WO2019026712A1 - 駆動装置、制御方法、及びプログラム - Google Patents

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WO2019026712A1
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voltage
smoothing capacitor
timing
period
input
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片岡　耕太郎
岩田　浩
鈴木　貴光
野村　勝
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日本電産株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a drive device including a motor, a control method of the drive device, and a program that causes a computer to execute the control method.
  • Patent Document 1 includes a rectifier circuit that rectifies an alternating current input, and a plurality of switching elements that switch between an on state and an off state at a predetermined cycle, and switches each on and off state of the switching elements. And an inverter for supplying an AC output to the motor by adjusting timing and the like to start the motor drive. Further, a capacitor (referred to as a smoothing capacitor) for smoothing the output rectified by the rectifier circuit is provided between the rectifier circuit and the inverter of the motor drive device.
  • a smoothing capacitor for smoothing the output rectified by the rectifier circuit is provided between the rectifier circuit and the inverter of the motor drive device.
  • the rectifying circuit when the rectifying circuit does not supply current to the smoothing capacitor and can not charge the smoothing capacitor, the voltage of the DC output is lowered by discharging the smoothing capacitor.
  • the smoothing capacitor when a current is supplied from the rectifier circuit to the smoothing capacitor, the smoothing capacitor is charged. Thereby, the voltage of the DC output which has been lowered by the discharge can be raised again.
  • the voltage (average value) of the DC output can be made constant by the smoothing capacitor periodically repeating discharge and charge.
  • the fact that the smoothing capacitor is repeatedly discharged and charged while the drive is in operation means that the smoothing capacitor is always flowing current during the operation of the drive.
  • the smoothing capacitor is deteriorated every time the drive device is used, and the deterioration of the smoothing capacitor causes the life of the drive device to be shortened.
  • An object of the present invention is to suppress deterioration of a smoothing capacitor provided in a rectifier circuit of a drive device.
  • the drive device of an exemplary embodiment of the present application includes an output unit, an input unit, a rectifier circuit, a switching circuit, and a controller.
  • the output unit connects the motor.
  • the input unit inputs an alternating current input whose voltage fluctuates between positive and negative in a predetermined cycle.
  • the rectifier circuit is a circuit that converts an alternating current input input from the input unit into a rectified output where the voltage is either positive or negative, and includes a smoothing capacitor that smoothes the rectified output.
  • the switching circuit is connected to the smoothing capacitor, and the on state where the input impedance seen from the smoothing capacitor is low and the off state higher than when the input impedance is on are in a switching cycle shorter than the predetermined cycle of the AC input. Switch over in the power supply period.
  • the controller changes the rectified output between the start timing of the power supply period between the timing at which the rotation angle of the motor becomes a predetermined angle or the first timing earlier than the timing and the second timing earlier than the first timing.
  • the voltage of the smoothing capacitor is maximal after the input current to be input to the smoothing capacitor is generated at the timing of starting the operation of switching the on state and the off state in the switching cycle.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a voltage waveform of an alternating current input.
  • FIG. 3A is a diagram schematically showing full-wave rectification.
  • FIG. 3B is a diagram schematically illustrating half-wave rectification.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a voltage waveform of a rectified output.
  • FIG. 5 is a diagram showing a detailed configuration of the drive device.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a time chart representing the operation of each switching element of the switching circuit.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a control method of the drive device (power supply device) according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the variation of the duty ratio set by the drive device.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the load current depending on the presence or absence of the delay of the duty ratio.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the dependency of the delay time of the duty ratio of the ripple voltage and the ripple current.
  • FIG. 11 is a view showing an example of a change in duty ratio and a load current when an excessive delay time is set.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a time chart schematically showing the lead angle modulation.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a control method of the drive device in the second embodiment.
  • FIG. 14 is a flowchart showing a method of calculating an advance angle.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the advance angle fluctuation set by the drive device.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of the load current depending on the presence or absence of the advance angle modulation.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of the load current depending on the presence or absence of the advance angle modulation.
  • FIG. 18 is a diagram showing an example of the dependency of the delay time of the advance angle of the ripple current.
  • FIG. 19 shows an example of the dependency of the delay time on the advance angle of the maximum value of the load current.
  • FIG. 20 is a diagram showing another embodiment (part 1) of the method of calculating the duty ratio / advance angle.
  • FIG. 21 is a diagram showing another embodiment (part 2) of the method of calculating the duty ratio / advance angle.
  • FIG. 22 is a diagram showing another embodiment (part 3) of the method of calculating the duty ratio / advance angle.
  • on of the switching element means that both ends of the switching element are electrically connected or in a low impedance state.
  • off of the switching element means that both ends of the switching element are electrically disconnected or brought into a high impedance state.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of drive device 100 according to the first embodiment.
  • the drive device 100 has a power supply device 1 and a load LO.
  • the power supply device 1 converts AC power into a predetermined electric output (high frequency output) and outputs the electric power to the load LO.
  • the load LO is, for example, a motor, an induction heating (IH) device, or the like.
  • the motor is, for example, a brushless motor such as a synchronous motor or an induction motor.
  • the driving device 100 using the load LO as a motor can be used as, for example, a suction device of a vacuum cleaner, a driving device of an electric tool, a driving device of a vehicle, or the like.
  • the drive device 100 using the load LO as an induction heating device can be used, for example, as a drive device for an IH cooker.
  • the power supply device 1 includes an input unit 11, an output unit 13, a rectifier circuit 15, a switching circuit 17, and a controller 19.
  • the input unit 11 is a connection terminal that connects the AC power supply PS to the rectifier circuit 15.
  • the AC power supply PS is a single-phase AC power supply having two poles.
  • AC power supply PS as shown in FIG. 2, and outputs an AC input V in varying sinusoidally at a predetermined frequency between the voltage of the positive and negative.
  • the predetermined frequency is, for example, 50 Hz or 60 Hz.
  • the AC power supply PS connected to the input unit 11 is, for example, a commonly used household or commercial AC power supply, an inverter power supply, an AC generator, or the like.
  • the input unit 11 may connect the AC power supply PS via a transformer (not shown). In this case, the input unit 11 inputs an AC input V in which is lower or higher than the voltage output from the AC power supply PS.
  • the output unit 13 is a connection terminal that connects the load LO driven by the drive device 100 to the switching circuit 17.
  • the rectifying circuit 15 includes a rectifying unit 151 and a smoothing capacitor SC.
  • the rectifying unit 151 is a circuit that converts the AC input V in input from the input unit 11 into a rectified output V out having a positive or negative voltage. As described later, the rectifying unit 151 mainly includes a rectifying element.
  • the rectifying unit 151 of the present embodiment passes the voltage on the positive side of the AC input V in as shown in FIG. 3A while passing the voltage on the negative side inverted to the voltage on the positive side. It is a full wave rectification circuit. As a result, the rectifying unit 151 outputs a rectified output V out having a positive voltage over the entire area of the AC cycle (predetermined cycle) of the AC input V in .
  • the rectifying unit 151 is a full-wave rectifying circuit that passes the voltage on the negative side of the AC input V in while reversing the voltage on the positive side to the negative side, contrary to the above. May be In this case, the rectifying unit 151 outputs a rectified output V out having a negative voltage over the entire area of the AC cycle (predetermined cycle) of the AC input V in .
  • the rectifying unit 151 passes a voltage on the positive side of the AC input V in or one of a voltage on the negative side while passing the other through a half-wave rectifier circuit. It may be As a result, the rectifying unit 151 outputs a rectified output V out having a positive or negative voltage only in a half cycle of the AC cycle of the AC input V in .
  • the smoothing capacitor SC is a capacitor that "smooths" the rectified output V out .
  • the smoothing capacitor SC has an average voltage V ave as shown in FIG. 4, for example, a voltage output obtained by rectifying an alternating current input V in to the positive side of the voltage as shown in FIG. 3A.
  • the rectified output V out periodically fluctuates in the vicinity of the average voltage V ave .
  • a periodically fluctuating voltage in the vicinity of the average voltage V ave may be referred to as a "ripple voltage”.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC corresponds to the rectified output V out .
  • the “ripple voltage” described above is mainly generated by repetition of charging and discharging of the smoothing capacitor SC, and the fluctuation range thereof is determined particularly by the time constant of the smoothing capacitor SC. Therefore, as the smoothing capacitor SC, for example, a capacitor having a large capacity (a large time constant) such as an electrolytic capacitor is used. As a result, the fluctuation range of the “ripple voltage” can be reduced, and the rectified output V out at which the voltage is substantially constant at the average voltage V ave can be output.
  • the switching circuit 17 is connected in parallel to the smoothing capacitor SC.
  • the switching circuit 17 is a circuit mainly composed of switching elements whose ON and OFF are controlled by the controller 19. By controlling ON and OFF of the switching element, the switching circuit 17 switches between the ON state where the input impedance seen from the smoothing capacitor SC is low and the OFF state higher than when the input impedance is ON.
  • the input impedance described above is defined as an impedance from the smoothing capacitor SC including the switching circuit 17, the output unit 13 connecting the output of the switching circuit 17, and the load LO connected to the output unit 13.
  • Switching circuit 17 has an AC input V The on state and the off state are switched in a switching cycle shorter than the AC cycle of in. As described later, the switching circuit 17 of this embodiment outputs an AC output having an arbitrary frequency and an electric power of an arbitrary magnitude to the load LO by adjusting the switching pattern of the on state and the off state appropriately. Inverter.
  • the switching circuit 17 may be, for example, a boost chopper converter, a buck chopper converter, an LLC converter, a quasi-resonant flyback converter, or the like.
  • the input power to the switching circuit 17 can be adjusted by the frequency of PWM (Pulse Width Modulation) control of ON and OFF of the switching elements included in these circuits.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the controller 19 is a system that controls the power supply device 1.
  • the controller 19 particularly controls switching between the on state and the off state of the switching circuit 17. Therefore, the controller 19 can be configured as hardware including, for example, a PWM signal generation circuit and a potential measurement circuit and / or a current measurement circuit.
  • the controller 19 may be a computer system including a CPU, a storage element such as a RAM and a ROM, an A / D interface, a D / A interface and the like.
  • a program that can be executed by the controller 19 and stored in a storage element or the like may realize control of the power supply device 1 performed by the controller 19.
  • SoC system on chip
  • ASIC application specific integrated circuit
  • Drive device 100 according to the first embodiment is a drive device 100 in which a three-phase brushless motor M is used as a load LO, as shown in FIG.
  • Three-phase brushless motor M has three phases of U phase, V phase and W phase.
  • the three terminals connecting the respective phases of the three-phase brushless motor M constitute the output unit 13.
  • the detailed configuration of the rectifying unit 151 of the rectifying circuit 15 and the switching circuit 17 will be described below.
  • the rectifying unit 151 is a full-wave rectifying circuit. Specifically, as shown in FIG. 5, the rectifying unit 151 includes four rectifying elements D1 to D4 and an inductor element L.
  • the four rectifiers D1 to D4 form a bridge circuit.
  • the rectifying element D1 has an anode side connected to the first input terminal I1 of the input unit 11 via the inductor element L, and a cathode side connected to one end of the smoothing capacitor SC.
  • the rectifying element D2 has a cathode side connected to the first input terminal I1 via the inductor element L, and an anode side connected to the other end of the smoothing capacitor SC.
  • the other end of the smoothing capacitor SC is on the opposite side to the end to which the cathode side of the rectifying element D1 is connected.
  • the rectifying element D3 has an anode side connected to the second input terminal I2, and a cathode side connected to one end of the smoothing capacitor SC.
  • the rectifying element D4 has a cathode side connected to the second input terminal I2, and an anode side connected to the other end of the smoothing capacitor SC.
  • the rectifying element D1 and the rectifying element D4 become conductive.
  • the rectifying elements D2 and D3 are in a non-conductive state.
  • the voltage of the alternating current input Vin is positive when the potential of the first input terminal I1 is higher than the potential of the second input terminal I2.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC becomes a positive voltage. That is, the one end of the smoothing capacitor SC has a positive potential, and the other end has a negative potential (0 potential).
  • a diode such as a PN diode or a Schottky diode can be used.
  • the inductor element L is, for example, an element having an inductance component such as a coil. One end of the inductor element L is connected to the first input terminal I1, and the other end is connected to the anode side of the rectifying element D1 or the cathode side of the rectifying element D2.
  • the inductor element L connected as described above forms a passive type power factor correction circuit together with the smoothing capacitor SC, and suppresses the generation of harmonics in the input current from the AC power supply PS.
  • the inductor element L is provided between the first input terminal I1 and the rectifying elements D1 and D2 in the above example, the present invention is not limited to this.
  • the inductor element L may be provided between the second input terminal I2 and the rectifying elements D3 and D4, or may be provided at both of them.
  • these rectifying elements may be disposed on the side of the input section 11 with respect to the inductor element L.
  • the switching circuit 17 (an example of a motor control circuit) is an inverter circuit. Specifically, the switching circuit 17 has six switching elements SW1 to SW6 and six rectifying elements D5 to D10 corresponding to the switching elements SW1 to SW6.
  • the switching element SW 1 has one end connected to one end of the smoothing capacitor SC and the other end connected to the U terminal of the output unit 13.
  • the control pole (gate pole) of the switching element SW1 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW1 connects or disconnects one end of the smoothing capacitor SC and the U terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D5 corresponding to the switching element SW1 has one end on the anode side connected to the U terminal and the other end on the cathode side connected to one end of the smoothing capacitor SC.
  • One end of the switching element SW2 is connected to one end of the smoothing capacitor SC, and the other end is connected to the V terminal of the output unit 13.
  • the control pole of the switching element SW2 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW2 connects or disconnects one end of the smoothing capacitor SC and the V terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D6 corresponding to the switching element SW2 has one end on the anode side connected to the V terminal and the other end on the cathode side connected to one end of the smoothing capacitor SC.
  • One end of the switching element SW3 is connected to one end of the smoothing capacitor SC, and the other end is connected to the W terminal of the output unit 13.
