、2wを介して3相整流回路3の各相入力端
子を接続し、3相整流回路3の出力端子間に、互いに等
しい容量の1対のコンデンサ4a、4bを直列接続して
いるとともに、1対のコンデンサ4a、4bの直列回路
と並列に負荷を接続し、1対のコンデンサ4a、4bの
中点と3相整流回路3の各相入力端子との間に、制御部
7によって、それぞれ電源の半周期に複数回、かつ奇数
回動作させられるとともに、電源の半周期におけるスイ
ッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイ
ッチング動作との中間点を基準として対称となるように
スイッチング動作させられるスイッチ5u、5v、5w
を接続している。
Description
し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に
接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互い
に直列接続された1対のコンデンサと、前記リアクトル
と1対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられ
た第1スイッチング手段とを含む電力変換装置に関す
る。
PWMコンバータ回路が提案されている。
1中(a)に示すように6個のスイッチング素子を用い
たものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御す
るため、入力電流に高調波成分を含まないように、しか
も入力力率を1に制御することが可能である。具体的に
は、このPWMコンバータの各相の等価回路は図31中
(c)に示すようになるので、コンバータ入力電圧vu
を正弦波状にすれば、入力電流iuに高調波成分が含ま
れなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図31中
(d)に示すようになる。したがって、例えば、「三相
PWMコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御
法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論D,107
巻11号,昭62に示されているような方式で、コンバ
ータ入力電圧のPWMパターンを作成し、コンバータ入
力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の
低減を達成することができる。
構成のPWMインバータ回路を採用した場合には、図3
1中(b)に入力電流波形および入力電圧波形を示すよ
うに、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの
増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招
くという不都合がある。
合、整流回路の出力電圧は280V程度となり、400
V系の場合、整流回路の出力電圧は560V程度となる
ので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせ
て設計し、開発する必要がある。さらに、400V系の
交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング
動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、
発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化
し、高価になってしまう。
たものであり、大形のリアクトルを不要とし、しかも入
力力率の改善および高調波電流の抑制を達成することが
できる電力変換装置を提供することを目的としている。
ても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させ
ることによって、インバータ、モータを特別に設計し、
開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノ
イズを低減することができる電力変換装置を提供するこ
とを他の目的としている。
は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、交流電源と整流回路との間に接続された第1リアク
トルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された
1対のコンデンサと、前記第1リアクトルと1対のコン
デンサの中点との間を短絡すべく設けられた第1スイッ
チング手段とを含むものであって、電源の半周期に前記
第1スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチン
グ動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチ
ング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチ
ング動作との中間点を基準として対称となるようにスイ
ッチング動作させる第1スイッチング制御手段を含むも
のである。
ッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値に
すべく、スイッチングパターンを決定して第1スイッチ
ング手段を動作させるものを採用するものである。
ッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を
含む60°期間内で第1スイッチング手段を動作させる
ものを採用するものである。
ッチング制御手段として、負荷情報に応じて第1スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、電源電圧に応じて第1スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、第1スイッチング手段を動作させるタ
イミングを変化させるものを採用するものである。
ッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷
変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるも
のを採用するものである。
ッチング制御手段として、前記1対のコンデンサのそれ
ぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと
立ち下がりとで第1スイッチング手段を動作させるタイ
ミングを変化させるものを採用するものである。
コンデンサのそれぞれに、第2スイッチング手段、ダイ
オードおよび第2リアクトルからなる降圧チョッパ回路
を接続し、2つの第2スイッチング手段を交互に動作さ
せる第2スイッチング制御手段をさらに含むものであ
る。
イッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電
圧を直流電圧指令値と一致させるべく、2つの第2スイ
ッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するも
のである。
