JP3774298B2 - 電動機制御装置及び冷凍サイクル装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用の交流電源等から受電する交流を直流に変換し、さらに、この直流を可変電圧可変周波数の交流に変換して電動機に供給する電動機制御装置及び冷凍サイクル装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、コンバータ装置としてのコンデンサ入力形の直流電源回路においては、入力電圧がコンデンサの両端電圧を超える区間でしか入力電流は流れず、また、この区間では電流を制限する要素がないため入力電流の尖頭値が大きく、通電幅の狭いパルス状の電流となり、電源側に漏れる高調波の増大を招く。これを防止するために入力回路にリアクトルを接続するのがふつうである。これによって、力率を高めると同時に電源高調波を低減することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、力率を高め、電源高調波を低減するにはインダクタンスの大きいリアクトルが必要になる。
一方、インダクタンスの大きいリアクトルを用いると、電源から流入する電流位相が遅れて直流出力の電圧低下が大きくなり、最大出力電力が制限される。
【０００４】
なお、インダクタンスの小さいリアクトルを用い、所定の期間だけ強制的に交流電源と短絡通電することにより、インダクタンスの大きいリアクトルを用いたと同様な波形改善を図る直流電源装置も提案されている。
【０００５】
しかしながら、この直流電源装置は、インバータ装置を介して駆動される電動機の負荷（トルク）変動に基づく直流出力の変動や回転数変動を考慮したものではなく、電源力率を向上させるために、リアクトルと交流電源を短絡させる場合には、低負荷時に直流出力が過上昇しすぎる傾向があり、これを抑制するためにインバータ装置で行われるパルス幅変調のデューティを小さくすると、チョッピング回数が多く損失が多くなると共に電動機からのリーク電流が大きくなるという問題があった。
【０００６】
本発明の第１の目的は、電動機の負荷（トルク）変動に対処し直流出力の過上昇を低減し得る電動機制御装置及び冷凍サイクル装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の第２の目的は、コンバータ装置の直流電圧をインバータ装置によって交流に変換して電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変速能力不足をコンバータ装置によって補償することのできる電動機制御装置及び冷凍サイクル装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、
交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記回転数偏差を零にするように前記コンバータ装置から出力される直流電圧をインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とした所定時間、前記強制通電回路の短絡通電を動作させる通電制御回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【０００９】
請求項２に係る発明は、
指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記コンバータ装置から出力される直流電圧をパルス幅変調して前記電動機に供給すると共に、前記電動機が低負荷領域のとき前記回転数偏差を零にするようにインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する第１の制御手段と、前記電動機が高負荷領域のとき指令回転数に対応して予め定めた指令デューティでパルス幅変調する第２の制御手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記回転数偏差を零にするように、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とする前記強制通電回路の短絡通電区間を変更する電圧補償部と、
を備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項６に係る発明は、
前記電動機が、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動する圧縮機駆動電動機であり、この圧縮機駆動電動機を前記の電動機制御装置を用いて駆動することを特徴とする
ものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。同図において、商用の交流電源１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置10と、このコンバータ装置10の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して電動機２に供給するインバータ装置20と、コンバータ装置10の出力電圧の不足分を補償するように制御する電圧補償部30と、電動機回転数決定手段３の回転速度指令に応じてコンバータ装置10及びインバータ装置20の運転モードを選択する運転モード指令を出力する運転モード切替手段40とを備えている。
【００２９】
このうち、コンバータ装置10はリアクトル11、整流回路12、平滑用コンデンサ13及び強制通電回路14によって構成されている。ここで、交流電源１の一端にリアクトル11の一端が接続され、このリアクトル11の他端に整流回路12の一方の入力端が接続されている。交流電源１の他端に整流回路12の他方の入力端が接続されている。また、リアクトル11の他端と交流電源１の他端との間に強制通電回路14が接続されている。さらに、整流回路12の正負の出力端の間に平滑用コンデンサ13が接続されている。
【００３０】
また、インバータ装置20はインバータ主回路21、位置検出器22、インバータ制御回路23、回転数検出手段24及び回転数偏差検出手段25によって構成されている。ここで、インバータ主回路21はスイッチング素子が三相ブリッジ接続されたものでなり、その入力端はコンバータ装置10の出力端、すなわち、整流回路12の直流電圧の出力端に接続され、その出力端に電動機２が接続されている。位置検出器22は電動機２の回転子の位置を検出し、回転数検出手段24はその位置検出信号から電動機２の実回転数を検出するものである。位置検出器22の位置検出信号はインバータ制御回路23にも加えられる。回転数偏差検出手段25は電動機回転数決定手段３から出力される電動機の指令回転数と回転数検出手段24によって検出された実回転数との差、すなわち、回転数偏差を演算してインバータ制御回路23に加えている。インバータ制御回路23は位置検出器22の出力信号を基準として、回転数偏差検出手段25が出力する回転数偏差を零にするようにインバータ主回路21を制御したり、あるいは、電動機回転数決定手段３の基準回転数に従ってインバータ主回路21を制御したりするものである。
【００３１】
さらに、電圧補償部30はゼロクロス検出器31、通電区間決定手段32及び通電制御回路33によって構成されている。この場合、ゼロクロス検出器31は交流電源１の交流電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミング信号を通電制御回路33に加えるものであり、通電区間決定手段32は回転数偏差検出手段25で検出された回転数偏差を零にするような短絡通電区間を決定するものである。通電制御回路33はゼロクロス点の検出タイミング毎に通電区間決定手段32で決定された時間だけ強制通電回路14をオン状態にするものである。
【００３２】
また、運転モード切替手段40は、インバータ制御回路23によって検出されたパルス幅変調信号のデューティ比の変動範囲を所定値以上がどうかで低負荷（低速）領域、高負荷（高速）領域に区分し、各負荷領域に応じて、第１、第２の運転モード指令をインバータ制御回路23及び電圧補償部30に加えるものである。
【００３３】
尚、上記電動機は、永久磁石式回転子を備えた無整流子電動機であり、電動機の駆動時に発生する誘起電圧を信号として取り込み、この信号から回転子の位置や回転速度が検出される。
