JP2007295739A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
発生する略直流状電圧の電圧リップルを抑制し、かつ、力率を向上させた直流電源装置を提供する。
【解決手段】
直流電源装置Ａは、複数のリアクトル２Ａ〜２Ｃと、可変手段と、整流用ダイオードブリッジ３と、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂと、平滑用コンデンサ５と、直流電圧検出部６と、電流検出部９と、制御演算部１１とから構成される。可変手段は、短絡回路１０と、スイッチング回路Ｃとを備える。
可変手段は、交流電源１から供給される交流電圧が倍電圧整流用コンデンサ４Ａの電圧を超えたときに、ＩＧＢＴ１０ＥをＯＮにし、平滑用コンデンサ５に流れ込む電流量が増大させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から供給される交流電圧から直流電圧を発生させる直流電源装置、および、その直流電源装置を用いたモータ駆動装置および空気調和機に関する。

交流電源から供給される電力を整流及び平滑することにより直流電圧に変換し、さらにインバータ回路によって電圧を変換して負荷に電力供給をおこなう装置がある。

図７は、特許文献１に示される直流電源装置の回路図である。図７において、交流電源３０から供給される交流電圧はリアクトル３１を経て、整流用ダイオードブリッジ３２と倍電圧整流用コンデンサ３３，３４と、平滑用コンデンサ３５から成る電源回路により直流に変換される。そして、インバータ回路３６はこの直流を入力とし、制御回路３７の制御によって能力可変圧縮機３８を駆動するように接続されている。

この回路において、交流電源の電圧が倍電圧整流用コンデンサ３３，３４の電圧を越えたときに、交流電源より倍電圧整流用コンデンサ３３，３４を充電する電流が流れ始める。この電流は、リアクトル３１の誘導性によって急激には増大せず、また、交流電源３０の電圧が倍電圧整流用コンデンサ３３，３４の電圧より低くなった後も、リアクトル３１の誘導性により、倍電圧整流用コンデンサを流れる電流は急激にゼロとはならない。そして、この電流が平滑用コンデンサ３５により略直流状となってインバータ回路３６に入力され、ここでスイッチング素子により適切な波形に整形されて能力可変圧縮機に与えられる。
特開昭６３−８９０５１号公報

しかしながら、このような構成では、交流電源３０の電圧が、倍電圧整流用コンデンサ３３，３４の電圧を超えても、電流が急速に流れず倍電圧整流用コンデンサ３３，３４は急速には充電されないので、その下流側に位置する平滑コンデンサ３５の略直流状の電圧も速やかに上昇しない。

その結果として、インバータ回路３６に入力される電圧は、交流電源３０の電圧周期に同期したリップルを持つ波形となるので、この直流電源装置を利用して能力可変圧縮機モータを駆動する空気調和機においては、圧縮機モータに発生するトルクも同様のリップルを持ってしまう。

また、このような構成では、交流電源３０が供給する電流は、交流電源電圧のピーク付近で多く流れて、電圧ゼロ付近では流れないので、力率が低い上に、高調波の発生量も大きくなってしまうという課題があった。

本発明は、上記課題を鑑み、発生する略直流状電圧の電圧リップルを抑制し、かつ、力率を向上させることができる直流電源装置、および、その直流電源装置を用いたモータ駆動装置および空気調和機の提供を目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧を発生させる整流手段と、整流された直流電圧を平滑する平滑手段と、交流電源と前記整流手段との間に直列に接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの容量を可変させる可変手段と、前記可変手段を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。

上記構成によると、リアクトルの容量を可変させることで、リアクトル容量を小さくすることができ、これにより平滑手段における直流電圧の充電を従来よりも急速に行なうことができる。そのため、平滑手段における略直流状電圧の低下を最小限に抑えられるので、電圧リップルを小さくすることができる。

また、整流手段は、電荷蓄積手段を備え、制御手段は、交流電圧の半周期中において、交流電源の電圧が前記電荷蓄積手段の電圧を超えるタイミングに合わせて可変手段を動作させることを特徴とする。

上記構成によると、制御手段は、交流電源の電圧が電荷蓄積手段の電圧を超えたときに可変手段を動作させることができる。このタイミングで可変手段を動作させることで、リアクトル容量を小さくなるように調整することができるので、平滑手段への充電を急速に行なうことができ、直流電源装置の出力である略直流状電圧の低下が最小限に抑えられる。そのため、電圧リップルを小さくすることができる。