イッチング制御手段として、前記1対のコンデンサのそ
れぞれの電圧が平衡となるように、2つの第2スイッチ
ング手段のオン時間を変化させるものを採用するもので
ある。
イッチング手段として、1対づつのダイオードの直列回
路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並
列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するも
のである。
イッチング手段として、1対のダイオードの直列回路と
1対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続
してなるものを採用するものである。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の
出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を有すると
ともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータに供
給する降圧回路とを含むものであって、前記降圧回路の
出力電圧がインバータおよびモータの耐圧以下となるよ
うに前記スイッチング素子を制御する制御手段を含むも
のである。
路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑手段
と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくともス
イッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを含む
ものを採用するものである。
路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧が出力
電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子を制御
する制御手段を含むものである。
路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一
致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含
むものである。
が圧縮機の駆動源であるものである。
が冷媒としてHFCを採用するものである。
路の出力により駆動されるファンモータを含むものであ
る。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と
整流回路との間に接続された第1リアクトルと、整流回
路の出力端子間に互いに直列接続された1対のコンデン
サと、前記第1リアクトルと1対のコンデンサの中点と
の間を短絡すべく設けられた第1スイッチング手段とを
含む装置を用いて電力変換を行うに当たって、第1スイ
ッチング制御手段によって、電源の半周期に前記第1ス
イッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作
させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波
形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動
作との中間点を基準として対称となるようにスイッチン
グ動作させることができる。
回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことな
く、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な
構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成す
ることができる。
1スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望
の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第1ス
イッチング手段を動作させるものを採用するのであるか
ら、高調波規格に適合させることができるほか、請求項
1と同様の作用を達成することができる。
1スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロ
ス点を含む60°期間内で第1スイッチング手段を動作
させるものを採用するのであるから、複数個の第1スイ
ッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第1ス
イッチング手段の制御を簡単化することができるほか、
請求項1または請求項2と同様の作用を達成することが
できる。
1スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第1
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができる
ほか、請求項1から請求項3の何れかと同様の作用を達
成することができる。
1スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第1
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止することができるほか、請求項1から請求
項3の何れかと同様の作用を達成することができる。
1スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、第1スイッチング手段を動作さ
せるタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調
波電流を保つことができるほか、請求項1から請求項3
の何れかと同様の作用を達成することができる。
御することによって、モータの効率改善や、空気調和機
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
1スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしく
は負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させる
ものを採用するのであるから、電源電圧や負荷変動が発
生した場合であっても入力力率の低下を防止することが
できるほか、請求項1または請求項2と同様の作用を達
成することができる。
1スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化さ
せるものを採用するのであるから、負荷が変動した場合
であっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項1または請求項2と同様の作用を達成するこ
とができる。
御することによって、モータの効率改善や、空気調和期
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
1スイッチング制御手段として、前記1対のコンデンサ
のそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上
がりと立ち下がりとで第1スイッチング手段を動作させ
るタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧が不平衡な場合であっても、1対のコンデ
ンサの電圧が不平衡になることを防止することができる
ほか、請求項1から請求項8の何れかと同様の作用を達
成することができる。
1対のコンデンサのそれぞれに、第2スイッチング手
段、ダイオードおよび第2リアクトルからなる降圧チョ
ッパ回路を接続し、2つの第2スイッチング手段を交互
に動作させる第2スイッチング制御手段をさらに含むの
であるから、簡単に直流電圧を1/2にすることができ
るほか、請求項1から請求項9の何れかと同様の作用を
達成することができる。
第2スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の
出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、2つの第
2スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用
するのであるから、電源電圧が変動した場合であって
も、安定した直流電圧を出力することができるほか、請
求項10と同様の作用を達成することができる。
第2スイッチング制御手段として、前記1対のコンデン
サのそれぞれの電圧が平衡となるように、2つの第2ス
イッチング手段のオン時間を変化させるものを採用する
のであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、1
対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止するこ
とができるほか、請求項10または請求項11と同様の
作用を達成することができる。
第1スイッチング手段として、1対づつのダイオードの
直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回
路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用
するのであるから、請求項1から請求項12の何れかと
同様の作用を達成することができる。
第1スイッチング手段として、1対のダイオードの直列
回路と1対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並
列接続してなるものを採用するのであるから、請求項1
から請求項12の何れかと同様の作用を達成することが
できる。
電源の交流電圧を整流回路により直流電圧に変換し、整
流回路の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を
有する降圧回路により、降圧出力電圧をモータ駆動用の
インバータに供給するに当たって、制御手段により、前
記降圧回路の出力電圧がインバータおよびモータの耐圧
以下となるように前記スイッチング素子を制御すること
ができる。
であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低
下させることによって、インバータ、モータを特別に設
計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、
発生ノイズを低減することができる。
降圧回路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑
手段と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくと
もスイッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを
含むものを採用するのであるから、請求項15と同様の
作用を達成することができる。
降圧回路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧
が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子
を制御する制御手段を含むのであるから、降圧回路の出
力電圧を出力電圧の設定値と一致させることができるほ
か、請求項15または請求項16と同様の作用を達成す
ることができる。
降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電
圧と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手
段を含むのであるから、降圧回路の出力電圧の設定値を
インバータが所望する電圧と一致させてインバータおよ
びモータの効率を改善することができるほか、請求項1
5または請求項16と同様の作用を達成することができ
る。
モータが圧縮機の駆動源であるから、モータからの漏れ
電流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請
求項15から請求項18の何れかと同様の作用を達成す
ることができる。
圧縮機が冷媒としてHFCを採用するのであるから、オ
ゾン層の破壊を防止できるとともに、漏れ電流増加分を
抑制できるほか、請求項19と同様の作用を達成するこ
とができる。
降圧回路の出力により駆動されるファンモータを含むの
であるから、圧縮機駆動用のインバータ、モータのみな
らず、ファンモータ駆動用のインバータ、モータを特別
に設計、開発する必要をなくするとともに、サージ電
圧、発生ノイズを低減できるほか、請求項19と同様の
作用を達成することができる。
発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。
様を示す電気回路図である。
相に第1リアクトル2u、2v、2wを介して3相整流
回路3の各相入力端子を接続し、3相整流回路3の出力
端子間に、互いに等しい容量の1対のコンデンサ4a、
4bを直列接続しているとともに、1対のコンデンサ4
a、4bの直列回路と並列に負荷を接続している。
点と3相整流回路3の各相入力端子との間にそれぞれス
イッチ5u、5v、5wを接続している。
出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼ
ロクロス検出部6と、検出された電源ゼロクロスを入力
として所定の演算処理を行って各相のスイッチ5u、5
v、5wに対するスイッチングパターンを決定し、スイ
ッチング指令を出力する制御部7と、スイッチング指令
を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路8と
を有している。
ンサ4a、4bの直列回路と並列にコンデンサ4cを接
続する構成を採用してもよく、また、図3に示すよう
に、1対のコンデンサ4a、4bの中点とスイッチ5
u、5v、5wとの間にコンデンサ4dを接続する構成
を採用してもよい。
のスイッチ5u、5v、5wを、それぞれ電源半周期の
間にM回(M=3、5、7、・・・)動作させ、かつ、
3相整流回路3の各相の入力端子(U、V、W)と直流
電圧の中点(O)との電位差が90°を境にして対称波
形となり、180°を境にして正負対称波形となるよう
に動作させる(U相のみを示す図4参照)ことによって
(換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期に