【００３４】
図２は上述したコンバータ装置10の詳細な構成を示す回路図である。このコンバータ装置10は、本願と同一出願人により特願平８−７４６７５号として提案されたものであるが、その概略を以下に説明する。
整流回路12はダイオードＤＨ，ＤＬ，Ｄ３，Ｄ４により全波整流回路が構成されている。ダイオードＤＨとＤＬの相互接合点が、リアクトル11を介して交流電源１の一端に接続されている。ダイオードＤ３とＤ４の相互接合点が交流電源１の他端に接続されている。また、整流回路12の直流出力端子間、すなわち、ダイオードＤ３とＤ４の直列接続回路の両端に中間コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路が接続され、さらに、ダイオードＤ３とＤ４の相互接合点に中間コンデンサＣＨとＣＬの相互接合点が接続されている。また、中間コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路に平滑用のコンデンサＣＤが接続されている。
【００３５】
さらに、強制通電回路14はダイオードＤ５〜Ｄ８の全波整流ダイオードブリッジと、その電流を制御するトランジスタＱと、このトランジスタのベースに駆動電流を供給するベース駆動回路Ｇとで構成されている。なお、トランジスタＱとしてＩＧＢＴが用いられる。
【００３６】
上記のように構成された第１の実施形態の動作を、理解を容易にするためにスイッチや加、減算器等で表現した図３の動作説明図を用いて概略説明をした後で、詳細に説明する。
先ず、電動機２に対する指令回転数をＮs 、実回転数をＮa とする。減算器51は指令回転数Ｎs から実回転数Ｎa を減算して回転数偏差ΔＮを出力する。一方、運転モード切替手段40はインバータ制御回路23から出力されるパルス幅変調信号のデューティＤa の変動範囲を切替デューティＤ1 によって２つの領域、すなわち、Ｄa ≦Ｄ1 である低負荷領域、Ｄa ＜Ｄ1 である高負荷領域に区分し、それぞれ第１、第２の運転モード指令を出力するものとする。
【００３７】
次に、パルス幅変調信号のデューティＤa が低負荷領域にあるとき、運転モード切替手段40は第１の運転モード指令として、スイッチ53,54 をＳＷ１側に保持して減算器52から出力される回転数偏差ΔＮをインバータ制御回路23に加え、電圧補償部30の動作をオフ状態にしてその機能を実質的に停止させる。このとき、インバータ制御回路23は回転数偏差ΔＮが零になるように、パルス幅変調信号のデューティ及び周波数（通常の可変速領域ではデューティと周波数とを比例させるので、以下の説明では特別の場合を除いて周波数についての記述を省略する）を変えることによって、ＰＷＭデューティ可変・速度フィードバック制御が行われる。
【００３８】
次に、電動機２の高負荷領域にあるとき、運転モード切替手段40は第２の運転モード指令として、スイッチ53,54 をＳＷ２側に切替える。これによって、インバータ制御回路23に指令回転数Ｎs がそのまま加えられると共に、電圧補償部30の電圧補償動作が可能になる。この場合、インバータ制御回路23は指令回転数Ｎs に比例してパルス幅変調波形のデューティＤs が変化し、高負荷領域にて設定回転数Ｎm 以上でデューティが100 ％であるデータテーブル56を有している。従って、指令回転数Ｎs が上昇するに従ってデューティが大きくなり、回転数Ｎm 以上でデューティが100 ％に保持されるようにインバータ主回路21を制御する。一方、デューティの増加に応じてインバータ主回路21に加わる直流電圧が降下するので、その降下分を補償するように、すなわち、減算器51から出力される回転数偏差ΔＮを零にするように、電圧補償部30が回転数偏差ΔＮの増加に比例して強制通電回路の短絡通電時間Ｔを増加するように制御し、直流電圧を上昇させ、ＰＡＭ強制通電可変・速度フィードバック制御を実行する。
【００３９】
次に、電動機２の指令回転数Ｎs が回転数Ｎm に到達したときは、データテーブル56でデューティ100 ％一定となる。この結果、インバータ制御回路23はデューティを100 ％に保持したまま、指令回転数Ｎs に応じて周波数のみを変更する制御を続行しながら電圧補償部30は回転数偏差ΔＮを零にするように、強制通電回路の短絡通電時間を変化させてＰＡＭ強制通電可変・速度フィードバック制御を実行する。
【００４０】
以上、図３を用いて第１の実施形態の概略動作を説明したが、図１及び図２に示した第１の実施形態の詳細な動作を、図４及び図５をも参照して以下に説明する。最初に、コンバータ装置10の動作として、その詳細な回路を示す図２について説明する。
交流電源１の正の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＬが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。また、交流電源１の負の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＨが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。
【００４１】
中間コンデンサＣＨ及びＣＬに充電が行われ、各端子間に同じ向きの電圧、すなわち、図面の上向きの電圧が存在する限り、ダイオードＤ３，Ｄ４は実質的に機能することはなく、その後は、ダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨの充電が行われ、ダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬの充電が行われる。
このようにして、直列接続されたコンデンサＣＬとＣＨの端子電圧の和が平滑コンデンサＣＤの両端に印加され、この平滑コンデンサＣＤを充電する。つまり、中間コンデンサＣＬとＣＨに充電された電荷の放電により平滑コンデンサＣＤの充電が行われる。この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がコンバータ装置10の出力としてインバータ装置20に供給される。強制通電回路14は交流電源１から整流回路12に加えられる交流電圧のゼロクロス点を経過する毎に、通電制御回路33の出力によってベース駆動回路ＧからトランジスタＱに所定時間だけベース電流を供給する。トランジスタＱがオン状態になる毎にリアクトル11と交流電流とが強制的に短絡され短絡通電によりエネルギ蓄積効果が得られる。一般に、強制短絡電流の短絡通電区間を広くするほど大きな電流が流れ、そのとき、トランジスタＱ1 をオフ状態にするとリアクトル11のエネルギーが平滑用コンデンサＣＤに流れ込んで直流出力電圧を増大させる。
【００４２】
ところで、直流ブラシレスモータの回転数と逆起電圧Ｖf とは図４に示す関係にある。これを駆動するインバータ装置20は、逆起電圧Ｖf に負荷トルクに応じた電圧ＶT を加算した電圧をＰＷＭのデューティを調節して印加することにより速度制御を実施する。すなわち、直流ブラシレスモータに対する印加電圧ＶM は次式によって表される。
ＶM ＝ｋ・（Ｖf ＋ＶT ） …（１）
ただし
ｋ：比例定数
Ｖf ：速度起電力定数
ＶT ：トルク分電圧
である。
【００４３】
インバータ装置は直流入力電圧が一定であるものとして、全てパルス幅変調波形（ＰＷＭ）のデューティを変えて（Ｖf ＋ＶT ）を制御していた。あるいは、直流電圧が可変のシステムでは、電圧制御は全てコンバータ側で実施し、インバータ装置は転流のみの役目しか果たさないものであった。このうち、前者がＰＷＭモードに相当し、後者がＰＡＭモードに相当している。
【００４４】
図１に示した第１の実施形態はこの二つの運転モードを兼ね備えたもので、Ｖf に相当する電圧をインバータ装置20に分担させ、ＶT に相当する電圧をコンバータ装置10に分担させる構成になっている。
【００４５】
そこで、電動機回転数決定手段３が負荷状態に応じて電動機２に対する指令回転数Ｎs を演算してインバータ装置20に加えたとする。
インバータ装置20においては、位置検出器22が電動機２の回転子の位置を検出し、その位置検出信号をインバータ制御回路23及び回転数検出手段24に加える。回転数検出手段24はこの位置検出信号に基づいて電動機２の実回転数Ｎa を検出し、その検出信号を回転数偏差検出手段25に加える。回転数偏差検出手段25は指令回転数Ｎs から実回転数Ｎa を減算して回転数偏差ΔＮを検出してインバータ制御回路23に加え、インバータ制御回路23は位置検出器22の位置検出信号を基準にしてインバータ主回路21を構成するスイッチング素子をオン、オフ制御する。