  • the control pole of the switching element SW3 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW3 connects or disconnects one end of the smoothing capacitor SC and the W terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D7 corresponding to the switching element SW3 has one end on the anode side connected to the W terminal, and the other end on the cathode side connected to one end of the smoothing capacitor SC.
  • the switching element SW4 has one end connected to the U terminal of the output unit 13, and the other end connected to the other end of the smoothing capacitor SC.
  • the control pole of the switching element SW4 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW4 connects or disconnects the other end of the smoothing capacitor SC and the U terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D8 corresponding to the switching element SW4 has one end on the anode side connected to the other end of the smoothing capacitor SC, and the other end on the cathode side connected to the U terminal.
  • the switching element SW5 has one end connected to the V terminal of the output unit 13, and the other end connected to the other end of the smoothing capacitor SC.
  • the control pole of the switching element SW5 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW5 connects or disconnects the other end of the smoothing capacitor SC and the V terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D9 corresponding to the switching element SW5 has one end on the anode side connected to the other end of the smoothing capacitor SC, and the other end on the cathode side connected to the V terminal.
  • the switching element SW6 has one end connected to the W terminal of the output unit 13, and the other end connected to the other end of the smoothing capacitor SC.
  • the control pole of the switching element SW6 is connected to the controller 19. Thereby, the switching element SW6 connects or disconnects the other end of the smoothing capacitor SC and the W terminal under the control of the controller 19.
  • the rectifying element D10 corresponding to the switching element SW6 has one end on the anode side connected to the other end of the smoothing capacitor SC, and the other end on the cathode side connected to the W terminal.
  • the switching elements SW1 to SW6 included in the switching circuit 17 are preferably elements capable of high speed switching operation.
  • the switching elements SW1 to SW6 are, for example, MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors
  • semiconductor elements having switching characteristics such as field effect transistors other than MOSFETs, bipolar transistors, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and thyristors can be used.
  • a configuration in which a plurality of these semiconductor elements are combined may be used as the switching elements SW1 to SW6.
  • the rectifying elements D5 to D10 are, for example, diodes such as PN diodes and Schottky diodes.
  • the rectifying elements D5 to D10 may be rectifying elements formed inside the corresponding switching elements SW1 to SW6.
  • the rectifying elements formed inside the switching elements SW1 to SW6 are called main body diodes, parasitic diodes, and the like.
  • the rectifying elements D5 to D10 do not have to be separate parts from the switching elements SW1 to SW6. As a result, the number of parts of the switching circuit 17 can be reduced.
  • the controller 19 applies the on signal and the off signal of each switching element SW1 to SW6 to the control pole of each switching element SW1 to SW6 to thereby select each switching element SW1 to Toggle SW6 on and off.
  • the above-mentioned on signal is, for example, a positive voltage signal.
  • the above-mentioned off signal is, for example, a zero voltage signal.
  • the switching timing of each of the switching elements SW1 to SW6 is as shown in FIG. 6, for example.
  • the example shown in FIG. 6 is an example in which the switching elements SW1 to SW3 which are high-side switches are subjected to PWM control in the 120 ° conduction method (described later).
  • the three-phase brushless motor M as the load LO includes, for example, a U-phase rotor detection element disposed between a W-phase winding and a U-phase winding, a U-phase winding and a V-phase winding. And a W-phase rotor detection element disposed between the V-phase winding and the W-phase winding (all not shown).
  • the controller 19 can detect at which position the rotor of the three-phase brushless motor M is present from the output signals of these rotor detection elements.
  • the Hall element which detects the magnetic field which a rotor has can be used, for example.
  • the timing at which the U-phase rotor detection element detects passage of the rotor (“U-phase” is on in FIG. 6) is taken as time 0 and the rotation cycle of the rotor is taken as T. Further, it is assumed that the voltage of the rectified output Vout is positive. That is, it is assumed that the electric potential of the smoothing capacitor SC connected to the switching element SW1 is higher than the electric potential of the smoothing capacitor SC connected to the switching element SW4.
  • the controller 19 turns on the switching element SW1 and the switching element SW5 while turning off the other switching elements. At this time, the impedance from one end of the smoothing capacitor SC to the other ends of the switching element SW1, U phase, V phase, switching element SW5, and the other end of the smoothing capacitor SC becomes low.
  • the switching element is turned off.
  • the impedance from one end of the smoothing capacitor SC to the other ends of the switching element SW2, the V phase, the W phase, the switching element SW6, and the other end of the smoothing capacitor SC becomes low.
  • the switching element SW2 when the switching element SW2 is turned off in the time range, the impedance between one end of the smoothing capacitor SC and the U phase, the V phase, and the W phase becomes high. As a result, the input impedance as viewed from the smoothing capacitor SC becomes high, and the supply of the rectified output V out from the rectifier circuit 15 to between the V phase and the W phase is stopped. On the other hand, the return current flows in the path of the rectifying element D9 to V phase to W phase to the switching element SW6.
  • the controller 19 turns on the switching element SW2 and the switching element SW4, while turning off the other switching elements. At this time, the impedance from one end of the smoothing capacitor SC to the other ends of the switching element SW2, the V phase, the U phase, the switching element SW4, and the other end of the smoothing capacitor SC becomes low.
  • the switching element SW2 when the switching element SW2 is turned off in the time range, the impedance between one end of the smoothing capacitor SC and the U phase, the V phase, and the W phase becomes high. As a result, the input impedance viewed from the smoothing capacitor SC becomes high, and the supply of the rectified output V out from the rectifier circuit 15 between the V phase and the U phase is stopped. On the other hand, the return current flows in the path of the rectifying element D9 to V phase to U phase to the switching element SW4.
  • the controller 19 turns on the switching element SW3 and the switching element SW4 while turning off the other switching elements from 2T / 3 to 5T / 6, which is the timing when the W-phase rotor detection element is turned on. .
  • the impedance from one end of the smoothing capacitor SC to the other ends of the switching element SW3, W phase, U phase, switching element SW4, and the other end of the smoothing capacitor SC becomes low.
  • the controller 19 While the time is from 5T / 6 to T, the controller 19 turns on the switching element SW3 and the switching element SW5 while turning off the other switching elements. At this time, the impedance from one end of the smoothing capacitor SC to the other ends of the switching element SW3, W phase, V phase, switching element SW5, and the other end of the smoothing capacitor SC becomes low.
  • the impedance between one end of the smoothing capacitor SC and the U phase, the V phase, and the W phase becomes high.
  • the input impedance viewed from the smoothing capacitor SC becomes high, and the supply of the rectified output V out from the rectifier circuit 15 between the W phase and the V phase is stopped.
  • the return current flows in the path of the rectifying element D10 to the W phase to the V phase to the switching element SW5.
  • the switching circuit 17 is in the on state in which the input impedance viewed from the smoothing capacitor SC is low and the off state in which the input impedance is high. And can be switched.
  • the switching circuit 17 switches between the on state and the off state to stop the output of the rectified output V out to the three-phase brushless motor M and the state of outputting the rectified output V out from the rectifying circuit 15 to the three-phase brushless motor M And the rotor of the three-phase brushless motor M can be rotated.
  • switching cycle T sw The switching operation of the switching element SW1 during the time 0 to T / 3, the switching operation of the switching element SW2 during the time T / 3 to 2T / 3, and the switching element SW3 during the time 2T / 3 to T
  • switching cycle T sw the time from when the switching elements SW1 to SW3 are turned on to when it is turned off again.
  • the ratio of the length of time during which the switching element SW1 is on to the switching cycle T sw is defined as “duty ratio DR”. Further, a period in which the switching operation is performed in each of the switching elements SW1 to SW3 will be referred to as “power supply period T ps ".
  • the period in which each of the switching elements SW1 to SW3 performs the switching operation that is, the power supply period T ps is T / 3 in all cases. That is, the power supply period T ps is one-third of the rotation period of the rotor.
  • the energization method in which the power supply period T ps is one-third of the rotation period of the rotor is generally called “120-degree conduction method”.
  • Controller 19 to the control electrode of the switching elements SW1 ⁇ SW3 of the switching circuit 17, ON and OFF signals is switched to a high speed at a short switching period T sw than AC cycle of the AC input V in the power supply period T ps Input a signal.
  • the switching circuit 17 is controlled by the controller 19, the power supply period T ps, the input impedance is low on state as seen from the smoothing capacitor SC, and the input impedance is high off-state, the at switching cycle T sw It can be switched at high speed.
  • the controller 19 determines the duty ratio DR based on a predetermined condition, and based on the determined duty ratio DR, the switching cycle T sw of the on signal and the off signal input to the control pole of the switching elements SW1 to SW3. Adjust the ratio in (PWM control). The specific adjustment method of the duty ratio DR will be described in detail later.
  • the output time of the rectified output V out to the load LO in the switching cycle T sw can be adjusted. That is, by adjusting the total output time of the rectified output V out of the power supply period T ps, you can adjust the average value of the current and voltage supplied in the power supply period T ps.
  • the controller 19 includes a measurement unit 191 connected in parallel to the smoothing capacitor SC.
  • the measurement unit 191 is a voltmeter that measures the voltage of the smoothing capacitor SC (rectified output V out ).
  • the measuring unit 191 is configured, for example, as a circuit in which a plurality of resistance elements for dividing the voltage of the smoothing capacitor SC are connected in series.
  • the controller 19 connects any one of the plurality of resistance elements connected in series to the A / D converter provided in the controller 19. Thereby, the controller 19 can monitor the voltage of the smoothing capacitor SC.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a control method of the drive device.
  • the controller 19 stores the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in the storage area of the storage element of the controller 19 in association with the time when the voltage measurement value is measured.
  • the controller 19 may store the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in association with a number indicating the number of times the voltage measurement value was measured after the measurement was started.
  • the controller 19 sets the rotational speed command value of the three-phase brushless motor M set by the user using the controller 19 or set by an external device, and the rotor of the current actual three-phase brushless motor M.
  • the difference between the rotation speed of and the speed of rotation of the vehicle is calculated (step S2).
  • the command value of the rotational speed of the three-phase brushless motor M described above will be referred to as a target rotational speed.
  • the rotational speed of the rotor of the three-phase brushless motor M can be measured, for example, based on the number of pulses per unit time input from an encoder (not shown) provided on the output rotational shaft of the rotor.
  • the controller 19 can measure the rotational speed of the rotor based on, for example, the on / off time length of the above-mentioned rotor detection element or the length of one on / off cycle.
  • the controller 19 calculates the duty ratio command value DR inst based on the difference (step S3).
  • the controller 19 increases the currently set duty ratio DR to calculate the duty ratio command value DR inst .
  • the duty ratio DR currently set is decreased to calculate the duty ratio command value DR inst .
  • the power command value to be output to the three-phase brushless motor M may be set by the user.
  • the power command value output to the three-phase brushless motor M will be referred to as target power.
  • the controller 19 may calculate the difference between the target power and the actual measurement value of the power actually input to the three-phase brushless motor M.
  • the power input to the three-phase brushless motor M is detected by, for example, a current value obtained by providing a detection mechanism (not shown) for the current flowing from the rectifier circuit 15 to the switching circuit 17 and the measurement unit 191 Can be calculated by the controller 19 multiplying the voltage of the smoothing capacitor SC.
  • the above current detection mechanism can be realized, for example, by providing a resistor for current detection in a path from the switching elements SW4 to SW6 to the lower end of the drawing of the smoothing capacitor SC.
  • the controller 19 can measure the current flowing to the switching circuit 17 based on the measured value of the difference in voltage across the resistor.
  • the controller 19 increases the currently set duty ratio DR.
  • the duty ratio command value DR inst is calculated.
  • the duty ratio DR currently set is decreased to calculate the duty ratio command value DR inst .
  • the controller 19 calculates the duty ratio DR, which fluctuates according to the voltage fluctuation of the smoothing capacitor SC, using the duty ratio command value DR inst (step S4).
  • the controller 19 reads out from the storage area the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in the past which was measured in step S1 and which is a predetermined time ago, and based on the reciprocal of the absolute value of the voltage measurement value.
  • the duty ratio DR to be set is calculated by correcting the ratio command value DR inst .
  • the controller 19 calculates the duty ratio DR (t) to be set at the current time t, for example, by the following equation.
  • DR (t) ⁇ (A * V ave ) / V (t-t ') ⁇ * DR inst (t) + (1-A) * DR inst (t) (A: 1 or less positive constant, V ave : Average value of voltage of smoothing capacitor SC, V (t-t '): voltage measured value of smoothing capacitor SC past time t', DR inst (t): duty ratio command value at time t)
  • the value of the positive constant A not more than 1 included in the equation for calculating the duty ratio DR (t) at the time t can be appropriately determined according to the magnitude of the ripple voltage included in the rectified output Vout .
  • the average voltage V ave of the voltage of the smoothing capacitor SC can be calculated, for example, by averaging the voltage measurement values of the smoothing capacitor SC.
  • the voltage measurement value of the past smoothing capacitor SC used in the above equation is, for example, the voltage measurement value stored in the storage area when the voltage measurement value is measured at predetermined time intervals.
  • voltage measurement values may be taken a predetermined number of times before the current voltage measurement value.
  • the controller 19 calculates the time of the on state and the off state of the switching circuit 17 in the switching cycle T sw based on the calculated duty ratio (step S5).
  • the controller 19 calculates, for example, the time for which the switching circuit 17 is in the on state to be T sw * DR (T sw : switching cycle, DR: calculated duty ratio), and the time for the off state to be T sw * (1 It can be calculated as -DR).
  • the controller 19 outputs an on signal for turning on the switching circuit 17 within the switching period T sw for a time of T sw * DR and an off signal for turning off.
  • To be output for a time of T sw * (1 ⁇ DR) is repeatedly executed during the power supply period T ps (step S6).
  • the on / off state of the rotor detection element can be confirmed and it can be determined according to the time chart as shown in FIG. 6 to which of the switching elements SW1 to SW3 the above signals are output.
  • the controller 19 adjusts the length to maintain the on state and the length to maintain the off state according to the set duty ratio DR, and the on state of the switching circuit 17 and Control switching to the off state can be controlled.