また、制御手段は、交流電源から供給される電流が大きくなったときに可変手段を動作させることができる。この適切な可変手段の動作により、リアクトルの容量を急増させることができる。これにより、直流電源装置内を流れる電流の増加が抑えられるので波形を調整することができ、全体の力率が向上する。

また、制御手段は、交流電圧の半周期中において、交流電源の電圧が電荷蓄積手段の電圧を超えている間、可変手段の動作を複数回おこなうことを特徴とする。可変手段の動作を複数回行なうことで、平滑手段に流れ込む電流のピーク値を抑えることができる。さらに、力率や平均電圧量等の重視する目的に応じて、可変手段の動作期間を調整する自由度を向上させることができる。

また、平滑された直流電流を検出する直流電流検出手段、あるいは、平滑された直流電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、制御手段は、検出結果に応じて、可変手段を動作させることを特徴とする。

上記構成によると、直流電源装置は、各通電状況によって最適な電流が流れるように、可変手段の動作期間を調整することができる。そのため、直流電源装置の負荷に依らずに電圧リップルを小さくすることができ、高い力率も維持することができる。

また、可変手段は、直列に接続された複数のリアクトルのうち少なくとも１つのリアクトルを短絡させる短絡回路と、前記短絡回路を開閉するスイッチング回路とから構成されることを特徴とする。

上記構成によると、可変手段は、交流電源から供給される交流電圧が電荷蓄積手段の電圧を超えたときに、スイッチング回路をＯＮにすることで、リアクトルに流れるほとんどの電流が短絡回路を介して平滑手段に流れる。そのため、比較的早くに平滑手段に流れ込む電流量が増大するので、その電圧上昇も増大することができる。

また、短絡回路に対して並列にスナバ回路を備えたことを特徴とする。この構成によると、直流電源装置は、リアクトルの短絡動作を終了したとき、急激な電流変動と、浮遊インダクタンスによるサージ電圧の発生を緩和することができる。そのため、これに起因するノイズが少なくなり、周辺部の誤動作を回避することができる。

また、スナバ回路のコンデンサ容量を通常よりも大きくすることで、短絡動作の終了時の電流変動がさらに穏やかになる。それにより、電源の利用効率が高まり、力率を向上させることができる。

また、上記直流電源装置と、平滑された直流電圧を可変周波数の交流に変換するインバータ手段とを備えたモータ駆動装置であって、制御手段は、前記インバータ手段からモータへの出力に応じて、可変手段を動作させることを特徴とする。

上記構成によると、モータ駆動装置は、モータ出力の変化の結果である直流電流の変化や直流電圧の変化に応じて位相区間を制御する場合に比べ、制御への応答性が良くなる。それにより、電圧リップルが増大する期間や力率が低下する期間を短縮することができる。

以上のとおり、本発明によると、可変手段によってリアクトルの容量を小さくなるように調整することができるので、従来よりも急速に電荷蓄積手段に充電することができ、これにより、装置出力である略直流状電圧の低下を最小限に抑えることができ、その電圧リップル量を小さくすることができる。

また、可変手段によって、交流電源から供給される電流が大きくなった時点で適切にリアクトルの容量を急増させることができる。これにより、電流の増加を抑えることができるので波形が調整され、全体の力率も向上する。

〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態を図１〜図４に基づいて説明する。図１に示す回路は、交流電源１から交流電圧を受給し、ＤＣブラシレスモータ８を駆動させるモータ駆動装置であって、交流電源１からの交流電圧が直流電圧に変換する直流電源装置Ａと、直流電源装置Ａの出力側に接続されたインバータ回路７とを備える。

直流電源装置Ａは、交流電源１から供給される電流の変化に伴って蓄放電するリアクトル２Ａ〜２Ｃと、複数のダイオード３Ａ〜３Ｄから構成される整流用ダイオードブリッジ３と、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂと、整流された直流電圧を平滑する平滑用コンデンサ５と、抵抗６Ａ，６Ｂから構成される直流電圧検出部６と、シャント抵抗から構成される電流検出部９と、それらを制御する制御演算部１１とから構成される。