インバータ制御回路23がインバータ主回路21を制御するに当たり、運転モード切替手段40の運転モード指令に従ってＰＷＭ変調制御を実行する。すなわち、運転モード切替手段40は、図５に示すように、ＰＷＭデューティＤの変動範囲を所定値Ｄ1 を境として低負荷領域、高負荷領域に区分し、低負荷領域においては回転数偏差ΔＮを零にするようにＰＷＭ波形のデューティＤa を変化させるＰＷＭモード１の指令をインバータ制御回路23に加える。また、運転モード切替手段40は、高負荷領域において、指令回転数Ｎs に従ってＰＷＭ波形のデューティ及び周波数を変化させる、前述のデータテーブルによるＰＷＭモード２の指令をインバータ制御回路23に加えると共に、回転数偏差ΔＮを零にするようにコンバータ装置10の電圧を制御するＰＡＭモード指令を通電区間決定手段32に加える。そして、データテーブルに従って指令回転数Ｎs が設定回数Ｎm 以上になると、ＰＷＭ波形のデューティを100 ％に保持したまま周波数のみを変化させる指令をインバータ制御回路23に加えると共に、継続して回転数偏差ΔＮを零にするようにコンバータ装置10の直流電圧を増加制御するＰＡＭモード指令を通電区間決定手段32に加える。
【００４６】
この結果、インバータ制御回路23は、図５（ａ）に示すように、低負荷領域においては、指令回転数Ｎs と実回転数Ｎa との偏差ΔＮが零になるようにデューティを可変するＰＷＭモード１の制御が行われる。また、高負荷領域においては指令回転数Ｎs に応じてＰＷＭのデューティを制御するＰＷＭモード２の制御が行われる。なお、インバータ制御回路23が内蔵するデータテーブルは、回転数指令Ｎs がＮm になったときＰＷＭのデューティが100 ％になるように決定されている。
【００４７】
一般に、インバータ装置による電動機の制御では、ＰＷＭのデューティを増加させるに従ってコンバータ装置10の出力電圧は図５（ｂ）中に点線Ｖo で示すように次第に減少する。このとき、指令回転数Ｎs と実回転数Ｎa とに差を生じるので、通電区間決定手段32は回転数偏差ΔＮが零になるような短絡通電区間を決定する。また、ＰＡＭモード指令が加えられたことにより、通電制御回路33はゼロクロス点を基準にして短絡通電時間を制御する。図５（ｃ）は電動機の回転数Ｎs が上昇していくときの強制通電回路14の短絡通電時間の変化の結果を示している。尚、この短絡通電時間は図３に示すように、回転数偏差が変化するに従って直線的に増大するようになっている。また、この通電時間の増大に応じてコンバータ装置10の出力電圧はＰＷＭデューティが100 ％になるまでは略一定に保たれる。
【００４８】
さらに、インバータ制御回路23は指令回転数Ｎs が設定回転数Ｎm を超えると、ＰＷＭのデューティを100 ％に保持したまま周波数のみを変更する。一方、電圧補償部30においては、継続して、回転数偏差ΔＮが零になるように強制通電回路14による強制短絡通電の時間を制御する。この結果、図５（ｃ）に示すように、回転数Ｎの増大に応じて短絡通電時間は長くなり、コンバータ装置10の出力電圧は図５（ｂ）に示すように上昇する。
【００４９】
かくして、本実施形態によれば、低負荷領域では、強制通電回路による短絡通電を非動作としているので、低負荷時のコンバータ装置の出力電圧の過上昇を防止でき、リーク電流を低減できる。
【００５０】
さらに、負荷変動をＰＷＭのデューティから判別しているので負荷変動を直接検出する交流入力電流の検出器を用いる必要がなく簡易な構成とすることができる。また、交流電源の電圧、周波数の変動や、電動機のトルク変動等があったとしても電動機の回転数を指令回転数に一致させることができる。
【００５１】
また、本実施形態によれば、コンバータ装置の直流出力をインバータ装置によって交流に変換して電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変速能力不足をコンバータ装置によって補償することができる。
【００５２】
ところで、強制通電回路14を構成するＩＧＢＴは、高負荷領域での短絡通電時間が長くなると、温度上昇によって破壊される虞れもある。そこで、ＩＧＢＴの温度を検出する温度センサを設け、検出温度が予め定めた値に到達したとき、電圧補償部30の動作を停止するように構成すればＩＧＢＴの破壊を未然に防止することができる。
【００５３】
また、制御のハンチングを防止するために、電圧補償部30を構成する通電区間決定手段32は、ＰＷＭのデューティの増大時と減少時とにヒステリシス特性を持たせて短絡通電区間を決定するようにしてもよい。
【００５４】
また、本実施形態では、リーク電流の抑制ができるので、冷凍サイクルの使用冷媒としてＨＦＣ（ハイドロフルオロカーボン）からなる単一又は混合冷媒を用いた冷凍サイクル装置に上記電動機制御装置を採用することで、信頼性、安全性を向上できる。このＨＦＣ冷媒として、例えば、Ｒ３２（ジフルオロメタン）とＲ１２５（ペンタフルオロエタン）を略５０重量％ずつ混合したＲ４１０Ａを用いることができる。
【００５５】
図６はコンバータ装置10の他の構成例を示す回路図である。図中、図２と同一の要素に同一の符号を付してその説明を省略する。この装置は全波整流回路を構成するダイオードＤＨ，ＤＬの直列接続回路にトランジスタＱを並列接続し、そのべース駆動回路Ｇに通電制御回路33を接続したもので、図２に示すダイオードＤ５〜Ｄ８を除去した簡易な構成になっている。
【００５６】
この図６において、交流電源１の正の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＬが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。また、交流電源１の負の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＨが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。
【００５７】
中間コンデンサＣＨ及びＣＬに充電が行われ、各端子間に同じ向きの電圧、すなわち、図面の上向きの電圧が存在する限り、ダイオードＤ３，Ｄ４は実質的に機能することはなく、その後は、ダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨの充電が行われ、ダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬの充電が行われる。
このようにして、直列接続されたコンデンサＣＬとＣＨの端子電圧の和が平滑コンデンサＣＤの両端に印加され、この平滑コンデンサＣＤを充電する。つまり、中間コンデンサＣＬとＣＨに充電された電荷の放電により平滑コンデンサＣＤの充電が行われる。この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がコンバータ装置10の出力としてインバータ装置20に供給される。
【００５８】
強制通電回路14は交流電源１から整流回路12に加えられる交流電圧のゼロクロス点を経過する毎に、通電制御回路33の出力によってベース駆動回路ＧからトランジスタＱにベース電流を供給する。トランジスタＱがオン状態になる毎にリアクトル11に強制的に電流が流される。この場合、強制電流の短絡通電区間を広くするほど大きな電流が流れ、そのとき、トランジスタＱをオフ状態にするとリアクトル11のエネルギーが平滑用コンデンサＣＤに流れ込んで直流出力電圧を増大させる。
【００５９】
かくして、図６に示す簡易構成のコンバータ装置10によっても上記実施形態と同様な動作を行わせることができる。
【００６０】
図７は本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この第２の実施形態は電圧補償部30中にコンバータ装置10の出力電圧を検出する直流電圧検出器34を設けると共に、その検出値と短絡通電区間との関係を線形化するデータテーブル35を設けたものである。これによって、通電区間決定手段32における短絡通電区間の決定が格段に容易化される。
【００６１】