  • step S7 determines that the control of the drive device 100 is to be ended.
  • steps S1 to S6 are repeatedly executed. That is, control of the drive device 100 is continued.
  • the controller 19 stops the control of the drive device 100 after performing appropriate end sequence control as necessary.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the variation of the duty ratio set by the drive device.
  • FIG. 8 shows the rectified output V out a dotted line.
  • the duty ratio DR set at each time is indicated by a white triangle and a solid line.
  • FIG. 8 shows the set value of the duty ratio corresponding to approximately one cycle of the fluctuation of the rectified output V out, and the change of the set value of the duty ratio shown in FIG. 8 continues during the operation of the drive device 100. .
  • the duty ratio DR calculated as described above is larger than the first duty ratio DR1 and the first duty ratio DR1 so as to correspond to the periodic voltage fluctuation of the rectified output V out. It periodically fluctuates with the second duty ratio DR2.
  • the magnitudes of the first duty ratio DR1 and the second duty ratio DR2 can be determined, for example, by the constant A in the above equation for calculating the duty ratio.
  • the second duty ratio DR2 may be the maximum duty ratio that can be set by the power supply device 1.
  • the variation of the duty ratio DR is in the opposite direction to the voltage variation of the rectified output Vout. This is because, in the present embodiment, the duty ratio DR is calculated based on the reciprocal of the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC.
  • the periodic fluctuation of the duty ratio DR deviates from the periodic fluctuation of the rectified output V out by a predetermined time. Specifically, the timing t2 at which the duty ratio DR becomes the second duty ratio DR2 is delayed by a time t 'from the timing t1 at which the rectified output V out becomes the minimum value V rmin in FIG.
  • the timing t4 at which the duty ratio DR becomes the first duty ratio DR1 is also delayed by a time t 'from the timing t3 at which the rectified output V out becomes the maximum value V rmax .
  • the delay width (time t ′) for the fluctuation of the rectified output V out of the fluctuation of the duty ratio DR can be determined, for example, by V (t ⁇ t ′) in the above equation for calculating the duty ratio DR. That is, it can be determined based on how much of the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC is used to calculate the duty ratio DR using the past voltage measurement value.
  • the rectified output V out fluctuates in response to the frequency of the ac input V in . Specifically, for example, the greater the frequency of the AC input V in, the period of variation of the rectified output V out is shortened. Therefore, the controller 19 may determine the time t ′ which is a specific deviation between the fluctuation of the duty ratio DR and the fluctuation of the rectified output V out based on the AC cycle of the AC input V in .
  • the controller 19 measures the time closer to the present than the past voltage measurement value of the smoothing capacitor SC selected before the AC cycle becomes smaller.
  • the voltage measurement value is selected to calculate the duty ratio DR. That is, the time t 'in the above equation is reduced.
  • the timing at which the duty ratio DR becomes the second duty ratio DR2 deviates from the timing at which the voltage of the rectified output V out becomes the local minimum value V rmin by a predetermined time t ′, as shown in FIG.
  • the timing at which the second duty ratio DR2 is achieved is included in a period in which the voltage of the rectified output V out rises from the local minimum value V rmin to the local maximum value V rmax .
  • the duty ratio DR is large within the period It can maintain the state.
  • the timing at which the duty ratio DR becomes the second duty ratio DR2 falls within a period in which the voltage of the rectified output V out rises from the local minimum value V rmin to the local maximum value V rmax , ie, the input capacitor is generated. Voltage is included in the period until the maximum value V rmax is achieved , whereby more power can be supplied from the rectifier circuit 15 to the load LO by increasing the duty ratio during the charging period of the smoothing capacitor SC. .
  • the duty ratio DR is It is considered to be a relatively small set value.
  • the reduction of the voltage of the rectified output V out in the above period means that the power is supplied to the load LO by the discharge of the smoothing capacitor SC. Therefore, by setting the duty ratio DR to a small setting value in a period in which the voltage of the rectified output Vout decreases, the amount of power supplied to the load LO in the period can be suppressed, and the amount of discharge of the smoothing capacitor SC can be suppressed.
  • the smoothing capacitor SC By thus suppressing the discharge amount and the charge amount of the smoothing capacitor SC, it is possible to suppress the outflow and inflow of the current of the smoothing capacitor SC, and to suppress the deterioration over time of the smoothing capacitor SC.
  • an electrolytic capacitor When an electrolytic capacitor is used as the smoothing capacitor SC, the life of the electrolytic capacitor is greatly affected by temperature, but the electrolytic capacitor has a relatively large internal resistance. Therefore, if the current flowing into and out of the smoothing capacitor SC, that is, the so-called ripple current is large, heat generation in the smoothing capacitor SC is caused, and the life is shortened.
  • the load LO has a large moment of inertia as the rotor of the three-phase brushless motor M, in particular.
  • the pulsation of the drive of the load LO hardly occurs, and the load LO can be stably driven according to the average value of the given amount of power.
  • the drive device is set by setting various delay widths (time t ′) of the timing when the duty ratio DR becomes the second duty ratio DR2 with respect to the timing when the voltage of the smoothing capacitor SC becomes the minimum value Vrmin.
  • the load current flowing in the U phase of the three-phase brushless motor when 100 was operated was measured.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC increases in the period from the minimum value V rmin to the maximum value V rmax .
  • a large current flows in the U phase of the three-phase brushless motor. That is, by delaying the variation of the duty ratio with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC, the current can be more positively supplied to the U phase of the three-phase brushless motor while the smoothing capacitor SC is charging. .
  • smoothing capacitor SC By delaying the variation of the duty ratio DR with respect to the variation of the voltage V, a smaller current flows in the U phase of the three-phase brushless motor as compared with the case without the delay. That is, by delaying the variation of the duty ratio with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC, the current flowing to the U phase of the three-phase brushless motor can be suppressed while the smoothing capacitor SC is discharging.
  • the time t 'for delaying the variation of the duty ratio DR with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC is 0 (no delay), t1', t2 ', t3', t4 '(t1). It was set as ' ⁇ t2' ⁇ t3' ⁇ t4').
  • the ripple voltage is the difference between the maximum value V rmax of the rectified output V out and the minimum value V rmin .
  • the ripple current is the RMS (Root Mean Square) value of the current flowing into and out of the smoothing capacitor SC.
  • the ripple voltage can be reduced, and the rectified output V out having a smaller voltage ripple ratio can be output.
  • the ripple voltage and the ripple current decrease as the length of time t ′ for delaying the variation of the duty ratio DR with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC increases. .
  • the ripple current it is possible to suppress deterioration of the smoothing capacitor SC and improve the circuit reliability, or to obtain an effect of suppressing cost by using a capacitor having a smaller capacity as the smoothing capacitor SC. .
  • the time t ′ for delaying the variation of the duty ratio DR with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC is not excessively large.
  • the timing t2 at which the duty ratio DR becomes the second duty ratio DR2 is the timing at which the voltage of the smoothing capacitor SC becomes the maximum value V rmax Suppose that it is time near t3.
  • the time t 'for delaying the variation of the duty ratio DR with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC is t5'.
  • the duty ratio DR which is a ratio of the time during which the switching circuit 17 is in the on state to the switching period T sw , is within the charging period of the smoothing capacitor SC, that is, smoothed.
  • the start timing of the power supply period T ps which is a period for supplying power to the load LO, is used for efficient driving of the motor.
  • a so-called lead angle control is performed to adjust.
  • the phase of the current supplied to the stator which is an electromagnet
  • the phase of the current flowing through the electromagnet of the stator is delayed with respect to the phase of the voltage applied to the coil of the stator, mainly due to the inductance component of the coil of the stator.
  • the delay is particularly noticeable when the current supplied to the coils of the stator is increased and / or the period of the current is shortened in order to rotate the rotor at high speed.
  • the start timing of the power supply period T ps that is, the timing to start the output of the voltage of the rectified output V out , as shown in FIG. Also before.
  • the supply of the current to the coils of the stator can be started at the timing when the rotor is detected by the rotor detection element or at the timing near the time.
  • advance angle ⁇ the magnitude when the start timing of the power supply period T ps is shifted forward in time.
  • advance angle ⁇ the advance angle ⁇ is 0 means that the start timing of the power supply period T ps coincides with the timing at which the rotor is detected by the rotor detection element.
  • the three-phase brushless motor M which is a load LO, further charges the smoothing capacitor SC within a charging period of the smoothing capacitor SC, ie, within a period in which the voltage of the smoothing capacitor SC rises from the minimum value V rmin to the maximum value V rmax.
  • the start timing of the power supply period T ps is set to be earlier than the timing adjusted to rotate the rotor efficiently in the period. . That is, the advance angle ⁇ in the period is made larger than the advance angle ⁇ for efficiently rotating the rotor.
  • the advance angle ⁇ may be set to 0 if there is no significant influence on the rotational efficiency of the rotor even if it is out of phase with the phase.
  • the second embodiment differs from the first embodiment only in the method of positively supplying power (current) to the load LO within the charging period of the smoothing capacitor SC, the configuration of the drive device 100, and the function of each component. Are the same as the drive device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a control method of the drive device in the second embodiment.
  • the controller 19 sets the rotational speed command value of the three-phase brushless motor M set by the user using the controller 19 or set by an external device, and the rotor of the current actual three-phase brushless motor M.
  • the difference between the rotation speed of and the rotation speed of the rotation speed is calculated (step S2 ').
  • the command value of the rotational speed of the three-phase brushless motor M will be referred to as a target rotational speed.
  • the controller 19 calculates the command value DR inst of the duty ratio based on the difference (step S3 ').
  • the controller 19 increases the command value DR inst of the currently set duty ratio to set a new command value DR for the duty ratio. Calculate inst .
  • the command value DR inst of the duty ratio currently set is decreased to calculate a new command value DR inst of the duty ratio.
  • the target power may be set by the user in the above step S2 '.
  • the controller 19 may calculate the difference between the target power and the actual measurement value of the power actually input to the three-phase brushless motor M.
  • the controller 19 increases the currently set duty ratio DR in step S3 ′ described above.
  • the duty command value DR inst is calculated.
  • the duty ratio DR currently set is decreased to calculate the command value DR inst of the duty.
  • the controller 19 calculates the lead angle ⁇ which fluctuates according to the voltage fluctuation of the smoothing capacitor SC (step S4 '). Specifically, in the present embodiment, the advance angle ⁇ is calculated according to the flowchart shown in FIG. 14, for example.
  • the controller 19 calculates an advance angle for efficiently rotating the rotor of the three-phase brushless motor M (step S41 ').
  • the advance for rotating the rotor of the three-phase brushless motor M efficiently will be referred to as basic advance angle [delta] b.
  • the basic advance angle ⁇ b is calculated based on the measured value of the rotational speed of the rotor measured when calculating the command value DR inst of the duty ratio.
  • the controller 19 refers to a table in which the rotational speed of the rotor and the basic advance angle ⁇ b optimum for the rotational speed of the rotor are associated with each other.
  • the basic advance angle ⁇ is obtained based on the actual value of the rotational speed of the rotor by searching which basic advance angle ⁇ b corresponds to the actual measurement value of the rotational speed of b can be calculated.
  • the controller 19 substitutes the actual measurement value of the rotational speed of the rotor into, for example, a mathematical expression representing the basic advance angle ⁇ b as a function of the rotational speed of the rotor, based on the actual value of the rotational speed of the rotor.
  • the basic advance angle ⁇ b can be calculated.
  • the controller 19 determines when to calculate the advance [delta] to be set this time, whether or not to correct the basic advance angle [delta] b newly calculated. Specifically, the controller 19 reads the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in the past before the predetermined time from the storage area, and whether the voltage measurement value is smaller than the average voltage V ave of the voltage of the smoothing capacitor SC It determines (step S42 ').
  • step S41 ′ When the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in the past before the predetermined time is equal to or higher than the average voltage V ave of the voltage of the smoothing capacitor SC (“No” in step S42 ′), the controller 19 performs step S41 ′. the calculated basic advance angle [delta] b, and the current set advance to be [delta] (step S43 ').
  • step S42 ' when the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC in the past before the predetermined time is smaller than the average voltage V ave of the voltage of the smoothing capacitor SC ("Yes" in step S42 '), the controller 19 performs step S41'. the basic advance angle [delta] b calculated in, corrected based on the inverse of the voltage measurement value of the predetermined time before the last of the smoothing capacitor SC, basic advance angle and advance angle [delta] to be set this time corrected ( Step S44 ').
  • the controller 19 calculates the advance angle ⁇ ( ⁇ (t)) to be set this time using the following equation.
  • ⁇ (t) ⁇ b (t) * ⁇ B * V ave / V (t-t ')-C ⁇ (B, C: positive constant (where B ⁇ C + 1), V ave : smoothing capacitor SC Average value of voltage (voltage of rectified output V out ), V (t-t '): voltage measurement value of smoothing capacitor SC past by time t', ⁇ b (t): basic advance angle at time t.)
  • the values of the above positive constants B and C can be appropriately determined according to the magnitude of the ripple voltage included in the rectified output Vout if the above conditions, for example, B ⁇ C + 1 are satisfied.
  • the voltage measurement value of the past smoothing capacitor SC used in the above equation is, for example, the voltage measurement value stored in the storage area when the voltage measurement value is measured at predetermined time intervals.
  • voltage measurement values may be taken a predetermined number of times before the current voltage measurement value.
  • the controller 19 After calculating the advance angle ⁇ to be set as described above, the controller 19 determines the start timing of the power supply period T ps based on the calculated advance angle ⁇ , and determines the power supply period T at the determined start timing. Start ps (step S5 ').
  • the controller 19 is first executed within the power supply period T ps based on the command value DR inst of the duty ratio calculated in the above steps S1 ′ to S3 ′. The on-state and off-state times of the switching operation are calculated.
  • the controller 19 calculates, for example, the time for which the switching circuit 17 is in the on state to be T sw * DR inst using the switching cycle T sw , and the time for the off state to be T sw * (1-DR inst ). it can.
  • the controller 19 determines, based on the calculated advance angle ⁇ , specifically at which timing to start the power supply period T ps .