なお、倍電圧用コンデンサ４Ａ，４Ｂが電荷蓄積手段とされ、この電荷蓄積手段と整流用ダイオードブリッジ３とで整流手段を構成する。また、平滑用コンデンサ５が平滑手段とされ、直流電圧検出部６が直流電圧検出手段とされ、電流検出部９が電流検出手段とされ、制御演算部１１が制御手段とされる。

リアクトル２Ａ〜２Ｃは、交流電源１と整流用ダイオードブリッジ３との間に３つ備えられており、それらが直列に接続される。また、リアクトル２Ａの一端が交流電源１に接続され、リアクトル２Ｃの一端が整流用ダイオードブリッジ３に接続される。

整流用ダイオードブリッジ３は、４つのダイオード３Ａ〜３Ｄから構成される。整流用ダイオードブリッジ３の出力側は、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂに接続される。

倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂは、整流用ダイオードブリッジ３の出力側に並列に接続された２つのコンデンサであって、その出力側に平滑用コンデンサ５が接続される。

平滑用コンデンサ５は、整流用ダイオードブリッジ３から出力された直流電圧に含まれる電圧リップルを除去するものである。そのため、平滑用コンデンサ５を倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂとインバータ回路７との間に配置することで、一定電圧を得ることができる。

直流電圧検出部６は、平滑用コンデンサ５の出力側に抵抗６Ａと抵抗６Ｂとが直列に接続される。また、直流電圧検出部６は、抵抗６Ａと抵抗６Ｂとの接続点と制御演算部１１とが接続される。この構成により、直流電圧検出部６は、平滑用コンデンサ５から出力された直流電圧を検出することができる。詳しくは、制御演算部１１がＡ／Ｄ変換可能な電圧範囲において直流電圧検出部６で分圧し、分圧された電圧が制御演算部１１に入力されて検出される。

電流検出部９は、直流電圧検出部６とインバータ回路７の間に接続されたシャント抵抗である。また、電流検出部９は、その入力側および出力側に制御演算部１１が接続される。この構成により、電流検出部９は、平滑用コンデンサ５から出力された直流電流を検出することができる。詳しくは、電流検出部９のシャント抵抗の電圧値が、制御演算部１１に入力されることで検出される。

制御演算部１１は、内部にＲＡＭ、ＲＯＭおよびＣＰＵを有する一般的なマイクロコンピュータから構成される。制御演算部１１は、直流電圧検出部６および電流検出部９からの入力に基づいて、スイッチング回路Ｃおよびインバータ回路７を制御する。

インバータ回路７は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉ−ｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）７Ａ〜７Ｆとフリーホイールダイオード７Ｇ〜７Ｌとが対となった回路を複数備え、それぞれが並列に接続されて構成される。インバータ回路７の出力側は、ＤＣブラシレスモータ８に接続される。

次に、上記回路構成におけるモータ駆動装置の動作について説明する。

交流電源１より供給される交流電圧は、リアクトル２Ａ〜２Ｃを経て、整流用ダイオードブリッジ３Ａ〜３Ｄに入力される。整流用ダイオードブリッジ３Ａ〜３Ｄは、入力された交流電圧を整流し、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂおよび平滑用コンデンサ５に出力する。倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂは、入力された電圧によって半周期ごとに夫々が充電される。平滑用コンデンサ５は、入力された電圧を平滑にし、インバータ回路７に出力する。このとき、平滑用コンデンサ５は、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂと並列に接続されているため、２つの倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂの総和と等しい直流電圧を出力する。

インバータ回路７は、制御演算部１１から入力されるＰＷＭ制御信号に基づいてＤＣブラシレスモータ８の各相に電流を出力する。制御演算部１１は、ＤＣブラシレスモータ８のロータ位置を磁石誘起電圧の検出回路（図示せず）によって検出し、所定の電気角度ごとにモータ各相の電流が流れるようにＩＧＢＴ７Ａ〜７ＦにＰＷＭ制御信号を出力する。

ＤＣブラシレスモータ８は、インバータ回路７から出力される電流によって駆動する。このとき、ＤＣブラシレスモータ８で消費する電流は、平滑用コンデンサ５から供給される。そのため、平滑用コンデンサ５の電圧は次第に低下し、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂの電圧も低下する。平滑用コンデンサ５は、交流電源１から電流を受給し、電圧は回復する。