なお、上述した二つの実施形態は、ゼロクロス検出器31が交流電圧のゼロクロス点を検出した時点を始点として決定された通電区間だけリアクトルを強制通電させたが、交流電圧の瞬時値の絶対値が平滑用コンデンサの両端電圧に近付いた時点で強制通電させることによって、その効果が高められる。従って、ゼロクロス点の検出から所定の時間を経過した時点を強制通電の始点としてもよい。
【００６２】
図８は上述した電動機制御装置を適用した空気調和機の実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態は交流を直流に変換する装置として図１又は図６に示した電力変換装置を用いたもので、コンバータ装置10及びインバータ装置20以外の制御要素のうち、電動機回転数決定手段３を室内制御部に、電圧補償部30及び運転モード切替手段40を室外制御部に組込んだものである。
【００６３】
この空気調和機は室内機と室外機とでなり、室内機を交流電源１に接続する構成になっている。そして、室内機においては交流電源１から、ノイズフィルタ61を介して、室内制御部100 に動作電力を供給するようになっている。室内制御部100 にはリモコン装置63からの指令を受信する受信部64、室内温度を検出する温度センサ65、運転状態を表示する表示器66、図示省略の室内熱交換器を通して風を室内に循環させる室内ファン67、吹き出し空気の方向を変えるルーバ68が接続されている。一方、室外機においても、ノイズフィルタ62を介して、交流電源１からコンバータ装置10及び室外制御部200 に動作電力を供給するようになっている。この場合、室外制御部200 には室外熱交換器の温度を検出する温度センサ71、運転モードに応じて冷媒の循環方向を変える四方弁72及び図示省略の室外熱交換器に風を送込む室外ファン73とが接続されている。
なお、室内制御部100 と室外制御部200 とは相互に情報を送受するようになっている。
【００６４】
上記のように構成された空気調和機の動作について以下に説明する。
先ず、リモコン装置63から運転開始、運転モード、室内設定温度、室内ファンの風速、風向等の指令が受信部64に加えられる。これに応じて、室内制御部100 は運転状態等を表示器66に表示し、室内ファン67及びルーバ68の駆動制御を実行すると共に、電動機回転数決定手段３において設定温度と室内温度との偏差に応じて圧縮機駆動電動機2aの回転数を決定し、運転モード信号と併せて指令回転数Ｎs を室外制御部200 に送信する。
【００６５】
次に、室外制御部200 は運転モード信号に応じて四方弁72を励磁（または非励磁）状態とし、指令回転数Ｎs に応じてコンバータ装置10及びインバータ装置20を制御すると共に、温度センサ71の検出信号等によって四方弁72を制御して除霜運転等を行う。また、室外制御部200 において、運転モード切替手段40は前述したと同様に低負荷領域か、高負荷領域かを判定し、前述した、第１又は第２の運転モード指令を出力する。これらの運転モード指令に応じてインバータ装置20はパルス幅変調制御を実行し、電圧補償部30はコンバータ装置10を強制短絡通電して電圧低下分を補償する。
【００６６】
ところで、空気調和機を暖房モードで運転する場合の空調負荷は冷房モード運転する場合の空調負荷と比較して格段に大きい。このため、冷房運転時の圧縮機駆動電動機2aの回転数は低く決定されるため、パルス幅変調制御によるコンバータ装置10の出力電圧の低下は僅かと考えられる。従って、冷房運転時には電圧補償部30による強制通電を省略しても支障がないことがある。これによって、マイクロコンピュータ等の処理を簡略化することができる。
【００６７】
かくして、図８に示す実施形態によれば、交流電源の電圧、周波数の変動や、電動機のトルク変動等に対処し得る空気調和機を提供することができる。
【００６８】
また、コンバータ装置の直流電圧をインバータ装置によって交流に変換して交流電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変能力不足をコンバータ装置によって補償することのできる空気調和機を提供することができる。
【００６９】
また、図９に示すように、短絡通電ＰＤの所定時間後に再度、ＰＤよりも短い期間で短絡通電を行うことにより、リアクトルから発生する電磁音を抑制することができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明によれば、低負荷領域では、強制通電回路による短絡通電を非動作としているので、低負荷時のコンバータ装置の出力電圧の過上昇を防止でき、リーク電流を低減できる。
【００７１】
さらに、負荷変動をＰＷＭのデューティから判別しているので負荷変動を直接検出する交流入力電流の検出器を用いる必要がなく簡易な構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】 図１に示した電動機制御装置を構成するコンバータ装置の詳細な構成例を示した回路図。
【図３】 図１に示した電動機制御装置の概略動作を説明するための説明図。
【図４】 図１に示した電動機制御装置の動作を説明するために、直流ブラシレスモータの回転数と逆起電圧との関係を示した線図。
【図５】 図１に示した電動機制御装置の動作を説明するために、交流電動機の指令回転数と、パルス幅変調波形のデューティ、直流電圧及び強制通電時間との関係を示した線図。
【図６】 図１に示した電動機制御装置を構成するコンバータ装置の他の詳細な構成例を示した回路図。
【図７】 本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図。
【図８】 本発明に係る空気調和機の一実施形態の構成を示すブロック図。
【図９】 本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態として、消音通電パルスを用いた場合の波形図。
【符号の説明】
２ 交流電動機
２ａ 圧縮機駆動電動機
１０ コンバータ装置
１１ リアクトル
１２ 整流回路
１３ 平滑用コンデンサ
１４ 強制通電回路
２０ インバータ装置
２１ インバータ主回路
２２ 位置検出器
２３ インバータ制御回路
２４ 回転数検出手段
２５ 回転数偏差検出手段
３０ 電圧補償部
３１ ゼロクロス検出器
３２ 通電区間決定手段
３３ 通電制御回路
３４ 直流電圧検出器
４０ 運転モード切替手段
１００ 室内制御部
２００ 室外制御部
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用の交流電源等から受電する交流を直流に変換し、さらに、この直流を可変電圧可変周波数の交流に変換して電動機に供給する電動機制御装置及び冷凍サイクル装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、コンバータ装置としてのコンデンサ入力形の直流電源回路においては、入力電圧がコンデンサの両端電圧を超える区間でしか入力電流は流れず、また、この区間では電流を制限する要素がないため入力電流の尖頭値が大きく、通電幅の狭いパルス状の電流となり、電源側に漏れる高調波の増大を招く。これを防止するために入力回路にリアクトルを接続するのがふつうである。これによって、力率を高めると同時に電源高調波を低減することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、力率を高め、電源高調波を低減するにはインダクタンスの大きいリアクトルが必要になる。
一方、インダクタンスの大きいリアクトルを用いると、電源から流入する電流位相が遅れて直流出力の電圧低下が大きくなり、最大出力電力が制限される。
【０００４】
なお、インダクタンスの小さいリアクトルを用い、所定の期間だけ強制的に交流電源と短絡通電することにより、インダクタンスの大きいリアクトルを用いたと同様な波形改善を図る直流電源装置も提案されている。
【０００５】
しかしながら、この直流電源装置は、インバータ装置を介して駆動される電動機の負荷（トルク）変動に基づく直流出力の変動や回転数変動を考慮したものではなく、電源力率を向上させるために、リアクトルと交流電源を短絡させる場合には、低負荷時に直流出力が過上昇しすぎる傾向があり、これを抑制するためにインバータ装置で行われるパルス幅変調のデューティを小さくすると、チョッピング回数が多く損失が多くなると共に電動機からのリーク電流が大きくなるという問題があった。