  • specific timing can be calculated as follows. In the following description, the output of the rotor detection element of the other phase rises or falls from the timing when the output of the rotor detection element of one phase rises or falls and the detection result is changed. The time until the detection result changes is counted.
  • the shortest time from the timing at which the detection result of the rotor detection element of one phase changes to the timing at which the detection result of the rotor detection element of the other phase changes is constant at T / 6. It is.
  • the phase of the rotor changes by a fixed ⁇ / 3 after the detection result of the rotor detection element of one phase changes until the detection result of the rotor detection elements of the other phase changes.
  • the time of the rotor phase is changed by [pi / 3 is defined as T a.
  • the controller 19 when determining the start timing of the power supply period T ps of the switching element SW1, the controller 19 starts counting the above time after the signal of the rotor detection element of V phase is turned off, The power supply period T ps of the switching element SW1 is started at the timing when the time is counted as ⁇ 1 ⁇ / ( ⁇ / 3) ⁇ * T a .
  • the controller 19 starts the power supply period T ps of the switching element SW1 at the timing when the phase of the rotor changes by ⁇ / 3 ⁇ after the signal of the V-phase rotor detection element is turned off.
  • the start timing of the power supply period T ps of the other phase can also be calculated in the same manner as described above.
  • the time T a during which the rotor phase changes by ⁇ / 3 changes with the rotational speed of the rotor. Therefore, when the controller 19 determines the start timing of the power supply period T ps of the switching element SW1, for example, immediately before the start timing is determined, the signal of the W-phase rotor detection element is turned on. The time until the signal of the V-phase rotor detection element is turned off is counted in advance as a time Ta.
  • the controller 19 starts the power supply period T ps at the start timing determined as described above in any of the switching elements SW 1 to SW 3, and during the power supply period T ps , the switching period T sw
  • the on signal for turning on the switching circuit 17 is output by T sw * DR inst
  • the off signal to be turned off is repeatedly output by T sw * (1-DR inst ).
  • step S5 the controller 19 can start switching between the on state and the off state of the switching circuit 17 at the set start timing, and continue the switching in the power supply period. .
  • Steps S1 'to S5' are repeatedly performed. That is, control of the drive device 100 is continued.
  • the controller 19 stops the control of the drive device 100.
  • the advance angle ⁇ set by the controller 19 changes, for example, as shown in FIG. In FIG. 15, the rectified output V out is indicated by a dotted line.
  • the advance angle ⁇ set at each time is indicated by a white triangle and a solid line.
  • the advance angle ⁇ calculated as described above corresponds to the first advance angle ⁇ 1 (an example of the first timing) and the first advance angle ⁇ 1 so as to correspond to the periodic voltage fluctuation of the rectified output V out . It periodically fluctuates with a second advance angle ⁇ 2 (an example of a second timing) which is larger than the first advance angle ⁇ 1.
  • first advance ⁇ 1 is equal to the basic advance angle [delta] b.
  • the second advance angle ⁇ 2 may be the maximum value of the advance angle that can be set by the drive device 100.
  • the variation of the advance angle ⁇ is in the opposite direction to the voltage variation of the rectified output V out .
  • the advance angle ⁇ is calculated based on the reciprocal of the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC.
  • the periodic fluctuation of the advance angle ⁇ is deviated by a predetermined time from the periodic fluctuation of the rectified output V out .
  • the timing t2 '' at which the advance angle ⁇ becomes the second advance angle ⁇ 2 is delayed by a time t 'from the timing t1''at which the rectified output V out becomes the minimum value V rmin in FIG.
  • the delay width of the fluctuation of the lead angle ⁇ with respect to the fluctuation of the rectified output V out can be determined, for example, by V (t ⁇ t ′) in the above equation for calculating the lead angle ⁇ . That is, it can be determined based on how much of the voltage measurement value of the smoothing capacitor SC (voltage of the rectified output V out ) measurement value is used in the past.
  • the controller 19 determines the time t ′, which is a specific deviation between the change of the advance angle ⁇ and the change of the rectified output V out , based on the AC cycle of the AC input V in. You may decide. Accordingly, even after changing the AC cycle of the AC input V in, you can maintain the deviation of the variation in advance ⁇ with respect to the variation of the rectified output V out to the optimum value.
  • the timing at which the advance angle ⁇ calculated as described above becomes the second advance angle ⁇ 2 is that the voltage of the rectified output V out rises from the minimum value V rmin to the maximum value V rmax Included in the period.
  • the start timing of the power supply period T ps is earlier than the timing when the rotation angle of the rotor becomes a predetermined angle, and more power and current from the rectifier circuit 15 Can be supplied to the three-phase brushless motor M.
  • the advance angle ⁇ is substantially constant at the first advance angle ⁇ 1, ie, the basic advance angle ⁇ b . It has become. Thereby, the discharge amount of the smoothing capacitor SC can be suppressed while maintaining high the rotation efficiency of the rotor of the three-phase brushless motor M during the discharging period of the smoothing capacitor SC.
  • FIG. 16 shows the result of measuring the load current flowing in the U phase of the three-phase brushless motor M in the case where it is varied but not delayed.
  • the plot indicated by a dotted line shows the absolute value of the load current when the advance angle ⁇ is not varied, and the plot indicated by a solid line varies the advance angle ⁇ but does not delay the variation. Indicates the absolute value of the load current in the case.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC has the maximum value V rmax as compared with the case where the advancing angle ⁇ is not changed. In the vicinity of time t3 ′ ′, the load current can be suppressed.
  • a plot indicated by a dotted line shows an absolute value of the load current when the variation of the advance angle ⁇ is not delayed by a predetermined time with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC.
  • the illustrated plot shows the absolute value of the load current when the variation of the lead angle ⁇ is delayed with respect to the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC by a predetermined time.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC increases in the period from the minimum value V rmin to the maximum value V rmax .
  • a larger load current is flowing as compared to the case without delay. That is, by delaying the advance angle ⁇ , current can be more positively supplied to the load LO during the charging period of the smoothing capacitor SC.
  • the time t ′ for delaying the fluctuation of the lead angle ⁇ with respect to the fluctuation of the voltage of the smoothing capacitor SC is 0, t1 ′ ′ ′, t2 ′ ′ ′, t3 ′ ′ ′ (t1 ′ ′ ′ ⁇ t2 '' ' ⁇ T3' '').
  • the ripple current is the RMS value of the current flowing into and out of the smoothing capacitor SC. Furthermore, as a reference, the magnitude of the ripple current when the advance angle ⁇ is not varied is indicated by a dashed dotted line.
  • the amount of current flowing into and out of the smoothing capacitor SC can be reduced. Thereby, the heat generation inside the smoothing capacitor SC can be suppressed, and the reliability can be improved. Alternatively, since the capacity of the smoothing capacitor SC can be made smaller, the cost can be suppressed.
  • the maximum value of the absolute value of the load current can be suppressed by changing the advance angle ⁇ , as compared with the case where the advance angle ⁇ does not change.
  • the maximum value of the load current tends to increase when the delay time for the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC for the variation of the lead angle ⁇ exceeds a predetermined time t2 '' '.
  • the current to the three-phase brushless motor M is excessive by varying the advance angle ⁇ and setting the delay time for the variation of the voltage of the smoothing capacitor SC within the variation of the advance angle ⁇ within a predetermined range. It can be seen that the amount of current flowing into and out of the smoothing capacitor SC can be reduced while suppressing that
  • controller 19 sets the second duty ratio at which duty ratio DR is the maximum value of fluctuation within the period from the generation of the input current input to smoothing capacitor SC to the time when the voltage of smoothing capacitor SC becomes maximum value Vrmax.
  • the duty ratio DR may include at least the period in which the period of time is included, and the angle of advance ⁇ may include at least the period in which the angle of advance ⁇ is the second advance angle ⁇ 2 that is the maximum value of fluctuation.
  • the controller 19 delays only the duty ratio DR with respect to the fluctuation of the voltage of the smoothing capacitor SC or delays only the lead angle ⁇ , or the duty ratio DR and the lead angle ⁇ It may be switched whether to delay both.
  • the controller 19 may change the degree of the effect of delaying the duty ratio DR with respect to the fluctuation of the voltage of the smoothing capacitor SC and the degree of the effect of delaying the advance angle ⁇ according to a predetermined condition.
  • changing the degree of effect can be achieved by changing the values of the constants A, B, and C of the above-described formulas for calculating the duty ratio DR and the advance angle ⁇ in accordance with predetermined conditions.
  • the duty ratio DR and the advance angle ⁇ are calculated based on the past measured value of the voltage of the smoothing capacitor SC a predetermined time before.
  • the duty ratio DR and the advance angle ⁇ can be calculated based on other parameters as well.
  • the controller 19 causes the periodically varying the duty ratio DR and / or advance ⁇ in triangular waveform, the timing triangular duty ratio DR and / or to advance ⁇ is the maximum value, the rectified output V out
  • the timing may be delayed from the timing at which the absolute value of the voltage is minimum.
  • the controller 19 changes the timing at which the voltage of the smoothing capacitor SC becomes the timing at which the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ which are periodically varied in a triangular wave shape become maximum values.
  • the timing may be the timing t ave at which the average voltage V ave is obtained, or the timing may be slightly delayed from the timing t ave .
  • the rate of increase and / or decrease of the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ with respect to the passage of time in the fluctuation of the triangular duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ can be appropriately adjusted according to predetermined conditions.
  • the duration in which the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ is the first duty ratio DR1 and / or the first advance angle ⁇ 1 is continued for a predetermined length.
  • the absolute value of the voltage of the rectifier output V out is, from when the first voltage V1 which is set in the vicinity of the minimum value V rmin of the absolute value of the voltage of the rectified output voltage of the rectifier output Vout
  • the duty ratio and / or the lead angle ⁇ are set to the second duty ratio DR2 and / or the second lead angle ⁇ 2 until the second voltage V2 set in the vicinity of the maximum value V rmax of the absolute value of It is also good.
  • the controller 19 sets a timing t11 at which the voltage of the smoothing capacitor SC becomes the first voltage V1 during a period in which the voltage of the smoothing capacitor SC is decreasing;
  • the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ may be set to the first duty ratio DR1 and / or the first advance angle ⁇ 1 during the period other than ⁇ 2.
  • the controller 19 causes the voltage of the smoothing capacitor SC to become the first voltage V1 during a period in which the voltage of the smoothing capacitor SC is increasing, and the voltage of the smoothing capacitor SC
  • the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ is set to the second duty ratio DR2 and / or the second advance angle ⁇ 2 during the period t12 when the voltage of the smoothing capacitor SC becomes the second voltage V2 in the increasing period.
  • the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ may be set to the first duty ratio DR1 and / or the first advance angle ⁇ 1.
  • the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ is the second duty ratio DR2 and / or the second advance angle ⁇ 2 in a period in which the absolute value of the voltage of the rectified output Vout increases. It becomes.
  • the duty ratio DR and / or the advance angle ⁇ which become the second duty ratio DR2 and / or the second advance angle ⁇ 2 in a period in which the absolute value of the voltage of the rectified output Vout rises is, for example, the voltage of the smoothing capacitor SC.
  • the duty ratio DR and / or the lead angle ⁇ is set to the second duty ratio DR2 and / or the second lead angle ⁇ 2 It can also be calculated by
  • the controller 19 generates the input current to be input to the smoothing capacitor SC until the voltage of the smoothing capacitor SC reaches the maximum value V rmax .
  • the duty ratio DR and / or the lead angle ⁇ can be calculated such that the duty ratio DR and / or the lead angle ⁇ includes at least a part of the period in which the second duty ratio DR2 and / or the second lead angle ⁇ 2 is achieved.
  • T sw may be varied between a first period T1 sw and a second period T2 sw which is larger than the first period T1 sw .
  • the controller 19 determines that the switching period T sw has a second period within a period from when the input current input to the smoothing capacitor SC is generated to when the voltage of the smoothing capacitor SC reaches the maximum value V rmax.
  • the switching period T sw may be set to include at least a part of the period.
  • the variation of the switching period T sw can be realized in the same manner as the variation of the duty ratio DR and the advance angle ⁇ described above.
  • the controller 19 switches the switching circuit 17 between the on state and the off state at the switching period T sw set as described above, thereby switching the switching period T sw to the first period T 1 sw .
  • the switching operation of the switching circuit 17 can be performed by varying between the second cycle T2 sw which is larger than one cycle T1 sw and the second cycle T2 sw .
  • the controller 19 generates an input current to be input to the smoothing capacitor SC based on the voltage value and / or phase of the alternating current input V in until a voltage of the smoothing capacitor SC reaches the maximum value V rmax. May be detected.
  • Input current for charging the smoothing capacitor SC is, the absolute value of the voltage of the AC input V in is generated to be larger than the voltage of the smoothing capacitor SC.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC rises slightly later than that due to the influence of the inductor component in the circuit.
  • the absolute value of the voltage of the AC input V in After the absolute value of the voltage of the AC input V in reaches the maximum value (the phase of the AC input V in becomes (2n + 1) ⁇ / 2 (n: integer)), the absolute value of the voltage of the AC input V in decreases and smoothes
  • the input current starts to decrease near the timing when it becomes smaller than the voltage of the capacitor SC, and the input current finally becomes zero.
  • the voltage of the smoothing capacitor SC starts to decrease slightly before the input current starts to decrease.
  • the controller 19 taking into account the factors that voltage generation and reduction of the timing and the smoothing capacitor SC of the input current is generated a deviation between the timing of rising and falling, voltage values and / or phase of the AC input V in The period from the generation of the input current to be input to the smoothing capacitor SC to the time when the voltage of the smoothing capacitor SC reaches the maximum value V rmax can be detected.
  • Factors that generate a difference between the timing of generation and reduction of the input current and the timing of rise and fall of the voltage of the smoothing capacitor SC include, for example, the inductor component in the circuit, the power to the load LO, or the smoothing capacitor SC Such as the ripple voltage of
  • the present invention is not limited to this, and the controller 19 may adjust the start timing by increasing or decreasing the power supply period Tps. Adjusting the start timing by increasing or decreasing the power supply period Tps may be referred to as conduction angle modulation.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased. Can.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased.