詳しくは、図１中の矢印１２の方向に電流が流れるときを交流電源１の正の半周期としたとき、その正の反周期において、倍電圧整流用コンデンサ４Ａ，４Ｂの電圧が交流電源１から供給される交流電圧より小さくなった場合、交流電源１から平滑用コンデンサ５に電流が供給される。これにより、平滑用コンデンサ５の電圧は回復する。なお、平滑用コンデンサ５に流れる電流は、リアクトル２Ａ〜２Ｃの誘導成分によって急激には増大しない。そのため、平滑用コンデンサ５の電圧も急激には上昇することがない。

ところが、平滑用コンデンサ５の略直流状の電圧が速やかに上昇しないことで、インバータ回路７に入力される電圧は、交流電源１の電圧周期に同期した電圧リップルを持つ波形となる。そのため、ＤＣブラシレスモータ８が発生するトルクにも同様の電圧リップルを持ってしまう問題がある。また、このような構成では、交流電源１が供給する電流は、交流電源電圧のピーク付近で多く流れ、電圧ゼロ付近では流れない。そのため、力率が低い上に、高調波の発生量も大きくなってしまう問題がある。

そこで、本実施形態では、直流電源装置Ａにリアクトル２Ａ〜２Ｃの容量を可変させる可変手段を備える。この可変手段を備えることで、発生する略直流状電圧の電圧リップルを抑制し、かつ、力率を向上させることができる。

可変手段は、直列に接続されたリアクトル２Ａ〜２Ｃのうち、リアクトル２Ｂを短絡させる短絡回路１０と、この短絡回路１０を開閉するスイッチング回路Ｃとから構成される。

短絡回路１０は、４つのダイオード１０Ａ〜１０Ｄから構成されており、その出力はスイッチング回路Ｃに接続される。また、短絡回路１０は、リアクトル２Ａとリアクトル２Ｂの接続点、および、リアクトル２Ｂとリアクトル２Ｃ の接続点と接続される。

スイッチング回路Ｃは、ＩＧＢＴ１０Ｅとフリーホイールダイオード１０Ｆとから構成されており、ＩＧＢＴ１０Ｅが制御演算部１１と接続される。

上記構成によると、可変手段は、交流電源１から供給される交流電圧が倍電圧整流用コンデンサ４Ａの電圧を超えたときに、スイッチング回路ＣのＩＧＢＴ１０ＥをＯＮにして、短絡回路１０を導通状態にする。そうすると、リアクトル２Ａからリアクトル２Ｃに流れるほとんどの電流は、リアクトル２Ａ→ダイオード１０Ａ→ＩＧＢＴ１０Ｅ→ダイオード１０Ｄ→リアクトル２Ｃの順に流れる。そのため、比較的早くに平滑用コンデンサ５に流れ込む電流量が増大するので、平滑用コンデンサ５の電圧上昇も増大する。

この動作時における電源電圧とＤＣリンク電圧（ＧＮＤに対するダイオード３Ａ，３Ｂ、コンデンサ４Ａ、および、コンデンサ５を接続する線の電圧）と電源電流のシミュレーション波形を図２に示す。

図２中に係るシミュレーション波形における各部品の定数は、交流電源１が実効電圧１００Ｖ−６０Ｈｚ、リアクトル２Ａが０．５ｍＨ、リアクトル２Ｂが４．０ｍＨ、リアクトル２Ｃが０．５ｍＨ、倍電圧整流用コンデンサ４Ａが３９０μＦ、倍電圧整流用コンデンサ４Ｂが３９０μＦ、平滑用コンデンサ５が８２０μＦとする。インバータ回路７およびＤＣブラシレスモータ８は、直流６．２５Ａの定電流源とする。また、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間は、電源電圧位相の半周期を３６０度としたときの１０〜９０度とする。このときの平均出力は約１５００Ｗである。

図３には、従来のモータ駆動装置の動作時における電源電圧とＤＣリンク電圧と電源電流のシミュレーション波形を示す。図３のシミュレーション波形を生成する回路構成は、リアクトルの容量を可変させる可変手段がなく、５．０ｍＨのリアクトルが１つのみ備えられているという点で本実施形態の回路構成と異なる。その他の構成および部品の定数は同じである。なお、従来のモータ駆動装置の平均出力を１５００Ｗにするために、インバータ回路およびモータは直流６．１０Ａの定電流源とする。