おける最初のスイッチングから最後のスイッチングまで
の中間点を基準として対称に設定することによって)、
高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイ
ズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトル
を用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を
実現することができる(図5参照)。
1、数2で表される。
化する。an(n=1、3、5、7、・・・)は、n=
1のとき基本波成分を、n≧3のとき各高調波成分を、
それおzれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に
適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能
になる。例えば、M=3のとき、基本波成分とn1、n
2次高調波成分は、数3で表される。
トにより連立方程式の解以外のパラメータ(図中のf
1、f5、f7)を導出し、数3に示すような連立方程
式の近似解を「Mathematica」などの演算用
ソフトウエアなどを用いて導出する。
ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規
格を満足するか否かの確認を行う。
ンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。
し、スイッチング回数を1回に設定した場合とを対比す
る。
回に設定した場合には、第1リアクトル2u、2v、2
wを10mHに設定すればIEC規格を満足することが
できないが、18mHに設定することによりIEC規格
を満足することができる。これに対して、スイッチング
回数を5回に設定した場合には、図7に示すように、第
1リアクトル2u、2v、2wを10mHに設定して
も、18mHに設定してもIEC規格を満足することが
できる。
数の増加に伴って第1リアクトル2u、2v、2wを小
型化できることが分かる。
る。
格電源電圧Vsおよび定格電流(基本波成分)Is1を
決定し、ステップSP2において、第1リアクトル2
u、2v、2wのリアクトル定数Lsおよび直流電圧値
VDCを仮設定する。そして、ステップSP3におい
て、定格電源電圧Vs、定格電流Is1、およびリアク
トル定数Lsから電源電圧に対する、コンバータ入力電
圧(基本波成分)Vs1の位相差δを算出する。ここ
で、コンバータ入力電圧Vs1およびコンバータ入力電
圧Vs1の位相差δは、図10中(a)に示す等価回
路、および図10中(b)に示すベクトル図に示すよう
に与えられるのであるから、これらを算出することは可
能である。
能なコンバータ入力電圧{例えば、スイッチング回数が
3の場合には、2成分(例えば、5、7次)}の高調波
成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流I*
の目標値にマージンεを乗算して設定する。
プSP3で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Vs
1と、ステップSP4で設定した5、7次高調波成分f
5、f7を数3に代入して連立方程式数4を立てる。た
だし、数5。
式の近似解α1、α5、α7を「Mathematic
a」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分(11次か
ら39次の成分)を求める。
れた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満で
あるか否かを判定する。
分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場
合には、ステップSP9において、7次高調波成分の符
号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップS
P9aにおいて、符号を変更し、再びステップSP6の
処理を行う(すなわち、符号を変更して再度計算す
る)。逆に、符号が負であれば、再びステップSP4の
処理を行う(すなわち、高調波成分の設定を変更して再
度計算する)。
高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定
された場合には、ステップSP10において、シミュレ
ーションを行い、ステップSP11において、シミュレ
ーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出
し、ステップSP12において、高調波電流が目標値
を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し(図
11参照)、満足していると判定された場合には、その
まま一連の処理を終了する。
電流が目標値を満足していないか、および/または直流
電圧値が設定値を満足していないと判定された場合に
は、再びステップSP2の処理を行う(すなわち、直流
電圧値VDC、リアクトル定数Lsの設定を変更して再
度計算する)。
示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロ
クロス点を含む60°(α1≦30°)以内に設定する
ことが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させる
ことがなくなり、制御を簡単化することができる。
施態様を示す電気回路図である。
異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を
検出する負荷情報検出部7a、および波形記憶部7bを
さらに含む点、および制御部7として、電源ゼロクロス
検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を
出力するものを採用する点のみである。
報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図
14に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミン
グを変化させることができ、ひいては、負荷変動による
入力力率(PF)の低下を防止して高調波成分を一定に
保つことができる(図15参照)。
示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図16中
(b)に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応
じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本
波成分Is1が基本波電圧Vsと同相となるように、電
源電圧に対するコンバータ入力電圧Vs1の位相差δ
(オンタイミング)を制御すればよい(図17参照)。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部7c
をさらに含む点、および制御部7として、電源電圧検出