  • the start timing is moved forward in time, that is, the advance angle ⁇ is increased.
  • the advance angle ⁇ is increased.
  • the start timing is moved forward in time, and at the same time the end timing is Can be moved later.
  • the start timing is moved later in time, and at the same time the end timing is timed. You can move forward.
  • the switching elements SW1 to SW3 of the switching circuit 17 which is an inverter are PWM controlled.
  • the switching elements SW4 to SW6 repeat the low speed switching operation in which ON is continued by T / 3 and OFF is continued by 2T / 3.
  • the present invention is not limited to this, and the switching elements SW4 to SW6 are subjected to PWM control, while the switching elements SW1 to SW3 are switched at low speed as in the switching elements SW4 to SW6 in the first and second embodiments. It is also good.
  • a power factor correction circuit comprising an inductor element L and a smoothing capacitor SC, that is, a so-called passive PFC (Power Factor Correction) circuit, is used to improve the power factor of input current.
  • a power factor correction circuit constituted by a switching circuit such as a chopper circuit, a so-called active PFC circuit may be used. In this case, a higher power factor can be obtained, the ripple current generated with the alternating current cycle can be suppressed, and merits such as suppression of deterioration of the electrolytic capacitor or cost reduction due to reduction in capacity can be obtained.

Abstract

【課題】駆動装置の電源装置に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制する。【解決手段】駆動装置１００は、出力部１３と、入力部１１と、整流回路１５と、スイッチング回路１７と、コントローラ１９と、を備える。入力部１１は交流入力Ｖinを入力する。整流回路１５は、平滑コンデンサＳＣを有し、交流入力Ｖinを整流出力Ｖoutに変換する。スイッチング回路１７は、入力インピーダンスが低いオン状態と、入力インピーダンスがオン状態よりも高いオフ状態と、を切り替える。コントローラ１９は、スイッチング回路１７をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングが第１タイミングよりも早い第２タイミングとなる期間の少なくとも一部を含むよう、開始タイミングを設定する。

Description

駆動装置、制御方法、及びプログラム
本発明は、モータを備える駆動装置、当該駆動装置の制御方法、及び当該制御方法をコンピュータに実行させるプログラムに関する。
従来、交流入力を直流出力に変換し（必要に応じて、直流出力をさらに交流出力に変換し）モータに出力する駆動装置が知られている。例えば、特許文献１には、交流入力を整流する整流回路と、所定の周期にてオン状態とオフ状態とが切り替わる複数のスイッチング素子を含み、当該スイッチング素子のそれぞれのオン状態とオフ状態の切り替えを開始するタイミング等を調整して、モータに交流出力を供給するインバータと、を備えるモータ駆動装置が開示されている。また、このモータ駆動装置の整流回路とインバータとの間には、整流回路にて整流された出力を平滑化するコンデンサ（平滑コンデンサと呼ばれる）が備わっている。
特開平１１－１７９５５９号公報
上記の駆動装置において、例えば、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されず平滑コンデンサを充電できないときには、平滑コンデンサが放電することにより、直流出力の電圧が低下する。一方、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されるときには、平滑コンデンサが充電される。これにより、放電により低下していた直流出力の電圧を再度上昇できる。　
すなわち、上記の駆動装置では、平滑コンデンサが放電と充電とを周期的に繰り返すことで、直流出力の電圧（の平均値）を一定とできる。　
その一方、駆動装置が作動中に平滑コンデンサが放電と充電とを繰り返すことは、平滑コンデンサには駆動装置の作動中に常に電流が流れていることを意味する。この結果、平滑コンデンサは駆動装置を使用する毎に劣化し、当該平滑コンデンサの劣化が駆動装置の寿命を短くする要因となっていた。　
本発明は、駆動装置の整流回路に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制することを目的とする。
本願の例示的な一実施形態の駆動装置は、出力部と、入力部と、整流回路と、スイッチング回路と、コントローラと、を備える。出力部は、モータを接続する。入力部は、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する。整流回路は、入力部から入力した交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する。スイッチング回路は、平滑コンデンサを接続し、平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を交流入力の所定の周期よりも短いスイッチング周期にて電力供給期間において切り替える。　
コントローラは、電力供給期間の開始タイミングを、モータの回転角度が所定の角度となるタイミング又は当該タイミングよりも早い第１タイミングと第１タイミングよりもさらに早い第２タイミングとの間で整流出力の変動に従って変動させつつ、スイッチング回路をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に、開始タイミングが第２タイミングとなる期間の少なくとも一部を含むよう、開始タイミングを設定する。
本願の例示的な一実施形態の駆動装置では、オン状態とオフ状態とをスイッチング周期にて切り替える動作を開始するタイミングを、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサの電圧が極大となるまで、すなわち、平滑コンデンサが充電する期間内においてより早めることで、スイッチング回路のオン状態とオフ状態とを切り替える周期的な動作における、平滑コンデンサの充電による電流量を抑制し、平滑コンデンサの劣化を抑制できる。
図１は、実施の形態１に係る駆動装置の構成を示す図である。 図２は、交流入力の電圧波形の一例を示す図である。 図３Ａは、全波整流を模式的に示す図である。 図３Ｂは、半波整流を模式的に示す図である。 図４は、整流出力の電圧波形の一例を示す図である。 図５は、駆動装置の詳細構成を示す図である。 図６は、スイッチング回路の各スイッチング素子の動作を表すタイムチャートの一例を示す図である。 図７は、実施の形態１における駆動装置（電源装置）の制御方法を示すフローチャートである。 図８は、駆動装置にて設定されるデューティ比の変動の一例を示す図である。 図９は、デューティ比の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図１０は、リプル電圧及びリプル電流のデューティ比の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図１１は、過大な遅延時間を設定したときのデューティ比の変動と負荷電流の一例を示す図である。 図１２は、進角変調を模式的に表すタイムチャートの一例を示す図である。 図１３は、実施の形態２における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。 図１４は、進角の算出方法を示すフローチャートである。 図１５は、駆動装置にて設定される進角の変動の一例を示す図である。 図１６は、進角変調の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図１７は、進角変調の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。 図１８は、リプル電流の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図１９は、負荷電流の最大値の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。 図２０は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その１）を示す図である。 図２１は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その２）を示す図である。 図２２は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その３）を示す図である。
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、本発明の範囲は、以下の実施形態に限定されず、本発明の技術的思想の範囲内で任意に変更可能である。　
以下の説明において「スイッチング素子のオン」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に接続するか、又は低インピーダンス状態とすることを意味する。一方「スイッチング素子のオフ」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に切断するか、又は高インピーダンス状態とすることを意味する。　
（実施の形態１）［１－１．駆動装置の構成］図１は、実施の形態１に係る駆動装置１００の構成を示す図である。駆動装置１００は、電源装置１と、負荷ＬＯと、を有する。電源装置１は、交流電力を所定の電気出力（高周波出力）に変換して負荷ＬＯに出力する。負荷ＬＯは、例えば、モータ、誘導加熱（ＩＨ）装置などである。モータは、例えば、同期モータ、誘導モータなどのブラシレスモータである。負荷ＬＯをモータとして用いた駆動装置１００は、たとえは、掃除機の吸引装置、電動工具の駆動装置、車両の駆動装置、などとして使用できる。負荷ＬＯを誘導加熱装置として用いた駆動装置１００は、例えば、ＩＨ調理器の駆動装置などとして使用できる。　
［１－２．電源装置の全体構成］図１に示すように、電源装置１は、入力部１１と、出力部１３と、整流回路１５と、スイッチング回路１７と、コントローラ１９と、を備える。入力部１１は、交流電源ＰＳを整流回路１５に接続する接続端子である。本実施形態において、交流電源ＰＳは、２つの極を有する単相の交流電源である。交流電源ＰＳは、図２に示すように、電圧が正と負の間で所定の周波数にて正弦波状に変動する交流入力Ｖinを出力する。交流電源ＰＳが商用の電源の場合には、上記の所定の周波数は、例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。　
入力部１１に接続される交流電源ＰＳは、例えば、一般に供給される家庭用又は商用の交流電源、インバータ電源、交流発電機などである。なお、入力部１１は、変圧器（図示せず）を介して交流電源ＰＳを接続してもよい。この場合、入力部１１は、交流電源ＰＳから出力される電圧よりも低い又は高い交流入力Ｖinを入力する。　
出力部１３は、駆動装置１００にて駆動する負荷ＬＯを、スイッチング回路１７に接続する接続端子である。　
整流回路１５は、整流部１５１と、平滑コンデンサＳＣと、を有する。整流部１５１は、入力部１１から入力した交流入力Ｖinを、電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力Ｖoutに変換する回路である。後述するように、整流部１５１は、主に整流素子から構成される。　
後述するように、本実施形態の整流部１５１は、図３Ａに示すような、交流入力Ｖinの正側の電圧を通過させる一方、負側の電圧を正側の電圧に反転して通過させる全波整流回路である。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、正の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。　
他の実施形態において、整流部１５１は、上記とは逆に、交流入力Ｖinの負側の電圧を通過させる一方、正側の電圧を負側に反転して通過させる全波整流回路であってもよい。この場合、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、負の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。　
さらなる他の実施形態において、整流部１５１は、図３Ｂに示すように、交流入力Ｖinの正側の電圧、又は、負側の電圧の一方を通過させる一方、他方を通過させない半波整流回路であってもよい。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期のうちの半周期のみに正又は負の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。　
平滑コンデンサＳＣは、整流出力Ｖoutを「平滑化」するコンデンサである。具体的には、平滑コンデンサＳＣは、例えば、図３Ａに示すような交流入力Ｖinを電圧の正側に整流した電圧出力を、図４に示すような、平均電圧Ｖaveを有し、当該平均電圧Ｖaveの近傍で周期的に変動する整流出力Ｖoutとする。平均電圧Ｖaveの近傍で周期的に変動する電圧は、「リプル電圧」と呼ばれることもある。なお、平滑コンデンサＳＣの電圧は、整流出力Ｖoutに対応する。　
上記の「リプル電圧」は、主に、平滑コンデンサＳＣの充電と放電とが繰り返されることにより生じ、その変動幅は、特に平滑コンデンサＳＣが有する時定数により決まる。従って、平滑コンデンサＳＣとしては、例えば、電解コンデンサなどの容量の大きな（時定数の大きい）コンデンサを用いる。これにより、「リプル電圧」の変動幅を減少し、平均電圧Ｖaveにて電圧がほぼ一定した整流出力Ｖoutを出力できる。　
スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣに並列接続される。スイッチング回路１７は、主に、コントローラ１９によりオンとオフが制御されるスイッチング素子により構成される回路である。スイッチング素子のオンとオフとを制御することで、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を切り替える。　
上記の入力インピーダンスは、スイッチング回路１７と、スイッチング回路１７の出力を接続する出力部１３と、出力部１３に接続された負荷ＬＯと、を含めた平滑コンデンサＳＣからのインピーダンスとして定義する。　
スイッチング回路１７は、交流入力Ｖ
inの交流周期よりも短いスイッチング周期にてオン状態とオフ状態を切り替える。後述するように、本実施形態のスイッチング回路１７は、オン状態とオフ状態の切り替えパターンを適宜調整されることにより、任意の周波数と任意の大きさの電力とを有する交流出力を負荷ＬＯに出力するインバータである。　
他の実施形態において、スイッチング回路１７は、例えば、昇圧チョッパ方式のコンバータ、降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などであってもよい。これらのスイッチング回路１７では、これらの回路に含まれるスイッチング素子のオンとオフのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の周波数により、スイッチング回路１７への入力電力を調整できる。　
コントローラ１９は、電源装置１を制御するシステムである。コントローラ１９は、特にスイッチング回路１７のオン状態とオフ状態の切り替えを制御する。従って、コントローラ１９は例えば、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路とを含んだハードウェアとして構成できる。　
または、コントローラ１９は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどの記憶素子、Ａ／Ｄインターフェース、Ｄ／Ａインターフェースなどを含んだコンピュータシステムであってもよい。この場合、記憶素子などに記憶された、コントローラ１９により実行可能なプログラムが、コントローラ１９にて行われる電源装置１の制御を実現してもよい。　
その他、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路と、を１つのチップ上に形成したＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ　ｏｎ　Ｃｈｉｐ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）などをコントローラ１９として使用できる。　
［１－３．駆動装置の詳細構成］以下、実施の形態１に係る駆動装置１００の詳細構成について、図５を用いて説明する。実施の形態１に係る駆動装置１００は、図５に示すように、三相ブラシレスモータＭを負荷ＬＯとする駆動装置１００である。三相ブラシレスモータＭは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相を有する。　
従って、実施の形態１に係る駆動装置１００において、三相ブラシレスモータＭの各相を接続する３つの端子が、出力部１３を構成する。以下、整流回路１５の整流部１５１と、スイッチング回路１７の詳細構成を説明する。　
［１－３－１．整流部の詳細構成］上記のように実施の形態１において、整流部１５１は全波整流回路である。具体的には、図５に示すように整流部１５１は、４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４と、インダクタ素子Ｌと、を有する。　
４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４は、ブリッジ回路を形成している。具体的には、整流素子Ｄ１は、アノード側を、インダクタ素子Ｌを介して、入力部１１の第１入力端子Ｉ１に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ２は、カソード側を、インダクタ素子Ｌを介して第１入力端子Ｉ１に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。平滑コンデンサＳＣの他端は、整流素子Ｄ１のカソード側が接続する一端とは反対側である。　
整流素子Ｄ３はアノード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ４はカソード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。　
４つの整流素子Ｄ１～Ｄ４により構成される上記ブリッジ回路において、交流入力Ｖinの電圧が正で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が導通状態となり、整流素子Ｄ２とＤ３が非導通状態となる。本実施形態において、交流入力Ｖinの電圧は、第１入力端子Ｉ１の電位が第２入力端子Ｉ２の電位よりも高い場合を正とする。　
その結果、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの上記の一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。　
一方、交流入力Ｖinの電圧が負で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ２と整流素子Ｄ３が導通状態となり、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が非導通状態となる。その結果、平滑コンデンサＳＣの一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。　
整流素子Ｄ１～Ｄ４としては、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードを使用できる。　
インダクタ素子Ｌは、例えば、コイルなどのインダクタンス成分を有する素子である。インダクタ素子Ｌは、一端を第１入力端子Ｉ１に接続し、他端を整流素子Ｄ１のアノード側、または、整流素子Ｄ２のカソード側を接続する。上記のように接続されたインダクタ素子Ｌは、平滑コンデンサＳＣとともにパッシブ型の力率改善回路を形成し、交流電源ＰＳからの入力電流における高調波の発生を抑制する。　
なお、上記の例では、インダクタ素子Ｌは、第１入力端子Ｉ１～整流素子Ｄ１、Ｄ２間に設けられているが、これに限られない。例えば、インダクタ素子Ｌを、第２入力端子Ｉ２～整流素子Ｄ３、Ｄ４間に設けてもよいし、その両方に設置してもよい。また、これら整流素子が、インダクタ素子Ｌに対し、入力部１１側にくるように配置してもよい。　
［１－３－２．スイッチング回路の詳細構成］駆動装置１００の負荷ＬＯは三相ブラシレスモータＭであるので、スイッチング回路１７（モータ制御回路の一例）はインバータ回路である。具体的には、スイッチング回路１７は、６つのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６と、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６に対応して６つの整流素子Ｄ５～Ｄ１０と、を有する。　
スイッチング素子ＳＷ１は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＵ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ１の制御極（ゲート極）は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ１に対応する整流素子Ｄ５は、アノード側の一端をＵ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。　
スイッチング素子ＳＷ２は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＶ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ２の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ２は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ２に対応する整流素子Ｄ６は、アノード側の一端をＶ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。　