この図２と図３の電源電流波形を比較すると明らかなように、図２では、リアクトル２Ａ〜２Ｃの誘導成分が少ないために電流が急激に流れ始めているのに対し、図３では、リアクトルの誘導成分が多いために電流が緩やかに流れ始めている。すなわち、図２の回路構成の方が、平滑用コンデンサ５を素早く充電することができるので、ＤＣリンク電圧の落ち込みが少なくなり、電圧リップルも小さくなる。この電圧リップルは、図３では３０Ｖであるのに対し、図２では１８Ｖとなる。すなわち、図３の回路構成に対して図２の回路構成は、電圧リップルを４割減少することができる。また、力率（利用効率）においては、図３では０．９０１であるのに対し、図２では０．９３５である。すなわち、力率においても、図２の回路構成の方が図３の回路構成と比べて向上している。

また、上記の場合よりも低出力の場合、例えば、出力が７５０Ｗの時では、出力が１５００Ｗの時と比較すると、ＤＣリンク電圧の低下が少ないため、電源電流が流れ始める電源電圧位相が遅くなる。

そこで、出力７５０Ｗの時も出力１５００Ｗの時と同様に、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を電源電圧位相の１０〜９０度にしておく。そうすると、電源電流が流れ始めて間もなくはＩＧＢＴ１０ＥをＯＦＦすることになるので、ＤＣリンク電圧の落ち込みを少なくする効果が薄れてしまう。そのため、この時は、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を電源電圧位相の１０〜１２０度にしておく等、ＯＮ期間を長くするように制御する。

このような電源電圧位相の期間は、電流検出部９で検出した電流、直流電圧検出部６で検出した電圧、あるいは、制御演算部１１が自身で制御しているＤＣブラシレスモータ８への出力指令等によって判断する。

例えば、制御演算部１１が電流検出部９で電流を検出して判断する場合は、電流検出部９から検出した電流の平均値が小さいと、平滑用コンデンサ５からＤＣブラシレスモータ８への電流供給は少ないと判断する。このときはＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を長くする。

また、制御演算部１１が直流電圧検出部６で電圧を検出して判断する場合、直流電圧検出部６から検出した電源周期毎のＤＣリンク電圧の減少量が小さいと、平滑用コンデンサ５からＤＣブラシレスモータ８への電流供給が少ないと判断する。このときはＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を長くする。

また、位相期間の調整は制御演算部１１が自身で制御しているＤＣブラシレスモータ８への出力指令によって判断する場合は、ＩＧＢＴ７Ａ〜７ＦへのＰＷＭパルスのデューティ比を小さくするようにＰＷＭ制御信号を出力したとき、平滑用コンデンサ５からＤＣブラシレスモータ８への電流供給が少ないと判断する。

このとき、制御演算部１１は、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を長くするように制御する。この場合、電流や電圧を検出してからＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を調整するのではなく、ＤＣブラシレスモータ８への出力を小さくするように制御開始したと同時にＯＮ期間を調整するので、回路応答等に起因する制御遅れを防止することができ、その結果、モータ駆動装置の性能が低下する期間を短縮することができる。

なお、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ動作を複数回おこなってもよい。この場合、図４に示すように、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間を、電源電圧位相の半周期を３６０度としたときの１０〜８５度および９０〜１１０度としている。

図４のシミュレーション波形では、それぞれの期間において、電源電流が急激に増大している。ところが、このように、ＯＮ動作を複数回行なうことで電流のピーク値を抑えることができる。さらに、力率や平均電圧量等の重視する目的に応じて、ＯＮ期間を調整する自由度を向上させることができる。

〔第２実施形態〕
次に、図５および図６を用いて本発明の第２実施形態の説明をおこなう。なお、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明は省略し、異なる部分についての説明を行なう。

第２実施形態のモータ駆動装置の全体構成は、図５に示すように、可変手段にスナバ回路２０を備えた以外は第１実施形態と同様である。

スナバ回路部２０は、ダイオード２０Ａと、抵抗２０Ｂと、コンデンサ２０Ｃとから構成され、ＩＧＢＴ１０Ｅのターンオフ時のサージ電圧を抑制する。ダイオード２０Ａは、そのアノード側がＩＧＢＴ１０Ｅのコレクタと接続され、カソード側がコンデンサ２０Ｃと接続される。コンデンサ２０Ｃは、その他端がＩＧＢＴ１０Ｅのエミッタと接続される。抵抗２０Ｂはダイオード２０Ａと並列に接続される。