信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、お
よび記憶された波形信号を入力として所定の演算を行
い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化
させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する
点のみである。
圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることが
でき、ひいては、図19に示すように、負荷変動による
入力力率の低下を防止することができる。
示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図20中
(b)に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動
に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の
基本波成分Is1が電源電圧Vsと同相となるように、
電源電圧に対するコンバータ入力電圧Vs1の位相差δ
(オンタイミング)を制御すればよい。図21はこの発
明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路
図である。
異なる点は、負荷として、モータ9aを駆動するインバ
ータ9を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出
部7dをさらに含む点、波形記憶部7bをさらに含む
点、駆動回路9bを介してインバータ9を制御するイン
バータ制御回路9cに直流電圧指令値を供給する直流電
圧指令値供給部9dからの直流電圧指令値を制御部7に
供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電
圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するよう
に変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採
用する点のみである。
圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の
状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致す
るようにスイッチングタイミングを変化させることがで
き、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であって
も、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。
に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、
空気調和機においては運転エリアの拡大を達成すること
ができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、負荷情報検出部7aに代えて、1対のコ
ンデンサ4a、4bのそれぞれの端子間電圧を検出する
コンデンサ電圧検出部7eを採用した点、および、制御
部7として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信
号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形
信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上が
りと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させ
るべくスイッチング指令を出力するものを採用する点の
みである。
コンデンサ4a、4bそれぞれの端子間電圧を検出し、
相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子
を動作させるタイミングを変化させることができ(図2
3参照)、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であって
も、1対のコンデンサ4a、4bの端子間電圧を平衡に
することができる。
き、この変数sを変化させて、基本波成分に対して制御
する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解(ス
イッチングパターン)を求め、これらの解を用いること
が可能であり、図24に示すように、負荷情報に基づく
スイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷
が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御する
ことができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
の電力変換装置に対して次の構成を付加してなるもので
ある。すなわち、1対のコンデンサ4a、4bのそれぞ
れに、スイッチング素子10a、10b、ダイオード1
0c、10d、および第2リアクトル10eからなる降
圧チョッパ回路を接続し(具体的には、コンデンサ4a
と並列にスイッチング素子10aとダイオード10cと
の直列回路を接続するとともに、コンデンサ4bと並列
にスイッチング素子10bとダイオード10dとの直列
回路を接続し、スイッチング素子10aとダイオード1
0cとの接続点と後述するコンデンサ10fとの間に第
2リアクトル10eを接続し)、この降圧チョッパ回路
の出力端子間にコンデンサ10fを接続している。な
お、負荷として、モータを駆動するインバータを採用し
ている。
チング素子10a、10bを動作させる降圧制御部10
hを設けている。
イッチング素子10a、10bを交互に動作させること
によって、コンデンサ10fの端子間電圧V2を1対の
コンデンサ4a、4bの直列回路の端子間電圧V1の1
/2に設定することができる。
の電力変換装置を適用すれば、インバータに供給される
直流電圧を、電源が200V級の場合の直流電圧と等し
くすることができる。この結果、電源が400V級の場
合に対応するインバータ、モータを使用する必要がなく
なり、電源が200V級の場合に対応するインバータ、
モータを採用することができ、ひいては、開発コストの
削減、量産化によるコストダウンを達成することができ
る。
子10a、10b、ダイオード10c、10dにも、1
対のコンデンサ4a、4bの何れか一方の電圧(V1/
2)が印加されるだけであるから、素子耐圧の低い素子
を採用することができ、この面からもコストダウンを達
成することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、コンデンサ10fの端子間電圧V2を検
出する直流電圧検出部10iをさらに設けた点、駆動回
路9bを介してインバータ9を制御するインバータ制御
回路9cに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供
給部9dからの直流電圧指令値を制御部10hに供給す
る点、および、降圧制御部10hとして、コンデンサ1