スイッチング素子ＳＷ３は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＷ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ３の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ３は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ３に対応する整流素子Ｄ７は、アノード側の一端をＷ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。　
スイッチング素子ＳＷ４は、一端を出力部１３のＵ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ４の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ４は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ４に対応する整流素子Ｄ８は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＵ端子に接続する。　
スイッチング素子ＳＷ５は、一端を出力部１３のＶ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ５の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ５は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ５に対応する整流素子Ｄ９は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＶ端子に接続する。　
スイッチング素子ＳＷ６は、一端を出力部１３のＷ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ６の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ６は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。　スイッチング素子ＳＷ６に対応する整流素子Ｄ１０は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＷ端子に接続する。　
スイッチング回路１７においてはオン状態とオフ状態とが高速に切り替えられるため、スイッチング回路１７に含まれるスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６は、高速なスイッチング動作が可能な素子であることが好ましい。　
従って、本実施形態において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。その他、例えば、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタなどのスイッチング特性を有する半導体素子を使用できる。また、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６として、これら半導体素子を複数組み合わせた構成を用いてもよい。　
整流素子Ｄ５～Ｄ１０は、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードである。その他、整流素子Ｄ５～Ｄ１０は、対応するスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の内部に形成された整流素子であってもよい。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の内部に形成された整流素子は、本体ダイオード、寄生ダイオードなどと呼ばれる。　
これにより、スイッチング回路１７において整流素子Ｄ５～Ｄ１０をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６とは個別の部品とする必要がなくなる。その結果、スイッチング回路１７の部品点数を減少できる。　
上記の構成を有するスイッチング回路１７に対して、コントローラ１９は、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の制御極に各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオン信号とオフ信号とを印加することにより、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンとオフを切り替える。上記のオン信号は、例えば正電圧信号である。一方、上記のオフ信号は、例えばゼロ電圧信号である。　
各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の切り替えのタイミングは、具体的には、例えば、図６に示すようになる。図６に示す例は、１２０度通電方式（後述）において、ハイサイドスイッチであるスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３をＰＷＭ制御する例である。　
以下において、負荷ＬＯとしての三相ブラシレスモータＭは、例えば、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間に配置されたＵ相のロータ検出素子と、Ｕ相巻線とＶ相巻線の間に配置されたＶ相のロータ検出素子と、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間に配置されたＷ相のロータ検出素子と、を有する（いずれも、図示せず）。コントローラ１９は、これらのロータ検出素子の出力信号から、三相ブラシレスモータＭのロータがどの位置に存在するかを検知できる。　上記のロータ検出素子としては、例えば、ロータが有する磁界を検出するホール素子を用いることができる。　
また、図６に示す例では、Ｕ相のロータ検出素子がロータの通過を検出（図６では「Ｕ相」がオン）したタイミング
を時間０とし、ロータの回転周期をＴとする。また、整流出力Ｖoutの電圧は正であるとする。すなわち、平滑コンデンサＳＣのスイッチング素子ＳＷ１に接続された側の電位が、スイッチング素子ＳＷ４に接続された側の電位よりも高いとする。　
時間が０からＴ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＵ相とＶ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＶ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８～Ｕ相～Ｖ相～スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。　
時間がＴ／６から２Ｔ／６（＝Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。これにより、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
これにより、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭのＵ相とＷ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＷ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８～Ｕ相～Ｗ相～スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。　
Ｖ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングであるＴ／３から３Ｔ／６（＝Ｔ／２）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＷ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＷ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９～Ｖ相～Ｗ相～スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。　
時間がＴ／２から４Ｔ／６（＝２Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＵ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＵ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９～Ｖ相～Ｕ相～スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。　
Ｗ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングである２Ｔ／３から５Ｔ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＵ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＵ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０～Ｗ相～Ｕ相～スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。　
時間が５Ｔ／６からＴまでの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。　
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＶ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。　
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＶ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０～Ｗ相～Ｖ相～スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。　
上記のようにスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンとオフとを組み合わせることにより、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低い状態であるオン状態と、当該入力インピーダンスが高い状態であるオフ状態と、を切り替えることができる。　
スイッチング回路１７がオン状態とオフ状態とを切り替えることにより、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭへ整流出力Ｖoutを出力する状態と、三相ブラシレスモータＭへの整流出力Ｖoutの出力を停止する状態と、を切り替えて、三相ブラシレスモータＭのロータを回転させることができる。　
上記の時間０～Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作、時間Ｔ／３～２Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ２のスイッチング動作、及び、時間２Ｔ／３～Ｔの間におけるスイッチング素子ＳＷ３のスイッチング動作において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３がオンとなってからオフに切り替わり再度オンとなるまでの時間を「スイッチング周期Ｔsw」（図６）と呼ぶことにする。　
また、スイッチング動作において、スイッチング周期Ｔswに対するスイッチング素子ＳＷ１がオンとなる時間の長さの割合を「デューティ比ＤＲ」と定義する。さらに、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３においてスイッチング動作が実行される期間を、「電力供給期間Ｔps」と呼ぶことにする。　
上記のように、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３がスイッチング動作を実行する期間、すなわち、電力供給期間Ｔpsは、いずれもＴ／３である。すなわち、電力供給期間Ｔpsは、ロータの回転周期の１／３の時間である。このように、電力供給期間Ｔpsがロータの回転周期の１／３の時間となる通電方式は、一般的には、「１２０度通電方式」と呼ばれる。　
コントローラ１９は、スイッチング回路１７の各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の制御極に、電力供給期間Ｔpsにおいて交流入力Ｖinの交流周期よりも短いスイッチング周期Ｔswにて高速にオン信号とオフ信号が切り替わる信号を入力する。これにより、スイッチング回路１７は、コントローラ１９の制御により、電力供給期間Ｔpsにおいて、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスが高いオフ状態と、をスイッチング周期Ｔswにて高速に切り替えることができる。　
また、コントローラ１９は、所定の条件に基づいてデューティ比ＤＲを決定し、当該決定したデューティ比ＤＲに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３の制御極に入力するオン信号とオフ信号のスイッチング周期Ｔswにおける比率を調整する（ＰＷＭ制御）。　デューティ比ＤＲの具体的な調整方法については、後ほど詳しく説明する。　
スイッチング回路１７においてデューティ比を調整することで、スイッチング周期Ｔswにおける負荷ＬＯへの整流出力Ｖoutの出力時間を調整できる。すなわち、電力供給期間Ｔpsにおける整流出力Ｖoutの出力時間の合計を調整して、電力供給期間Ｔpsにおいて供給される電流及び電圧の平均値を調整できる。　
本実施形態においては、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣと並列接続された測定部１９１を有している。測定部１９１は、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖout）を測定する電圧計である。　
測定部１９１は、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧を分圧する複数の抵抗素子を直列接続した回路として構成される。この場合、コントローラ１９は、コントローラ１９に備わるＡ／Ｄ変換器に、直列接続された複数の抵抗素子の何れかの間を接続する。これにより、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧をモニターできる。　
［１－４．実施の形態１における駆動装置の制御方法］以下、本実施形態に係る駆動装置１００の制御方法について、図７を用いて説明する。図７は、駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１）。　
後述するように、平滑コンデンサＳＣの現在の電圧測定値は、将来のデューティ比ＤＲを算出するために使用される。従って、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値を測定した時間に関連付けて、コントローラ１９の記憶素子の記憶領域に記憶する。　
他の実施形態において、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値が測定を開始してから何番目に測定されたものかを示す番号と関連付けて記憶してもよい。　
次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２）。上記の三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速
度と呼ぶことにする。　
三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度は、例えば、ロータの出力回転軸に設けられたエンコーダ（図示せず）から入力した単位時間あたりのパルス数に基づいて測定できる。または、コントローラ１９は、例えば、上記のロータ検出素子におけるオン又はオフの時間長さ、または、オンとオフの１周期の長さ、に基づいてロータの回転速度を測定できる。　
目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する（ステップＳ３）。　
例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。　
上記のステップＳ２において、三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値がユーザによって設定されもよい。三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値を、目標電力と呼ぶことにする。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。　
三相ブラシレスモータＭに入力されている電力は、例えば、整流回路１５からスイッチング回路１７へと流れる電流の検出機構（図示せず）を設けることにより得られる電流値と、測定部１９１によって検知される平滑コンデンサＳＣの電圧とを、コントローラ１９が乗算することにより算出できる。　
上記の電流の検出機構としては、例えば、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６から平滑コンデンサＳＣの紙面下端に至る経路に、電流検出用の抵抗を設けることにより実現できる。コントローラ１９は、当該抵抗の両端電圧の差の測定値に基づいて、スイッチング回路１７へと流れる電流を測定できる。　
この場合、上記のステップＳ３において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。　
上記のようにしてデューティ比指令値ＤＲinstを算出後、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変動するデューティ比ＤＲを、デューティ比指令値ＤＲinstを用いて算出する（ステップＳ４）。　
本実施形態においては、コントローラ１９は、ステップＳ１において測定した、所定の時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値の絶対値の逆数に基づいて、デューティ比指令値ＤＲinstを補正することで、設定すべきデューティ比ＤＲを算出する。　
コントローラ１９は、例えば、以下の数式により、現在の時間ｔにおいて設定すべきデューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する。



ＤＲ（ｔ）＝｛（Ａ＊Ｖave）／Ｖ（ｔ－ｔ'）｝＊ＤＲinst（ｔ）＋（１－Ａ）＊ＤＲinst（ｔ）　　（Ａ：１以下の正の定数、Ｖave：平滑コンデンサＳＣの電圧の平均値、Ｖ（ｔ－ｔ'）：時間ｔ'だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、ＤＲinst（ｔ）：時間ｔにおけるデューティ比指令値。）　
上記の時間ｔにおけるデューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する数式に含まれる、１以下の正の定数Ａの値は、整流出力Voutに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて適宜決定できる。平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を平均することにより算出できる。　
また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。　
上記のようにしてデューティ比ＤＲを算出後、コントローラ１９は、当該算出したデューティ比に基づいて、スイッチング周期Ｔswにおけるスイッチング回路１７のオン状態及びオフ状態の時間を算出する（ステップＳ５）。　
コントローラ１９は、例えば、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴsw＊ＤＲ（Ｔsw：スイッチング周期、ＤＲ：算出されたデューティ比）と算出し、オフ状態とする時間をＴsw＊（１－ＤＲ）と算出できる。　
その後、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のいずれかにおいて、スイッチング周期Ｔswのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴsw＊ＤＲの時間だけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴsw＊（１－ＤＲ）の時間だけ出力することを、電力供給期間Ｔps中に繰り返し実行する（ステップＳ６）。　
いずれのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３に上記の信号を出力するかは、例えば、ロータ検出素子のオンとオフの状態を確認し、図６に示すようなタイムチャートに従って決定できる。　
上記のステップＳ５～Ｓ６を実行することで、コントローラ１９は、設定されたデューティ比ＤＲに従って、オン状態を維持する長さとオフ状態を維持する長さとを調節して、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを制御できる。　
例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出し、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ７において「Ｎｏ」である限り）、ステップＳ１～Ｓ６は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ７において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、必要に応じ適切な終了シーケンス制御を行った後、駆動装置１００の制御を停止する。　
上記のステップＳ１～Ｓ６を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定されるデューティ比は、図８に示すように変動する。図８は、駆動装置にて設定されるデューティ比の変動の一例を示す図である。　
図８において、整流出力Ｖoutは点線にて示す。一方、各時間において設定されるデューティ比ＤＲは、白三角と実線にて示す。図８においては、整流出力Ｖoutの変動のほぼ１周期分のデューティ比の設定値を示しており、図８に示したデューティ比の設定値の変動は、駆動装置１００の動作中に継続する。　
図８に示すように、上記のようにして算出したデューティ比ＤＲは、整流出力Ｖoutの周期的な電圧変動に対応するように、第１デューティ比ＤＲ１と、第１デューティ比ＤＲ１よりも大きい第２デューティ比ＤＲ２との間で周期的に変動している。第１デューティ比ＤＲ１と第２デューティ比ＤＲ２の大きさは、例えば、デューティ比を算出する上記の数式における定数Ａにより決定できる。また、第２デューティ比ＤＲ２を、電源装置１にて設定できる最大のデューティ比としてもよい。　
ただし、上記のデューティ比ＤＲの変動は、整流出力Ｖoutの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態においてデューティ比ＤＲは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。　
また、デューティ比ＤＲの周期的な変動は、整流出力Ｖoutの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２は、図８において整流出力Ｖoutが極小値Ｖrminとなるタイミングｔ１から時間ｔ'だけ遅延している。　
デューティ比ＤＲが第１デューティ比ＤＲ１となるタイミングｔ４も、整流出力Ｖoutが極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３から時間ｔ'だけ遅延している。　
上記のデューティ比ＤＲの変動の整流出力Ｖoutの変動に対する遅延幅（時間ｔ'）は、例えば、デューティ比ＤＲを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ－ｔ'）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用してデューティ比ＤＲを算出するかにより決定できる。　