【０００６】
本発明の第１の目的は、電動機の負荷（トルク）変動に対処し直流出力の過上昇を低減し得る電動機制御装置及び冷凍サイクル装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の第２の目的は、コンバータ装置の直流電圧をインバータ装置によって交流に変換して電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変速能力不足をコンバータ装置によって補償することのできる電動機制御装置及び冷凍サイクル装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、
指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、
交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記回転数偏差を零にするように前記コンバータ装置から出力される直流電圧をインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とした所定時間、前記強制通電回路の短絡通電を動作させる通電制御回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【０００９】
請求項２に係る発明は、
指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記コンバータ装置から出力される直流電圧をパルス幅変調して前記電動機に供給すると共に、前記電動機が低負荷領域のとき前記回転数偏差を零にするようにインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する第１の制御手段と、前記電動機が高負荷領域のとき指令回転数に対応して予め定めた指令デューティでパルス幅変調する第２の制御手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記回転数偏差を零にするように、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とする前記強制通電回路の短絡通電区間を変更する電圧補償部と、
を備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項６に係る発明は、
前記電動機が、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動する圧縮機駆動電動機であり、この圧縮機駆動電動機を前記の電動機制御装置を用いて駆動することを特徴とする
ものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。同図において、商用の交流電源１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置10と、このコンバータ装置10の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して電動機２に供給するインバータ装置20と、コンバータ装置10の出力電圧の不足分を補償するように制御する電圧補償部30と、電動機回転数決定手段３の回転速度指令に応じてコンバータ装置10及びインバータ装置20の運転モードを選択する運転モード指令を出力する運転モード切替手段40とを備えている。
【００２９】
このうち、コンバータ装置10はリアクトル11、整流回路12、平滑用コンデンサ13及び強制通電回路14によって構成されている。ここで、交流電源１の一端にリアクトル11の一端が接続され、このリアクトル11の他端に整流回路12の一方の入力端が接続されている。交流電源１の他端に整流回路12の他方の入力端が接続されている。また、リアクトル11の他端と交流電源１の他端との間に強制通電回路14が接続されている。さらに、整流回路12の正負の出力端の間に平滑用コンデンサ13が接続されている。
【００３０】
また、インバータ装置20はインバータ主回路21、位置検出器22、インバータ制御回路23、回転数検出手段24及び回転数偏差検出手段25によって構成されている。ここで、インバータ主回路21はスイッチング素子が三相ブリッジ接続されたものでなり、その入力端はコンバータ装置10の出力端、すなわち、整流回路12の直流電圧の出力端に接続され、その出力端に電動機２が接続されている。位置検出器22は電動機２の回転子の位置を検出し、回転数検出手段24はその位置検出信号から電動機２の実回転数を検出するものである。位置検出器22の位置検出信号はインバータ制御回路23にも加えられる。回転数偏差検出手段25は電動機回転数決定手段３から出力される電動機の指令回転数と回転数検出手段24によって検出された実回転数との差、すなわち、回転数偏差を演算してインバータ制御回路23に加えている。インバータ制御回路23は位置検出器22の出力信号を基準として、回転数偏差検出手段25が出力する回転数偏差を零にするようにインバータ主回路21を制御したり、あるいは、電動機回転数決定手段３の基準回転数に従ってインバータ主回路21を制御したりするものである。
【００３１】
さらに、電圧補償部30はゼロクロス検出器31、通電区間決定手段32及び通電制御回路33によって構成されている。この場合、ゼロクロス検出器31は交流電源１の交流電圧のゼロクロス点を検出し、そのタイミング信号を通電制御回路33に加えるものであり、通電区間決定手段32は回転数偏差検出手段25で検出された回転数偏差を零にするような短絡通電区間を決定するものである。通電制御回路33はゼロクロス点の検出タイミング毎に通電区間決定手段32で決定された時間だけ強制通電回路14をオン状態にするものである。
【００３２】
また、運転モード切替手段40は、インバータ制御回路23によって検出されたパルス幅変調信号のデューティ比の変動範囲を所定値以上がどうかで低負荷（低速）領域、高負荷（高速）領域に区分し、各負荷領域に応じて、第１、第２の運転モード指令をインバータ制御回路23及び電圧補償部30に加えるものである。
【００３３】
尚、上記電動機は、永久磁石式回転子を備えた無整流子電動機であり、電動機の駆動時に発生する誘起電圧を信号として取り込み、この信号から回転子の位置や回転速度が検出される。
【００３４】
図２は上述したコンバータ装置10の詳細な構成を示す回路図である。このコンバータ装置10は、本願と同一出願人により特願平８−７４６７５号として提案されたものであるが、その概略を以下に説明する。
整流回路12はダイオードＤＨ，ＤＬ，Ｄ３，Ｄ４により全波整流回路が構成されている。ダイオードＤＨとＤＬの相互接合点が、リアクトル11を介して交流電源１の一端に接続されている。ダイオードＤ３とＤ４の相互接合点が交流電源１の他端に接続されている。また、整流回路12の直流出力端子間、すなわち、ダイオードＤ３とＤ４の直列接続回路の両端に中間コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路が接続され、さらに、ダイオードＤ３とＤ４の相互接合点に中間コンデンサＣＨとＣＬの相互接合点が接続されている。また、中間コンデンサＣＨとＣＬの直列接続回路に平滑用のコンデンサＣＤが接続されている。
【００３５】
さらに、強制通電回路14はダイオードＤ５〜Ｄ８の全波整流ダイオードブリッジと、その電流を制御するトランジスタＱと、このトランジスタのベースに駆動電流を供給するベース駆動回路Ｇとで構成されている。なお、トランジスタＱとしてＩＧＢＴが用いられる。
【００３６】
上記のように構成された第１の実施形態の動作を、理解を容易にするためにスイッチや加、減算器等で表現した図３の動作説明図を用いて概略説明をした後で、詳細に説明する。
先ず、電動機２に対する指令回転数をＮs 、実回転数をＮa とする。減算器51は指令回転数Ｎs から実回転数Ｎa を減算して回転数偏差ΔＮを出力する。一方、運転モード切替手段40はインバータ制御回路23から出力されるパルス幅変調信号のデューティＤa の変動範囲を切替デューティＤ1 によって２つの領域、すなわち、Ｄa ≦Ｄ1 である低負荷領域、Ｄa ＜Ｄ1 である高負荷領域に区分し、それぞれ第１、第２の運転モード指令を出力するものとする。