0fの端子間電圧V2および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子10a、10bを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
圧チョッパ回路の出力電圧V2を検出し、この電圧が一
定になるようにスイッチング素子10a、10bを動作
させることによって、電源電圧や負荷が変動した場合で
あっても、安定した直流電圧をインバータ9に供給する
ことができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、直流電圧検出部10iに代えて、1対の
コンデンサ4a、4bのそれぞれの端子間電圧を検出す
るコンデンサ電圧検出部10jを設けた点、および、降
圧制御部10hとして、1対のコンデンサ4a、4bの
それぞれの端子間電圧および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子10a、10bを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
対のコンデンサ4a、4bのそれぞれの端子間電圧を検
出し、両電圧の差に基づいて両コンデンサ4a、4bの
それぞれの端子間電圧を平衡とすべくスイッチング素子
10a、10bを動作させることができる。したがっ
て、電源電圧が不平衡な場合であっても、両コンデンサ
4a、4bのそれぞれの端子間電圧を平衡とすることが
できる。
5u、5v、5wの一構成例を示す電気回路図である。
ドの直列回路を互いに並列に接続しているとともに、両
直列回路と並列にスイッチング素子を接続している。そ
して、一方の直列回路の中点(ダイオード同士の接続
点)を3相整流回路3のu相入力端子と接続していると
ともに、他方の直列回路の中点(ダイオード同士の接続
点)を1対のコンデンサ4a、4bの接続点と接続して
いる。
イッチ5uの構成と同様であるから説明を省略する。
OFFすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
構成例を示す電気回路図である。
と異なる点は、スイッチング素子を3相整流回路3のu
相の1対のダイオードの間に直列に接続した点、および
一方の直列回路の中点(ダイオード同士の接続点)をu
相の第1リアクトル2uと接続した点のみである。
イッチ5uの構成と同様であるから説明を省略する。
OFFすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
に他の構成例を示す電気回路図である。
相の1対のダイオードの間に1対のダイオードを直列接
続するとともに、後者の1対のダイオードの中点をu相
入力端子とし、後者の1対のダイオードと並列に1対の
スイッチング素子を直列接続しているとともに、1対の
スイッチング素子の中点を1対のコンデンサ4a、4b
の接続点と接続している。そして、1対のスイッチング
素子を同時にON、OFF制御する。
イッチ5uの構成と同様であるから説明を省略する。
OFFすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
してノイズフィルタ11を介して3相全波整流用のダイ
オードブリッジ3を接続し、このダイオードブリッジ3
の出力端子間に第1のリアクトル12および第1の平滑
コンデンサ13とを直列接続している。そして、この第
1の平滑コンデンサ13の端子間電圧を降圧回路14を
介して3相インバータ15に供給し、3相インバータ1
5の出力をモータ16に供給している。さらに、駆動回
路18を介して降圧回路14を制御する制御部17を有
している。
サ13の端子間に、スイッチングトランジスタ14a、
第2のリアクトル14b、および第2の平滑コンデンサ
14cを直列接続し、第2のリアクトル14bおよび第
2の平滑コンデンサ14cの直列回路と並列に、ダイオ
ード14dをスイッチングトランジスタ14aと逆極性
となるように接続している。
おりである。
圧をダイオードブリッジ3により全波整流し、第1の平
滑コンデンサ13により平滑化することにより、3相交
流電圧に対応する直流電圧を得ることができる。
グトランジスタ14aを制御することにより、降圧処理
を行い、第2の平滑コンデンサ14cの端子間電圧V2
を第1の平滑コンデンサ13の端子間電圧V1よりも低
くする。3相インバータ15は第2の平滑コンデンサ1
4cの端子間電圧V2を入力として所定のスイッチング
動作を行い、モータ16を駆動する。
との比率は、スイッチングトランジスタ14aのデュー
ティーを制御することにより設定することができる。す
なわち、スイッチングトランジスタ14aのデューティ
ーを制御することにより降圧の程度を制御することがで
きる。
400V系である場合には、端子間電圧V2が端子間電
圧V1の略1/2になるように降圧回路14を制御する
ことによって、3相インバータ15およびモータ16と
して、3相交流電源電圧が200V系である場合に対応
する定格を有するものを採用することができ、高い電源
電圧に合わせて3相インバータ15およびモータ16を
設計、開発する必要がなくなる。
動作によるキャリア電流および高周波ノイズは大容量の
第1の平滑コンデンサ13によりバイパスされるので、
交流側におけるキャリア電流用のノーマルモードフィル
タが不要となり、高周波ノイズ用のコモンモードフィル
タを簡素化することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、ダイオードブリッジ3の出力側に設けた
第1のリアクトル12を省略して、3相交流電源1とノ
イズフィルタ11との間に、各相毎に第1のリアクトル
12u、12v、12wを接続した点のみである。
変換装置と同様の作用を達成することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、第2の平滑コンデンサ14cの端子間電
圧V2を検出して制御部17に供給する直流電圧検出部
19と、直流電圧の設定値を保持して制御部17に供給
する直流電圧設定値保持部20と、駆動回路22を介し
て3相インバータ15に制御信号を供給するインバータ
制御部21とをさらに有している点のみである。
回路22については、図31、図32の電力変換装置に
も設けられているのであり、単に図示が省略されている
だけである。
の平滑コンデンサ14cの端子間電圧V2が直流電圧の
設定値と等しくなるように制御部17により降圧回路1
4を制御するのであるから、図35に示すように、モー
タ出力電力の変化に応答して第1の平滑コンデンサ13
の端子間電圧V1が変動する場合であっても、第2の平
滑コンデンサ14cの端子間電圧V2を一定に保持し続
けることができ、安定した直流電圧を3相インバータ1
5に供給することができる。
同様に、第2の平滑コンデンサ14cの端子間電圧V2
を一定に保持し続けることができ、安定した直流電圧を
3相インバータ15に供給することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、インバータ制御部21により直流電圧設
定値保持部20の直流電圧の設定値を設定する点のみで
ある。
電圧の設定値を3相インバータ15が所望する(要求す
る)直流電圧値に制御することができ(例えば、図37