次に、上記回路構成におけるモータ駆動装置の動作、特に短絡回路１０とスナバ回路部の動作について説明する。

交流電源１の正の半周期において、交流電源１から出力された交流電流は、ＩＧＢＴ１０ＥをＯＮにしていれば、リアクトル２Ａ→ダイオード１０Ａ→ＩＧＢＴ１０Ｅ→ダイオード１０Ｄ→リアクトル２Ｃの順に流れる。

ＩＧＢＴ１０ＥをＯＦＦにした瞬間は、交流電流は、リアクトル２Ａ→ダイオード１０Ａ→ダイオード２０Ａ→コンデンサ２０Ｃ→ダイオード１０Ｄ→リアクトル２Ｃと流れ、その後、リアクトル２Ａ→リアクトル２Ｂ→リアクトル２Ｃと流れて定常状態となる。このときにコンデンサ２０Ｃに充電された電荷は、次の半周期においてＩＧＢＴ１０ＥがＯＮしたときに抵抗２０Ｂを通って、ＩＧＢＴ１０Ｅ→ダイオード１０Ｄ→リアクトル２Ｃと流れる。

これらの動作時の電源電圧とＤＣリンク電圧と電源電流とのシミュレーション波形を図６に示す。なお、本実施形態に係るシミュレーション波形における各部品の定数は、抵抗２０Ｂが２０Ω、コンデンサ２０Ｃが３９μＦとする。その他は、第１実施形態と同様である。モータ駆動装置の平均出力を１５００Ｗとするために、インバータ回路７およびＤＣブラシレスモータ８は直流６．３Ａの定電流源とする。また、ＩＧＢＴ１０ＥのＯＮ期間は、電源電圧の半周期を３６０度としたとき、１０〜８５度とする。

この図６と図２の電源電流波形を比較すると明らかなように、スナバ回路２０の作用により、ＩＧＢＴ１０ＥをＯＦＦにした瞬間の尖頭状の電流変化が少なくなり、穏やかに電流減少している。そのため、サージ電圧の発生が緩和されるので、これに起因するノイズも少なくなり、回路周辺部の誤動作を回避することができる。

サージ電圧の抑制を目的とする場合、スナバ回路２０のコンデンサ２０Ｃの必要容量は一般に次式（１）で与えられる。

コンデンサの必要容量＝Ｌａ・Ｉａ²／（Ｖａ−Ｅａ）² （１）
ここで、Ｌａは回路の浮遊インダクタンス、ＩａはＩＧＢＴのターンオフ時のコレクタ電流、Ｖａはコンデンサ電圧の最終到達値（ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の順方向耐圧）、Ｅａはスナバ回路への印加電圧を示す。

本実施形態の出力程度であれば、Ｌａは０．２μＨ程度であり、Ｉａ／（Ｖａ−Ｅａ）は大きくても０．５以下なので、通常でのコンデンサ２０Ｃの必要容量は０．４７μＦ程度となる。

しかし、本実施形態では、通常よりも充分に大きな３９μＦを用いることにより、図６で示すように、電流変化が非常に穏やかとなる。そのため、力率も向上させることができる。ただし、コンデンサ２０Ｃの蓄積電荷を放出するときには、抵抗２０Ｂでの消費電力が大きくなる。

これにより、リアクトル２Ａ〜２Ｃの短絡動作終了時の急激な電流変動と、浮遊インダクタンスによるサージ電圧の発生が緩和されるので、これに起因するノイズも少なくなり、周辺部の誤動作を回避することができる。また、スナバ回路２０のコンデンサ２０Ｃの容量を通常より大きくすることによって、短絡動作終了時の電流変動がさらに穏やかになるのため、電源利用率が高まって力率が向上する。