【００３７】
次に、パルス幅変調信号のデューティＤa が低負荷領域にあるとき、運転モード切替手段40は第１の運転モード指令として、スイッチ53,54 をＳＷ１側に保持して減算器52から出力される回転数偏差ΔＮをインバータ制御回路23に加え、電圧補償部30の動作をオフ状態にしてその機能を実質的に停止させる。このとき、インバータ制御回路23は回転数偏差ΔＮが零になるように、パルス幅変調信号のデューティ及び周波数（通常の可変速領域ではデューティと周波数とを比例させるので、以下の説明では特別の場合を除いて周波数についての記述を省略する）を変えることによって、ＰＷＭデューティ可変・速度フィードバック制御が行われる。
【００３８】
次に、電動機２の高負荷領域にあるとき、運転モード切替手段40は第２の運転モード指令として、スイッチ53,54 をＳＷ２側に切替える。これによって、インバータ制御回路23に指令回転数Ｎs がそのまま加えられると共に、電圧補償部30の電圧補償動作が可能になる。この場合、インバータ制御回路23は指令回転数Ｎs に比例してパルス幅変調波形のデューティＤs が変化し、高負荷領域にて設定回転数Ｎm 以上でデューティが100 ％であるデータテーブル56を有している。従って、指令回転数Ｎs が上昇するに従ってデューティが大きくなり、回転数Ｎm 以上でデューティが100 ％に保持されるようにインバータ主回路21を制御する。一方、デューティの増加に応じてインバータ主回路21に加わる直流電圧が降下するので、その降下分を補償するように、すなわち、減算器51から出力される回転数偏差ΔＮを零にするように、電圧補償部30が回転数偏差ΔＮの増加に比例して強制通電回路の短絡通電時間Ｔを増加するように制御し、直流電圧を上昇させ、ＰＡＭ強制通電可変・速度フィードバック制御を実行する。
【００３９】
次に、電動機２の指令回転数Ｎs が回転数Ｎm に到達したときは、データテーブル56でデューティ100 ％一定となる。この結果、インバータ制御回路23はデューティを100 ％に保持したまま、指令回転数Ｎs に応じて周波数のみを変更する制御を続行しながら電圧補償部30は回転数偏差ΔＮを零にするように、強制通電回路の短絡通電時間を変化させてＰＡＭ強制通電可変・速度フィードバック制御を実行する。
【００４０】
以上、図３を用いて第１の実施形態の概略動作を説明したが、図１及び図２に示した第１の実施形態の詳細な動作を、図４及び図５をも参照して以下に説明する。最初に、コンバータ装置10の動作として、その詳細な回路を示す図２について説明する。
交流電源１の正の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＬが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。また、交流電源１の負の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＨが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。
【００４１】
中間コンデンサＣＨ及びＣＬに充電が行われ、各端子間に同じ向きの電圧、すなわち、図面の上向きの電圧が存在する限り、ダイオードＤ３，Ｄ４は実質的に機能することはなく、その後は、ダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨの充電が行われ、ダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬの充電が行われる。
このようにして、直列接続されたコンデンサＣＬとＣＨの端子電圧の和が平滑コンデンサＣＤの両端に印加され、この平滑コンデンサＣＤを充電する。つまり、中間コンデンサＣＬとＣＨに充電された電荷の放電により平滑コンデンサＣＤの充電が行われる。この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がコンバータ装置10の出力としてインバータ装置20に供給される。強制通電回路14は交流電源１から整流回路12に加えられる交流電圧のゼロクロス点を経過する毎に、通電制御回路33の出力によってベース駆動回路ＧからトランジスタＱに所定時間だけベース電流を供給する。トランジスタＱがオン状態になる毎にリアクトル11と交流電流とが強制的に短絡され短絡通電によりエネルギ蓄積効果が得られる。一般に、強制短絡電流の短絡通電区間を広くするほど大きな電流が流れ、そのとき、トランジスタＱ1 をオフ状態にするとリアクトル11のエネルギーが平滑用コンデンサＣＤに流れ込んで直流出力電圧を増大させる。
【００４２】
ところで、直流ブラシレスモータの回転数と逆起電圧Ｖf とは図４に示す関係にある。これを駆動するインバータ装置20は、逆起電圧Ｖf に負荷トルクに応じた電圧ＶT を加算した電圧をＰＷＭのデューティを調節して印加することにより速度制御を実施する。すなわち、直流ブラシレスモータに対する印加電圧ＶM は次式によって表される。
ＶM ＝ｋ・（Ｖf ＋ＶT ） …（１）
ただし
ｋ：比例定数
Ｖf ：速度起電力定数
ＶT ：トルク分電圧
である。
【００４３】
インバータ装置は直流入力電圧が一定であるものとして、全てパルス幅変調波形（ＰＷＭ）のデューティを変えて（Ｖf ＋ＶT ）を制御していた。あるいは、直流電圧が可変のシステムでは、電圧制御は全てコンバータ側で実施し、インバータ装置は転流のみの役目しか果たさないものであった。このうち、前者がＰＷＭモードに相当し、後者がＰＡＭモードに相当している。
【００４４】
図１に示した第１の実施形態はこの二つの運転モードを兼ね備えたもので、Ｖf に相当する電圧をインバータ装置20に分担させ、ＶT に相当する電圧をコンバータ装置10に分担させる構成になっている。
【００４５】
そこで、電動機回転数決定手段３が負荷状態に応じて電動機２に対する指令回転数Ｎs を演算してインバータ装置20に加えたとする。
インバータ装置20においては、位置検出器22が電動機２の回転子の位置を検出し、その位置検出信号をインバータ制御回路23及び回転数検出手段24に加える。回転数検出手段24はこの位置検出信号に基づいて電動機２の実回転数Ｎa を検出し、その検出信号を回転数偏差検出手段25に加える。回転数偏差検出手段25は指令回転数Ｎs から実回転数Ｎa を減算して回転数偏差ΔＮを検出してインバータ制御回路23に加え、インバータ制御回路23は位置検出器22の位置検出信号を基準にしてインバータ主回路21を構成するスイッチング素子をオン、オフ制御する。
インバータ制御回路23がインバータ主回路21を制御するに当たり、運転モード切替手段40の運転モード指令に従ってＰＷＭ変調制御を実行する。すなわち、運転モード切替手段40は、図５に示すように、ＰＷＭデューティＤの変動範囲を所定値Ｄ1 を境として低負荷領域、高負荷領域に区分し、低負荷領域においては回転数偏差ΔＮを零にするようにＰＷＭ波形のデューティＤa を変化させるＰＷＭモード１の指令をインバータ制御回路23に加える。また、運転モード切替手段40は、高負荷領域において、指令回転数Ｎs に従ってＰＷＭ波形のデューティ及び周波数を変化させる、前述のデータテーブルによるＰＷＭモード２の指令をインバータ制御回路23に加えると共に、回転数偏差ΔＮを零にするようにコンバータ装置10の電圧を制御するＰＡＭモード指令を通電区間決定手段32に加える。そして、データテーブルに従って指令回転数Ｎs が設定回数Ｎm 以上になると、ＰＷＭ波形のデューティを100 ％に保持したまま周波数のみを変化させる指令をインバータ制御回路23に加えると共に、継続して回転数偏差ΔＮを零にするようにコンバータ装置10の直流電圧を増加制御するＰＡＭモード指令を通電区間決定手段32に加える。
【００４６】
この結果、インバータ制御回路23は、図５（ａ）に示すように、低負荷領域においては、指令回転数Ｎs と実回転数Ｎa との偏差ΔＮが零になるようにデューティを可変するＰＷＭモード１の制御が行われる。また、高負荷領域においては指令回転数Ｎs に応じてＰＷＭのデューティを制御するＰＷＭモード２の制御が行われる。なお、インバータ制御回路23が内蔵するデータテーブルは、回転数指令Ｎs がＮm になったときＰＷＭのデューティが100 ％になるように決定されている。
【００４７】