参照)、3相インバータ15およびモータ16の効率を
改善することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、モータ16として圧縮機23の金属ケー
シング内に収納されたものを採用する点のみである。
機駆動用モータ16が圧縮機本体部と共に金属ケーシン
グ内に収納されており、圧縮機駆動用モータ16の各相
巻線と金属ケーシングとの間に静電容量があるので、3
相インバータ15のスイッチング動作に伴って圧縮機駆
動用モータ16から静電容量を通して金属ケーシングへ
高周波の漏れ電流が流れるけれども、降圧回路14によ
って3相インバータ15に供給する電圧を低くしている
ので、圧縮機駆動用モータ16の各相巻線にかかる電圧
も低くなり、圧縮機駆動用モータ16からの高周波の漏
れ電流を低減することができる。
冷媒として、オゾン層破壊能力が零のHFC冷媒を採用
することが好ましい。この場合には、冷媒の誘電率が高
いのであるが、上述のように降圧回路14によって3相
インバータ15に供給する電圧を低くすることができ、
圧縮機駆動用モータ16の各相巻線にかかる電圧も低く
することができ、圧縮機駆動用モータ16からの高周波
の漏れ電流を低減することができる。
他の実施態様を示す電気回路図である。
と異なる点は、ファンモータ25を駆動するための3相
インバータ24を前記3相インバータ15と並列に接続
した点のみである。
圧検出部19、直流電圧設定値保持部20、インバータ
制御部21、および駆動回路22は、図示を省略してあ
る。
ンモータ駆動用のインバータ24、モータ25について
も圧縮機駆動用のインバータ15、モータ16と同様の
作用を達成することができる。
に伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こ
すことなく、また、大形のリアクトルを用いることな
く、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流
化を達成することができるという特有の効果を奏する。
ることができるほか、請求項1と同様の効果を奏する。
ング手段を同時動作させる必要がなくなり、第1スイッ
チング手段の制御を簡単化することができるほか、請求
項1または請求項2と同様の効果を奏する。
率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができ
るほか、請求項1から請求項3の何れかと同様の効果を
奏する。
率の低下を防止することができるほか、請求項1から請
求項3の何れかと同様の効果を奏する。
しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる
ほか、請求項1から請求項3の何れかと同様の効果を奏
する。
発生した場合であっても入力力率の低下を防止すること
ができるほか、請求項1または請求項2と同様の効果を
奏する。
あっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項1または請求項2と同様の効果を奏する。
合であっても、1対のコンデンサの電圧が不平衡になる
ことを防止することができるほか、請求項1から請求項
8の何れかと同様の効果を奏する。
/2にすることができるほか、請求項1から請求項9の
何れかと同様の効果を奏する。
場合であっても、安定した直流電圧を出力することがで
きるほか、請求項10と同様の効果を奏する。
場合であっても、1対のコンデンサの電圧が不平衡にな
ることを防止することができるほか、請求項10または
請求項11と同様の効果を奏する。
12の何れかと同様の効果を奏する。
12の何れかと同様の効果を奏する。
高い場合であっても、インバータ、モータに印加される
電圧を低下させることによって、インバータ、モータを
特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サー
ジ電圧、発生ノイズを低減することができるという特有
の効果を奏する。
効果を奏する。
を出力電圧の設定値と一致させることができるほか、請
求項15または請求項16と同様の効果を奏する。
の設定値をインバータが所望する電圧と一致させてイン
バータおよびモータの効率を改善することができるほ
か、請求項15または請求項16と同様の効果を奏す
る。
流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請求
項15から請求項18の何れかと同様の効果を奏する。
止できるとともに、漏れ電流増加分を抑制できるほか、
請求項19と同様の効果を奏する。
バータ、モータのみならず、ファンモータ駆動用のイン
バータ、モータを特別に設計、開発する必要をなくする
とともに、サージ電圧、発生ノイズを低減できるほか、
請求項19と同様の効果を奏する。
気回路図である。
回路図である。
気回路図である。
u用の駆動信号を示す図である。
て、第1リアクトル2u、2v、2wを10mH、18
mHに設定した時の高調波電流およびIEC規格を示す
図である。
て、第1リアクトル2u、2v、2wを10mH、18
mHに設定した時の高調波電流およびIEC規格を示す
図である。
設定し、かつスイッチング回数を1回に設定した場合、
第1リアクトル2u、2v、2wを13mHに設定し、
かつスイッチング回数を3回に設定した場合、および第
1リアクトル2u、2v、2wを10mHに設定し、か
つスイッチング回数を5回に設定した場合の高調波電流
およびIEC規格を示す図である。
ャートである。
ロス点を含む60°(α1≦30°)以内に設定した場
合における駆動信号を示す図である。
す電気回路図である。
駆動信号を示す図である。
図である。
様を示す電気回路図である。
る。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
す図である。
ッチ駆動信号波形を示す図である。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
電気回路図である。
す電気回路図である。
例を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
力電圧との関係の一例を示す図である。
様を示す電気回路図である。
電圧との関係の一例を示す図である。
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
ル 10h 降圧制御部 14 降圧回路 14a スイッチング素子 14b 第2のリアクト
ル 14d ダイオード 15 3相インバータ 16 モータ 17 制御部 19 直流電圧検出部 20 直流電圧設定値保持部 21 インバータ制御部 23 圧縮機 25 ファンモータ
Claims (21)
- 【請求項1】 交流電源(1)の交流電圧を直流電圧に
変換する整流回路(3)と、交流電源(1)と整流回路
(3)との間に接続された第1リアクトル(2u)(2
v)(2w)と、整流回路(3)の出力端子間に互いに
直列接続された1対のコンデンサ(4a)(4b)と、
前記第1リアクトル(2u)(2v)(2w)と1対の
コンデンサ(4a)(4b)の中点との間を短絡すべく
設けられた第1スイッチング手段(5u)(5v)(5