ここで、冷凍・空調装置などで使用される圧縮機では、圧縮機駆動装置であるＤＣブラシレスモータ８を駆動するために必要な電流量が多いため、平滑用コンデンサ５の電圧低下は早くなる。そのため、平滑用コンデンサ５の電圧の回復を早くする必要がある。そこで、上記の直流電源装置を備えたモータ駆動装置を圧縮機駆動装置であるＤＣブラシレスモータ８を駆動するために使用する。これによって、力率が向上し、家庭内の限られた電源容量であっても、多くの電力を供給することができる。そして、このモータ駆動装置を備えた圧縮機駆動装置を空気調和機に搭載する。これによって、空気調和機を運転することが可能となる。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で修正・変更を加えることができるのは勿論である。例えば、リアクトルは、対称性を考慮して３つの直列接続としたが、２つ以上であれば同様の効果が得られる。

また、短絡回路をＩＧＢＴとダイオードにより構成したが、充分な逆耐圧を備えたスイッチング素子や双方向へ電流を流すことが可能な素子によって簡易な構成としても良い。

また、本発明の直流電源装置を備えたモータ駆動装置を空気調和機に搭載しているが、冷蔵庫、冷凍庫、といった冷凍・空調装置に搭載しても良い。また、直流電源装置をその他の電気機器に動作しても良い。直流電源装置を搭載することにより、電源の利用効率が高まり、力率を向上させることができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の回路図 モータ駆動装置に備えられた直流電源装置の動作波形図 従来の直流電源装置の動作波形図 モータ駆動装置に備えられた直流電源装置であって、可変手段動作を２回行なった場合の動作波形図 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の回路図 モータ駆動装置に備えられた直流電源装置の動作波形図 従来のモータ駆動装置の回路図

符号の説明

１ 交流電源
２Ａ〜２Ｃ リアクトル
３ 整流用ダイオードブリッジ
３Ａ〜３Ｄ ダイオード
４Ａ、４Ｂ 倍電圧用コンデンサ
５ 平滑用コンデンサ
６ 直流電圧検出部
６Ａ、６Ｂ 抵抗
７ インバータ回路
７Ａ〜７Ｆ ＩＧＢＴ
７Ｇ〜７Ｌ フリーホイールダイオード
８ ＤＣブラシレスモータ
９ 電流検出部
１０ 短絡回路
１０Ａ〜１０Ｄ ダイオード
１０Ｅ ＩＧＢＴ
１０Ｆ フリーホイールダイオード
１１ 制御演算部
１２ 電流
２０ スナバ回路
２０Ａ ダイオード
２０Ｂ 抵抗
２０Ｃ コンデンサ
３０ 交流電源
３１ リアクトル
３２ 整流用ダイオードブリッジ
３３、３４ 倍電圧整流用コンデンサ
３５ 平滑用コンデンサ
３６ インバータ回路
３７ 制御回路
３８ モータ
Ａ 直流電源装置
Ｃ スイッチング回路

Claims (9)

1. 交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧を発生させる整流手段と、整流された直流電圧を平滑する平滑手段と、交流電源と前記整流手段との間に直列に接続された複数のリアクトルとを有する直流電源装置であって、
   前記リアクトル容量を可変させる可変手段と、前記可変手段を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置。
2. 整流手段は、電荷蓄積手段を備え、
   制御手段は、交流電圧の半周期中において、交流電源の電圧が前記電荷蓄積手段の電圧を超えるタイミングに合わせて可変手段を動作させることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 制御手段は、交流電圧の半周期中において、交流電源の電圧が電荷蓄積手段の電圧を超えている間、可変手段の動作を複数回おこなうことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 平滑された直流電流を検出する直流電流検出手段を備え、
   制御手段は、検出された電流量に応じて、可変手段を動作させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の直流電源装置。
5. 平滑された直流電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、
   制御手段は、検出された直流電圧量に応じて、可変手段を動作させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の直流電源装置。
6. 可変手段は、直列に接続された複数のリアクトルのうち少なくとも１つのリアクトルを短絡させる短絡回路と、前記短絡回路を開閉するスイッチング回路とから構成されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の直流電源装置。
7. 短絡回路に対して並列にスナバ回路を備えたことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載の直流電源装置と、平滑された直流電圧を可変周波数の交流に変換するインバータ手段とを備えたモータ駆動装置であって、
   制御手段は、前記インバータ手段からモータへの出力に応じて、可変手段を動作させることを特徴とするモータ駆動装置。
9. 請求項８に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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