一般に、インバータ装置による電動機の制御では、ＰＷＭのデューティを増加させるに従ってコンバータ装置10の出力電圧は図５（ｂ）中に点線Ｖo で示すように次第に減少する。このとき、指令回転数Ｎs と実回転数Ｎa とに差を生じるので、通電区間決定手段32は回転数偏差ΔＮが零になるような短絡通電区間を決定する。また、ＰＡＭモード指令が加えられたことにより、通電制御回路33はゼロクロス点を基準にして短絡通電時間を制御する。図５（ｃ）は電動機の回転数Ｎs が上昇していくときの強制通電回路14の短絡通電時間の変化の結果を示している。尚、この短絡通電時間は図３に示すように、回転数偏差が変化するに従って直線的に増大するようになっている。また、この通電時間の増大に応じてコンバータ装置10の出力電圧はＰＷＭデューティが100 ％になるまでは略一定に保たれる。
【００４８】
さらに、インバータ制御回路23は指令回転数Ｎs が設定回転数Ｎm を超えると、ＰＷＭのデューティを100 ％に保持したまま周波数のみを変更する。一方、電圧補償部30においては、継続して、回転数偏差ΔＮが零になるように強制通電回路14による強制短絡通電の時間を制御する。この結果、図５（ｃ）に示すように、回転数Ｎの増大に応じて短絡通電時間は長くなり、コンバータ装置10の出力電圧は図５（ｂ）に示すように上昇する。
【００４９】
かくして、本実施形態によれば、低負荷領域では、強制通電回路による短絡通電を非動作としているので、低負荷時のコンバータ装置の出力電圧の過上昇を防止でき、リーク電流を低減できる。
【００５０】
さらに、負荷変動をＰＷＭのデューティから判別しているので負荷変動を直接検出する交流入力電流の検出器を用いる必要がなく簡易な構成とすることができる。また、交流電源の電圧、周波数の変動や、電動機のトルク変動等があったとしても電動機の回転数を指令回転数に一致させることができる。
【００５１】
また、本実施形態によれば、コンバータ装置の直流出力をインバータ装置によって交流に変換して電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変速能力不足をコンバータ装置によって補償することができる。
【００５２】
ところで、強制通電回路14を構成するＩＧＢＴは、高負荷領域での短絡通電時間が長くなると、温度上昇によって破壊される虞れもある。そこで、ＩＧＢＴの温度を検出する温度センサを設け、検出温度が予め定めた値に到達したとき、電圧補償部30の動作を停止するように構成すればＩＧＢＴの破壊を未然に防止することができる。
【００５３】
また、制御のハンチングを防止するために、電圧補償部30を構成する通電区間決定手段32は、ＰＷＭのデューティの増大時と減少時とにヒステリシス特性を持たせて短絡通電区間を決定するようにしてもよい。
【００５４】
また、本実施形態では、リーク電流の抑制ができるので、冷凍サイクルの使用冷媒としてＨＦＣ（ハイドロフルオロカーボン）からなる単一又は混合冷媒を用いた冷凍サイクル装置に上記電動機制御装置を採用することで、信頼性、安全性を向上できる。このＨＦＣ冷媒として、例えば、Ｒ３２（ジフルオロメタン）とＲ１２５（ペンタフルオロエタン）を略５０重量％ずつ混合したＲ４１０Ａを用いることができる。
【００５５】
図６はコンバータ装置10の他の構成例を示す回路図である。図中、図２と同一の要素に同一の符号を付してその説明を省略する。この装置は全波整流回路を構成するダイオードＤＨ，ＤＬの直列接続回路にトランジスタＱを並列接続し、そのべース駆動回路Ｇに通電制御回路33を接続したもので、図２に示すダイオードＤ５〜Ｄ８を除去した簡易な構成になっている。
【００５６】
この図６において、交流電源１の正の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＬが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。また、交流電源１の負の半サイクルにおいて、リアクトル11及びダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬに充電電流が流れる。このとき、ダイオードＤ４は中間コンデンサＣＨが逆向きに充電されないようにその放電回路を形成する。
【００５７】
中間コンデンサＣＨ及びＣＬに充電が行われ、各端子間に同じ向きの電圧、すなわち、図面の上向きの電圧が存在する限り、ダイオードＤ３，Ｄ４は実質的に機能することはなく、その後は、ダイオードＤＨを介して中間コンデンサＣＨの充電が行われ、ダイオードＤＬを介して中間コンデンサＣＬの充電が行われる。
このようにして、直列接続されたコンデンサＣＬとＣＨの端子電圧の和が平滑コンデンサＣＤの両端に印加され、この平滑コンデンサＣＤを充電する。つまり、中間コンデンサＣＬとＣＨに充電された電荷の放電により平滑コンデンサＣＤの充電が行われる。この平滑コンデンサＣＤの両端電圧がコンバータ装置10の出力としてインバータ装置20に供給される。
【００５８】
強制通電回路14は交流電源１から整流回路12に加えられる交流電圧のゼロクロス点を経過する毎に、通電制御回路33の出力によってベース駆動回路ＧからトランジスタＱにベース電流を供給する。トランジスタＱがオン状態になる毎にリアクトル11に強制的に電流が流される。この場合、強制電流の短絡通電区間を広くするほど大きな電流が流れ、そのとき、トランジスタＱをオフ状態にするとリアクトル11のエネルギーが平滑用コンデンサＣＤに流れ込んで直流出力電圧を増大させる。
【００５９】
かくして、図６に示す簡易構成のコンバータ装置10によっても上記実施形態と同様な動作を行わせることができる。
【００６０】
図７は本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図であり、図中、図１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この第２の実施形態は電圧補償部30中にコンバータ装置10の出力電圧を検出する直流電圧検出器34を設けると共に、その検出値と短絡通電区間との関係を線形化するデータテーブル35を設けたものである。これによって、通電区間決定手段32における短絡通電区間の決定が格段に容易化される。
【００６１】
なお、上述した二つの実施形態は、ゼロクロス検出器31が交流電圧のゼロクロス点を検出した時点を始点として決定された通電区間だけリアクトルを強制通電させたが、交流電圧の瞬時値の絶対値が平滑用コンデンサの両端電圧に近付いた時点で強制通電させることによって、その効果が高められる。従って、ゼロクロス点の検出から所定の時間を経過した時点を強制通電の始点としてもよい。
【００６２】
図８は上述した電動機制御装置を適用した空気調和機の実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態は交流を直流に変換する装置として図１又は図６に示した電力変換装置を用いたもので、コンバータ装置10及びインバータ装置20以外の制御要素のうち、電動機回転数決定手段３を室内制御部に、電圧補償部30及び運転モード切替手段40を室外制御部に組込んだものである。
【００６３】
この空気調和機は室内機と室外機とでなり、室内機を交流電源１に接続する構成になっている。そして、室内機においては交流電源１から、ノイズフィルタ61を介して、室内制御部100 に動作電力を供給するようになっている。室内制御部100 にはリモコン装置63からの指令を受信する受信部64、室内温度を検出する温度センサ65、運転状態を表示する表示器66、図示省略の室内熱交換器を通して風を室内に循環させる室内ファン67、吹き出し空気の方向を変えるルーバ68が接続されている。一方、室外機においても、ノイズフィルタ62を介して、交流電源１からコンバータ装置10及び室外制御部200 に動作電力を供給するようになっている。この場合、室外制御部200 には室外熱交換器の温度を検出する温度センサ71、運転モードに応じて冷媒の循環方向を変える四方弁72及び図示省略の室外熱交換器に風を送込む室外ファン73とが接続されている。
なお、室内制御部100 と室外制御部200 とは相互に情報を送受するようになっている。
【００６４】
上記のように構成された空気調和機の動作について以下に説明する。