w)とを含む電力変換装置であって、 電源の半周期に前記第1スイッチング手段(5u)(5
v)(5w)を複数回、かつ奇数回スイッチング動作さ
せるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形
を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作
との中間点を基準として対称となるようにスイッチング
動作させる第1スイッチング制御手段(7)を含むこと
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチング
パターンを決定して第1スイッチング手段(5u)(5
v)(5w)を動作させるものである請求項1に記載の
電力変換装置。 - 【請求項3】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、相電圧の電源ゼロクロス点を含む60°期間内で第
1スイッチング手段(5u)(5v)(5w)を動作さ
せるものである請求項1または請求項2に記載の電力変
換装置。 - 【請求項4】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、負荷情報に応じて第1スイッチング手段(5u)
(5v)(5w)を動作させるタイミングを変化させる
ものである請求項1から請求項3の何れかに記載の電力
変換装置。 - 【請求項5】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、電源電圧に応じて第1スイッチング手段(5u)
(5v)(5w)を動作させるタイミングを変化させる
ものである請求項1から請求項3の何れかに記載の電力
変換装置。 - 【請求項6】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第1
スイッチング手段(5u)(5v)(5w)を動作させ
るタイミングを変化させるものである請求項1から請求
項3の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項7】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチ
ングパターンを変化させるものである請求項1または請
求項2に記載の電力変換装置。 - 【請求項8】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイ
ッチングパターンを変化させるものである請求項1また
は請求項2に記載の電力変換装置。 - 【請求項9】 前記第1スイッチング制御手段(7)
は、前記1対のコンデンサ(4a)(4b)のそれぞれ
の電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち
下がりとで第1スイッチング手段(5u)(5v)(5
w)を動作させるタイミングを変化させるものである請
求項1から請求項8の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項10】 前記1対のコンデンサ(4a)(4
b)のそれぞれに、第2スイッチング手段(10a)
(10b)、ダイオード(10c)(10d)および第
2リアクトル(10e)からなる降圧チョッパ回路を接
続し、2つの第2スイッチング手段(10a)(10
b)を交互に動作させる第2スイッチング制御手段(1
0h)をさらに含む請求項1から請求項9の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項11】 前記第2スイッチング制御手段(10
h)は、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値
と一致させるべく、2つの第2スイッチング手段(10
a)(10b)のオン時間を変化させるものである請求
項10に記載の電力変換装置。 - 【請求項12】 前記第2スイッチング制御手段(10
h)は、前記1対のコンデンサ(4a)(4b)のそれ
ぞれの電圧が平衡となるように、2つの第2スイッチン
グ手段(10a)(10b)のオン時間を変化させるも
のである請求項10または請求項11に記載の電力変換
装置。 - 【請求項13】 前記第1スイッチング手段(5u)
(5v)(5w)は、1対づつのダイオードの直列回路
を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列
にスイッチング素子を接続してなるものである請求項1
から請求項12の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項14】 前記第1スイッチング手段(5u)
(5v)(5w)は、1対のダイオードの直列回路と1
対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続し
てなるものである請求項1から請求項12の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項15】 交流電源(1)の交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路(3)と、整流回路(3)の出力電
圧を降圧するためのスイッチング素子(14a)を有す
るとともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータ
(15)に供給する降圧回路(14)とを含む電力変換
装置であって、前記降圧回路(14)の出力電圧がイン
バータ(15)およびモータ(16)の耐圧以下となる
ように前記スイッチング素子(14a)を制御する制御
手段(17)を含むことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項16】 前記降圧回路(14)は、整流回路
(3)の整流出力を平滑化する平滑手段(13)と、平
滑化された電圧を降圧するために、少なくともスイッチ
ング素子(14a)、ダイオード(14d)、およびリ
アクトル(14b)を含むものである請求項15に記載
の電力変換装置。 - 【請求項17】 前記降圧回路(14)の出力電圧を検
出し、前記降圧回路(14)の出力電圧が出力電圧の設
定値と一致するようにスイッチング素子(14a)を制
御する制御手段(17)(19)(20)を含む請求項
15に記載の電力変換装置。 - 【請求項18】 前記降圧回路(14)の出力電圧の設
定値をインバータ(15)が所望する電圧と一致するよ
うにスイッチング素子(14a)を制御する制御手段
(17)(19)(20)(21)を含む請求項15に
記載の電力変換装置。 - 【請求項19】 前記モータ(16)は圧縮機(23)
の駆動源である請求項15から請求項18の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項20】 前記圧縮機(23)は冷媒としてHF
Cを採用するものである請求項19に記載の電力変換装
置。 - 【請求項21】 前記降圧回路(14)の出力により駆
動されるファンモータ(25)を含む請求項19に記載
の電力変換装置。
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