また、整流出力Ｖoutは交流入力Ｖinの周波数に対応して変動する。具体的には、例えば、交流入力Ｖinの周波数が大きくなれば、整流出力Ｖoutの変動の周期も短くなる。従って、コントローラ１９は、デューティ比ＤＲの変動と整流出力Ｖoutの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ'を、交流入力Ｖinの交流周期に基づいて決定してもよい。　
例えば、交流入力Ｖinの交流周期が短くなった場合には、コントローラ１９は、交流周期が小さくなる前において選択していた平滑コンデンサＳＣの過去の電圧測定値よりも現在により近い時間に測定した電圧測定値を選択して、デューティ比ＤＲを算出する。すなわち、上記の数式における時間ｔ'を小さくする。　
これにより、交流入力Ｖinの交流周期が変化しても、整流出力Ｖoutの変動に対するデューティ比ＤＲの変動のずれを最適値に維持できる。具体的には、例えば、整流出力Ｖoutの変動の位相と、デューティ比ＤＲの変動の位相とのずれを一定に維持できる。　
デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングから所定の時間ｔ'だけずれることにより、図８に示すように、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に含まれることとなる。　
整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングを含めることにより、当該期間内において、デューティ比ＤＲが大きい状態を維持できる。　
整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内においては、平滑コンデンサＳＣには、平滑コンデンサＳＣを充電するための入力電流が流れる。　
従って、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内、すなわち、入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に含まれることにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、デューティ比を大きくすることにより、整流回路１５からより多くの電力を負荷ＬＯに供給できる。　
その一方、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間以外の期間、特に、整流出力Ｖoutの電圧が極大値Ｖrmaxから減少する期間において、デューティ比ＤＲは比較的小さい設定値とされている。　
上記の期間における整流出力Ｖoutの電圧の減少は、平滑コンデンサＳＣの放電により負荷ＬＯへ電力が供給されていることを意味している。従って、整流出力Ｖoutの電圧が減少する期間においてデューティ比ＤＲを小さい設定値とすることにより、当該期間における負荷ＬＯへの電力供給量を抑制し、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。　
また、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電圧を極大値Ｖrmaxにするための充電量も抑制できる。　
このようにして平滑コンデンサＳＣの放電量と充電量とを抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電流の流出と流入を抑制して、平滑コンデンサＳＣの経時劣化を抑制できる。平滑コンデンサＳＣとして電解コンデンサを用いる場合、電解コンデンサの寿命は温度の影響を大きく受けるが、電解コンデンサは比較的大きな内部抵抗を有する。そのため、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流、いわゆるリプル電流が大きいと、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を招き、寿命を縮めることになる。　
本実施形態においては、このリプル電流を抑制することができるため、発熱による平滑コンデンサＳＣの劣化を抑え、回路の信頼性を向上することができる。またリプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。　
なお、上記のように、負荷ＬＯの駆動中に負荷ＬＯに時間的に変化する電力量を供給しても、特に、当該負荷ＬＯが三相ブラシレスモータＭのロータのように大きな慣性モーメントを有する場合、又は、負荷ＬＯの供給電力に対する応答性が悪い場合には、負荷ＬＯの駆動に脈動が生じることはほとんどなく、与えた電力量の平均値に応じて負荷ＬＯを安定して駆動できる。　
［１－５．実験結果］以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して、デューティ比ＤＲの変動を所定の時間だけ遅延させる効果について検証するための実験結果を説明する。　
上記の効果を検証するため、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングに対する、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングの遅延幅（時間ｔ'）を種々設定して駆動装置１００を動作させたときの、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる負荷電流を測定した。　
まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図９を用いて説明する。　
図９の下図において、実線のプロットが遅延あり（時間ｔ'＝ｔ２'）の場合における負荷電流の絶対値を示す。一方、点線のプロットが遅延なし（時間ｔ'＝０）の場合における負荷電流の絶対値を示す。　
図９に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxまで増加する期間内において、デューティ比ＤＲの変動を遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により大きな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが充電中に、電流をより積極的に三相ブラシレスモータのＵ相に流すことができている。　
一方、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少する期間において、平滑コンデンサＳＣ
の電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により小さな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが放電中に、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる電流を抑制できている。　
次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣの電圧の変動幅（リプル電圧）と、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（充電電流及び放電電流、いわゆるリプル電流）がどのように変化するかについて、図１０を用いて説明する。　
図１０に示す検証結果において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'は、０（遅延なし）、ｔ１'、ｔ２'、ｔ３'、ｔ４'（ｔ１'＜ｔ２'＜ｔ３'＜ｔ４'）とした。また、リプル電圧は、整流出力Ｖoutの極大値Ｖrmaxと極小値Ｖrminとの差分とした。さらに、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ、二乗平均平方根）値とした。　
図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧とリプル電流のいずれも、遅延をさせない場合と比較して大きく減少している。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を大きく抑制できている。　
また、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧を減少して、電圧がより安定したリプル率がより小さい整流出力Ｖoutを出力できている。　
さらに、図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'の長さを大きくするほど、リプル電圧、及び、リプル電流が減少している。リプル電流を減少させることにより、平滑コンデンサＳＣの劣化を抑制し回路の信頼性を高められる効果、あるいは平滑コンデンサＳＣとしてより容量の小さいコンデンサを使用することによりコストを抑制する効果を得ることができる。　
ただし、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'は、過剰に大きくしないことが好ましい。当該遅延させる時間ｔ'を過大に設定した結果、例えば、図１１に示すように、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３の近傍の時間になったとする。図１１に示す例では、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'をｔ５’としている。　
上記の場合には、図１１に示すように、特に、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmax近傍となる時間範囲において、図１１の下図において実線にて示す負荷ＬＯへの負荷電流が過剰となる。なお、図１１の下図において、点線にて示すプロットは、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'をｔ２'に設定したときの負荷電流の絶対値である。　
なぜなら、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３の近傍となる場合には、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxの近傍であるときに、デューティ比ＤＲが大きくなるからである。すなわち、整流出力Ｖoutの電圧が大きいときに、負荷ＬＯに積極的に電力を供給しようとするからである。　
負荷ＬＯに過剰な電流が流れると、整流回路１５及びスイッチング回路１７を構成する各素子などにおける導通損失が大きくなる。その結果、エネルギー効率が悪くなるか、及び／又は、電源装置１が大きな導電損失により過熱される。その結果、電源装置１が異常動作するか、又は、故障する。　
負荷ＬＯに過剰な電流が流れる場合には、スイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６として、電流容量の大きくかつ高速なスイッチング素子を使用する必要があるなど、駆動装置１００の高コスト化を招く。　
（実施の形態２）［２－１．実施の形態２の概要］上記の実施の形態１においては、スイッチング回路１７がオン状態である時間のスイッチング周期Ｔswに対する割合であるデューティ比ＤＲを、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に大きい設定値とし、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯへ電力を供給することで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を抑制していた。　
負荷ＬＯとして、特に三相ブラシレスモータＭのようなブラシレスモータを使用する場合には、モータの効率的な駆動のため、負荷ＬＯに電力を供給する期間である電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを調整する、いわゆる進角制御が行われる。　
進角制御においては、ブラシレスモータのロータの回転に対して、電磁石であるステータに流す電流の位相が調整される。ステータの電磁石に流す電流の位相は、主にステータのコイルが有するインダクタンス成分により、ステータのコイルに印加する電圧の位相に対して遅れる。当該遅れは、ロータを高速に回転させるために、ステータのコイルに流す電流を大きくし、及び／又は、当該電流の周期を短くしたときに特に顕著となる。　
そのため、上記の図６に示すように、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングにて三相ブラシレスモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電圧を印加しても、これらの相に電流が流れ始めるタイミングは、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングよりも後になる。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流により発生するステータからの回転磁界の位相が、ロータの回転に対して最適な位相とならなくなる。その結果、例えばロータの回転トルクが低下するなど、ロータを効率よく回転できなくなることがある。　
従って、実施の形態２においては、電力供給期間Ｔpsの開始タイミング、すなわち、整流出力Ｖoutの電圧の出力を開始するタイミングを、図１２に示すようにロータ検出素子によりロータを検出したタイミングよりも前とする。これにより、ロータ検出素子によりロータを検出したタイミング、あるいは、その近傍のタイミングにてステータのコイルへの電流の供給を開始できる。　
以下、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを時間的に前にずらすときの大きさを「進角δ」と呼ぶことにする。また、進角δが０であることは、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングが、ロータ検出素子によりロータが検出されたタイミングと一致することを意味するものとする。　
実施の形態２においては、さらに、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内において、負荷ＬＯである三相ブラシレスモータＭに積極的に電力を供給するために、当該期間内において、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを、ロータを効率よく回転させるために調整したタイミングよりもさらに前のタイミングとすることを特徴とする。すなわち、当該期間内の進角δを、ロータを効率よく回転させるための進角δよりも大きくする。　
例えばロータの回転速度が大きくなく、進角δを０としてもステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対して大きく遅れない場合、及び／又は、ステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対してずれていてもロータの回転効率に大きな影響がない場合などは、進角δを０としてもよい。　
実施の形態２においては、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯに電力（電流）を供給する方法が実施の形態１と異なるのみで、駆動装置１００の構成、各構成要素の機能等は、実施の形態１に係る駆動装置１００と同一である。　
従って、以下においては、実施の形態２に係る駆動装置１００の制御方法のみを説明し、駆動装置１００の構成等についての説明は省略する。　
［２－２．実施の形態２における駆動装置の制御方法］以下、駆動装置１００の実施の形態２における制御方法について、図１３を用いて説明する。図１３は、実施の形態２における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１'）。　
次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２'）。三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速度と呼ぶことにする。　
目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、デューティ比の指令値ＤＲinstを算出する（ステップＳ３'）。　
例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されているデューティ比の指令値ＤＲinstを増加させて、新たなデューティ比の指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比の指令値ＤＲinstを減少させて、新たなデューティ比の指令値ＤＲinstを算出する。　
上記のステップＳ２'において、目標電力がユーザによって設定されもよい。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。　
この場合、上記のステップＳ３'において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティの指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティの指令値ＤＲinstを算出する。　
デューティ比の指令値ＤＲinstを算出後、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変動する進角δを算出する（ステップＳ４'）。本実施形態においては、具体的には、例えば、図１４に示すフローチャートに従って進角δを算出する。　
まず、コントローラ１９は、三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を算出する（ステップＳ４１'）。三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を、基本進角δbと呼ぶことにする。具体的には、例えば、デューティ比の指令値ＤＲinstを算出する際に測定したロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δbを算出する。　
より具体的には、例えば、コントローラ１９は、ロータの回転速度と、当該ロータの回転速度に対して最適な基本進角δbと、を対応付けたテーブルを参照して、当該テーブルにおいて、ロータの回転速度の実測値がどの基本進角δbに対応付けられているかを検索することにより、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δ
bを算出できる。　
その他、コントローラ１９は、例えば、基本進角δbをロータの回転速度の関数として表した数式に、ロータの回転速度の実測値を代入することによっても、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δbを算出できる。　
次に、コントローラ１９は、今回設定すべき進角δを算出するに際して、新たに算出した基本進角δbを補正するか否かを判定する。具体的には、コントローラ１９は、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveよりも小さいか否か判定する（ステップＳ４２'）。　
所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖave以上である場合（ステップＳ４２'において「Ｎｏ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１'にて算出した基本進角δbを、今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４３'）。　
一方、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveよりも小さい場合（ステップＳ４２'において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１'にて算出した基本進角δbを、当該所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて補正し、補正後の基本進角を今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４４'）。　
具体的には、例えば、コントローラ１９は、以下に示す数式を用いて今回設定すべき進角δ（δ（ｔ））を算出する。



δ（ｔ）＝δb（ｔ）＊｛Ｂ＊Ｖave／Ｖ（ｔ－ｔ'）－Ｃ｝　　（Ｂ、Ｃ：正の定数（ただし、Ｂ≧Ｃ＋１）、Ｖave：平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖoutの電圧）の平均値、Ｖ（ｔ－ｔ'）：時間ｔ'だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、δb（ｔ）：時間ｔにおける基本進角。）　
上記の正の定数Ｂ及びＣの値は、上記の条件、例えばＢ≧Ｃ＋１を満たせば整流出力Voutに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて適宜決定できる。　
また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。　
上記のようにして設定すべき進角δを算出後、コントローラ１９は、当該算出した進角δに基づいて、電力供給期間Ｔpsの開始タイミング決定し、当該決定した開始タイミングに電力供給期間Ｔpsを開始する（ステップＳ５’）。　
電力供給期間Ｔpsを開始するにあたり、コントローラ１９は、まず、上記のステップＳ１’～Ｓ３’にて算出したデューティ比の指令値ＤＲinstに基づいて、当該電力供給期間Ｔps内において実行されるスイッチング動作のオン状態及びオフ状態の時間を算出する。　
コントローラ１９は、例えば、スイッチング周期Ｔswを用いて、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴsw＊ＤＲinstと算出し、オフ状態とする時間をＴsw＊（１－ＤＲinst）と算出できる。　
次に、コントローラ１９は、算出した進角δに基づいて、具体的にどの時間的なタイミングにて電力供給期間Ｔpsを開始するかを決定する。具体的には、例えば、以下のようにして具体的なタイミングを算出できる。以下の説明においては、コントローラ１９が、ある１つの相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わったタイミングから、他の相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わるタイミングまでの時間を計数する。　
また、図１２に示すように、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間は、Ｔ／６にて一定である。これは、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わってから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるまでに、ロータの位相は一定のπ／３だけ変化することを意味する。ここで上記のロータの位相がπ／３だけ変化する時間をＴaと定義する。　
従って、例えば、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを決定する場合には、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから上記の時間の計数を開始し、当該時間が｛１－δ／（π／３）｝＊Ｔaと計数されたタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsを開始する。　
すなわち、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから、ロータの位相がπ／３－δだけ変化したタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsを開始する。　
また、他の相の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングについても、上記と同様にして算出できる。　