先ず、リモコン装置63から運転開始、運転モード、室内設定温度、室内ファンの風速、風向等の指令が受信部64に加えられる。これに応じて、室内制御部100 は運転状態等を表示器66に表示し、室内ファン67及びルーバ68の駆動制御を実行すると共に、電動機回転数決定手段３において設定温度と室内温度との偏差に応じて圧縮機駆動電動機2aの回転数を決定し、運転モード信号と併せて指令回転数Ｎs を室外制御部200 に送信する。
【００６５】
次に、室外制御部200 は運転モード信号に応じて四方弁72を励磁（または非励磁）状態とし、指令回転数Ｎs に応じてコンバータ装置10及びインバータ装置20を制御すると共に、温度センサ71の検出信号等によって四方弁72を制御して除霜運転等を行う。また、室外制御部200 において、運転モード切替手段40は前述したと同様に低負荷領域か、高負荷領域かを判定し、前述した、第１又は第２の運転モード指令を出力する。これらの運転モード指令に応じてインバータ装置20はパルス幅変調制御を実行し、電圧補償部30はコンバータ装置10を強制短絡通電して電圧低下分を補償する。
【００６６】
ところで、空気調和機を暖房モードで運転する場合の空調負荷は冷房モード運転する場合の空調負荷と比較して格段に大きい。このため、冷房運転時の圧縮機駆動電動機2aの回転数は低く決定されるため、パルス幅変調制御によるコンバータ装置10の出力電圧の低下は僅かと考えられる。従って、冷房運転時には電圧補償部30による強制通電を省略しても支障がないことがある。これによって、マイクロコンピュータ等の処理を簡略化することができる。
【００６７】
かくして、図８に示す実施形態によれば、交流電源の電圧、周波数の変動や、電動機のトルク変動等に対処し得る空気調和機を提供することができる。
【００６８】
また、コンバータ装置の直流電圧をインバータ装置によって交流に変換して交流電動機に供給するに当たり、インバータ装置の可変能力不足をコンバータ装置によって補償することのできる空気調和機を提供することができる。
【００６９】
また、図９に示すように、短絡通電ＰＤの所定時間後に再度、ＰＤよりも短い期間で短絡通電を行うことにより、リアクトルから発生する電磁音を抑制することができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明によれば、低負荷領域では、強制通電回路による短絡通電を非動作としているので、低負荷時のコンバータ装置の出力電圧の過上昇を防止でき、リーク電流を低減できる。
【００７１】
さらに、負荷変動をＰＷＭのデューティから判別しているので負荷変動を直接検出する交流入力電流の検出器を用いる必要がなく簡易な構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】 図１に示した電動機制御装置を構成するコンバータ装置の詳細な構成例を示した回路図。
【図３】 図１に示した電動機制御装置の概略動作を説明するための説明図。
【図４】 図１に示した電動機制御装置の動作を説明するために、直流ブラシレスモータの回転数と逆起電圧との関係を示した線図。
【図５】 図１に示した電動機制御装置の動作を説明するために、交流電動機の指令回転数と、パルス幅変調波形のデューティ、直流電圧及び強制通電時間との関係を示した線図。
【図６】 図１に示した電動機制御装置を構成するコンバータ装置の他の詳細な構成例を示した回路図。
【図７】 本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図。
【図８】 本発明に係る空気調和機の一実施形態の構成を示すブロック図。
【図９】 本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態として、消音通電パルスを用いた場合の波形図。
【符号の説明】
２ 交流電動機
２ａ 圧縮機駆動電動機
１０ コンバータ装置
１１ リアクトル
１２ 整流回路
１３ 平滑用コンデンサ
１４ 強制通電回路
２０ インバータ装置
２１ インバータ主回路
２２ 位置検出器
２３ インバータ制御回路
２４ 回転数検出手段
２５ 回転数偏差検出手段
３０ 電圧補償部
３１ ゼロクロス検出器
３２ 通電区間決定手段
３３ 通電制御回路
３４ 直流電圧検出器
４０ 運転モード切替手段
１００ 室内制御部
２００ 室外制御部
Claims (6)
- 指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、
交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記回転数偏差を零にするように前記コンバータ装置から出力される直流電圧をインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とした所定時間、前記強制通電回路の短絡通電を動作させる通電制御回路と、
を備えたことを特徴とする電動機制御装置。 - 指令回転数に従って電動機を可変速制御する電動機制御装置において、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電源から供給される交流電圧を前記リアクトルを介して整流、平滑して直流電圧を出力する整流回路と、
前記リアクトルと交流電源を強制的に短絡する強制通電回路と、
前記電動機の回転数と指令回転数との回転数偏差を検出する手段を含み、前記コンバータ装置から出力される直流電圧をパルス幅変調して前記電動機に供給すると共に、前記電動機が低負荷領域のとき前記回転数偏差を零にするようにインバータ装置のデューティを増減してパルス幅変調する第１の制御手段と、前記電動機が高負荷領域のとき指令回転数に対応して予め定めた指令デューティでパルス幅変調する第２の制御手段を備えたインバータ装置と、
前記インバータ装置のデューティが、所定値以下のとき、前記強制通電回路の短絡通電を非動作とし、前記所定値より大きいとき、前記回転数偏差を零にするように、前記ゼロクロス検出器が検出したゼロクロス点又はゼロクロス点から一定の遅延時間を経過した時点を始点とする前記強制通電回路の短絡通電区間を変更する電圧補償部と、
を備えたことを特徴とする電動機制御装置。 - 前記パルス幅変調信号のデューティ比が所定値以下の低負荷領域にて第１の運転モード指令を、パルス幅変調信号のデューティ比が所定値を超える高負荷領域にて第２の運転モード指令を出力する運転モード切替手段を備え、
前記インバータ装置は、前記運転モード切替手段が第１の運転モード指令を出力したとき、前記回転数偏差を零にするように前記インバータ装置のパルス幅変調波形のデューティを変え、前記運転モード切替手段が第２の運転モード指令を出力したとき、指令回転数の増大に応じてパルス幅変調波形のデューティを大きくし、
前記電圧補償部は、前記運転モード切替手段が第１の運転モード指令を出力したとき、前記強制通電回路をオフ状態に保持し、前記運転モード切替手段が第２の運転モード指令を出力したとき、前記回転数偏差を零にするように前記交流電源のゼロクロス点、又は、このゼロクロス点から一定時間を経過した時点を始点とする前記強制通電回路の短絡通電動作を行なわせる短絡通電区間を変更する、
ことを特徴とする請求項２に記載の電動機制御装置。 - 前記インバータ装置は、パルス幅変調信号のデューティが所定値以上の高負荷領域であり、かつ、前記所定値よりも大きい最大設定値以上になるとパルス幅変調波形のデューティを最大とし、前記電圧補償部は、短絡通電区間を増大させることを特徴とする請求項３に記載の電動機制御装置。
- 前記電圧補償部は、
前記コンバータ装置の出力電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記コンバータ装置の出力電圧と短絡通電区間との関係を線形化するデータテーブルと、
を備え、
このデータテーブルに従って短絡通電区間を変更することを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載の電動機制御装置。 - 前記電動機が、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動する圧縮機駆動電動機であり、この圧縮機駆動電動機を請求項１ないし５のいずれかに記載の電動機制御装置を用いて駆動することを特徴とする冷凍サイクル装置。
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