ロータの位相がπ／３だけ変化する時間Ｔaは、ロータの回転速度により変化する。従って、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを決定する場合には、例えば、当該開始タイミングを決定する直前において、Ｗ相のロータ検出素子の信号がオンとなってから、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなるまでの時間を、時間Ｔaとして予め計数しておく。　
逆にいうと、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間Ｔaを計数することにより、コントローラ１９は、ロータの角速度を（π／３）／Ｔa＝π／（３Ｔa）と算出できる。　
その後コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３のいずれかにおいて、上記のように決定した開始タイミングにて電力供給期間Ｔpsを開始し、当該電力供給期間Ｔps中に、スイッチング周期Ｔswのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴsw＊ＤＲinstだけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴsw＊（１－ＤＲinst）だけ出力することを繰り返し実行する。　
上記のステップＳ５'を実行することで、コントローラ１９は、設定された開始タイミングにおいて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを開始し、当該切り替えを電力供給期間において継続させることができる。　
例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出して、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ６'において「Ｎｏ」である限り）、上記のステップＳ１'～Ｓ５'は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。　一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ６'において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、駆動装置１００の制御を停止する。　
上記のステップＳ１'～Ｓ６'を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定される進角δは、例えば、図１５に示すように変動する。図１５において、整流出力Ｖoutは点線にて示す。一方、各時間において設定される進角δは、白三角と実線にて示す。　
図１５に示すように、上記のようにして算出した進角δは、整流出力Ｖoutの周期的な電圧変動に対応するように、第１進角δ１（第１タイミングの一例）と、第１進角δ１よりも大きい第２進角δ２（第２タイミングの一例）との間で周期的に変動している。ここで、第１進角δ１は、基本進角δbと等しい。　また、第２進角δ２は、駆動装置１００にて設定できる進角の最大値であってもよい。　
ただし、進角δの変動は、整流出力Ｖoutの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態において、進角δは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。　
また、進角δの周期的な変動は、整流出力Ｖoutの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、進角δが第２進角δ２となるタイミングｔ２''は、図１５において整流出力Ｖoutが極小値Ｖrminとなるタイミングｔ１''から時間ｔ'だけ遅延している。　
進角δの変動の整流出力Ｖoutの変動に対する遅延幅は、例えば、進角δを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ－ｔ'）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖoutの電圧）測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用するかにより決定できる。　
また、実施の形態１と同様に、コントローラ１９は、進角δの変動と整流出力Ｖoutの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ'を、交流入力Ｖinの交流周期に基づいて決定してもよい。これにより、交流入力Ｖinの交流周期が変化しても、整流出力Ｖoutの変動に対する進角δの変動のずれを最適値に維持できる。　
さらに、図１５に示すように、上記のようにして算出した進角δは、第２進角δ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に含まれる。　
これにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを、ロータの回転角度が所定の角度となるタイミングに対してより早めて、整流回路１５からより多くの電力及び電流を三相ブラシレスモータＭに供給できる。　
その一方、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間以外の期間においては、進角δは第１進角δ１、すなわち、基本進角δbにてほぼ一定となっている。これにより、平滑コンデンサＳＣの放電期間中において、三相ブラシレスモータＭのロータの回転効率を高く維持しつつ、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。　
平滑コンデンサＳＣの電流流出及び流入を抑制することにより、コンデンサリプル電流に起因する平滑コンデンサＳＣの発熱を抑え、回路の信頼性を向上することができる。リプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。　
［２－３．実験結果］以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させること、及び、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について検証するための実験結果を説明する。　
まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させる効果について検証するため、駆動装置１００において、進角δを基本進角δbにて一定にした場合と、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合とにおいて、三相ブラシレスモータＭのＵ相に流れる負荷電流を測定した結果を図１６に示す。　
図１６の下図において、点線にて示すプロットが、進角δを変動させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合の負荷電流の絶対値を示す。　
図１６に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させることにより、進角δを変動させない場合と比較して、特に平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなる時間ｔ３''の近傍において、負荷電流を抑制できる。　
次に、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について説明する。当該効果を検証するために、以下の実験においては、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングに対する、進角δが第２進角δ２となるタイミングの遅延幅である時間ｔ'を種々設定して、負荷電流を測定した。　
まず、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図１７を用いて説明する。　
図１７の下図において、点線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させた場合の負荷電流の絶対値を示す。　
図１７に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxまで増加する期間内において、遅延させない場合と比較して、より大きな負荷電流が流れている。すなわち、進角δを遅延させることで、平滑コンデンサＳＣの充電期間中に、電流をより積極的に負荷ＬＯに流すことができている。　
次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（リプル電流）がどのように変化するかについ
て、図１８を用いて説明する。　
図１８において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'は、０、ｔ１'''、ｔ２'''、ｔ３'''（ｔ１'''＜ｔ２'''＜ｔ３'''）とした。また、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ値とした。さらに、参考として、進角δを変動させなかった場合のリプル電流の大きさを一点鎖線にて示す。　
図１８に示すように、進角δを変動させ、かつ、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させなかった場合には、進角δを変動させなかった場合と比較して、リプル電流が若干大きくなった。その一方で、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、リプル電流を進角δの変動をしなかった場合と比較して小さくできている。また、リプル電流は、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延の時間に対してリニアに減少している。　
すなわち、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できている。これにより、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を抑え、信頼性を向上することができる。あるいは、平滑コンデンサＳＣの容量をより小さいものとできるため、コストを抑えることができる。　
さらに、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの負荷電流の絶対値の最大値、すなわち、ピーク電流がどのように変化するかについて、図１９を用いて説明する。　
図１９に示すように、負荷電流の絶対値の最大値は、進角δを変動させることで、進角δを変動しない場合と比較して抑制できている。進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間がある所定の時間ｔ２'''以上になると、負荷電流の最大値は増加する傾向にある。逆に言うと、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の時間範囲内とすることで、負荷電流が過大となることを抑制できる。　
以上の結果から、進角δを変動させ、かつ、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の範囲内とすることで、三相ブラシレスモータＭへの電流が過大となることを抑制しつつ、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できていることが分かる。　
（その他実施形態）以上のように、本出願において開示する技術の例示として、上記実施形態を説明した。しかしながら、本開示における技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行うことは可能である。そこで、以下、他の実施の形態を例示する。　
［１］図７、図１３、及び図１４に示すフローチャートの処理の順番及び／又は処理内容は、本開示における技術の範囲内において適宜変更できる。例えば、これらのフローチャートにおける平滑コンデンサＳＣの電圧の測定と、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δの算出は、順番が逆になってもよい。すなわち、最初にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの算出を実行し、その後、平滑コンデンサＳＣの電圧の測定を実行してもよい。　
［２］上記の実施の形態１と実施の形態２とは組み合わせることができる。すなわち、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内にデューティ比ＤＲが変動の最大値である第２デューティ比となる期間が少なくとも含まれるデューティ比ＤＲと、当該期間内に進角δが変動の最大値である第２進角δ２となる期間が少なくとも含まれる進角δと、を算出してもよい。　
この場合、コントローラ１９は、所定の条件に従って、デューティ比ＤＲのみを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させるか、進角δのみを遅延させるか、又は、デューティ比ＤＲと進角δの両方を遅延させるかを切り替えてもよい。　
コントローラ１９は、所定の条件に従って、デューティ比ＤＲを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させる効果の度合いと、進角δを遅延させる効果の度合いと、を変更してもよい。例えば、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出する上記にて説明した数式の定数Ａ、Ｂ、Ｃの値を所定の条件に従って変更することにより、効果の度合いを変更することを達成できる。　
［３］上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、平滑コンデンサＳＣの電圧の所定時間前の過去の測定値に基づいて、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出していた。これに限られず、他のパラメータに基づいても、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出できる。　
例えば、コントローラ１９は、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを三角波状に周期的に変動させ、三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δが最大値となるタイミングを、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとしてもよい。　
具体的には、例えば、図２０に示すように、コントローラ１９は、三角波状に周期的に変動させたデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの最大値となるタイミングが、平滑コンデンサＳＣの電圧が平均電圧Ｖaveとなるタイミングｔaveとなるか、あるいは、当該タイミングｔaveよりも若干遅延したタイミングとなるようにしてもよい。　
三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの変動における、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δの時間経過に対する上昇割合及び／又は下降割合は、所定の条件に従って適宜調整できる。　
また、三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの変動において、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δが第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１である期間を所定の長さ継続してもよい。　
［４］コントローラ１９は、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が、整流出力の電圧の絶対値の極小値Ｖrminの近傍に設定された第１電圧Ｖ１となってから、整流出力Voutの電圧の絶対値の極大値Ｖrmaxの近傍に設定された第２電圧Ｖ２となるまでの間、デューティ比及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２に設定してもよい。　
具体的には、例えば、図２１に示すように、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１１と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１としてもよい。　
［５］さらに、コントローラ１９は、図２２に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１３と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１としてもよい。　
この場合には、図２２に示すように、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δは、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が上昇する期間において第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となる。　
整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が上昇する期間において第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となるようなデューティ比ＤＲ及び／又は進角δは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧の現在の測定値が、当該現在の測定値の近傍における過去の測定値よりも大きくなっているときに、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とすることによっても算出できる。　
上記の［３］～［５］にて説明した方法によっても、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δが第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となる期間の少なくとも一部を含むようなデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを算出できる。　
［６］スイッチング回路１７が、特に、臨界モード昇圧チョッパ方式のコンバータ、臨界モード降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などのコンバータである場合には、コントローラ１９は、スイッチング周期Ｔswを、第１周期Ｔ１swと、第１周期Ｔ１swよりも大きい第２周期Ｔ２swとの間で変動させてもよい。　
具体的には、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、スイッチング周期Ｔswが第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、スイッチング周期Ｔswを設定してもよい。スイッチング周期Ｔswの当該変動は、上記にて説明したデューティ比ＤＲ及び進角δの変動方法と同様にして実現できる。　
その後、コントローラ１９は、上記のようにして設定されたスイッチング周期Ｔswにて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態とを切り替えることで、スイッチング周期Ｔswを、第１周期Ｔ１swと、第１周期Ｔ１swよりも大きい第２周期Ｔ２swとの間で変動させて、スイッチング回路１７のスイッチング動作を実行できる。　
［７］コントローラ１９は、交流入力Ｖinの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間を検出してもよい。　
平滑コンデンサＳＣを充電させる入力電流は、交流入力Ｖinの電圧の絶対値が、平滑コンデンサＳＣの電圧よりも大きくなると発生する。平滑コンデンサＳＣの電圧は、回路中のインダクタ成分などの影響により、これよりも若干遅れて上昇する。　
交流入力Ｖinの電圧の絶対値が極大値（交流入力Ｖinの位相が（２ｎ＋１）π／２（ｎ：整数））となった後、交流入力Ｖinの電圧の絶対値が減少し平滑コンデンサＳＣの電圧よりも小さくなるタイミングの近傍で入力電流が減少を開始し、入力電流は最終的に０となる。平滑コンデンサＳＣの電圧は、入力電流が減少を開始する若干前に減少を開始する。　
従って、コントローラ１９は、入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因を考慮して、交流入力Ｖinの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間を検出できる。　
入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因としては、例えば、回路中のインダクタ成分、負荷ＬＯへの電力、又は、平滑コンデンサＳＣのリプル電圧などがある。　
［８］上記の実施の形態２において電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを調整する場合に、当該開始タイミングの調整に伴って、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングも移動していた。すなわち、開始タイミングが調整されても、電力供給期間Ｔpsの長さは一定
とされていた。　
しかし、これに限られず、コントローラ１９は、電力供給期間Ｔpsを増減することによって、開始タイミングを調整してもよい。電力供給期間Ｔpsを増減することによって開始タイミングを調整することを、通電角変調と呼ぶこともある。　
例えば、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動、すなわち、進角δを増加させることができる。一方、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動、すなわち、進角δを減少させることができる。　
例えば、電力供給期間Ｔps中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に後に移動できる。一方、電力供給期間Ｔps中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に前に移動できる。　
［９］上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、インバータであるスイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３をＰＷＭ制御していた。その一方、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６は、図６及び図１２に示すように、それぞれ、オンをＴ／３だけ継続し、オフを２Ｔ／３だけ継続する低速のスイッチング動作を繰り返していた。　
しかし、これに限られず、スイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６をＰＷＭ制御する一方、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ３を、実施の形態１及び実施の形態２におけるスイッチング素子ＳＷ４～ＳＷ６のように、低速にスイッチング動作させてもよい。　
［１０］上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、入力電流の力率改善として、インダクタ素子Ｌと平滑コンデンサＳＣよりなる力率改善回路、いわゆるパッシブ型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を用いていたが、チョッパ回路等のスイッチング回路より構成される力率改善回路、いわゆるアクティブ型ＰＦＣ回路を用いてもよい。この場合、さらに高い力率が得られるとともに、交流周期に伴って発生するリプル電流を抑えることができ、電解コンデンサの劣化の抑制、あるいは小容量化によるコスト削減といったメリットを得ることができる。
１００　駆動装置、１　電源装置、１１　入力部、Ｉ１　第１入力端子、Ｉ２第２入力端子、１３　出力部、１５　整流回路、１５１ 整流部、Ｌ　インダクタ素子、ＳＣ　平滑コンデンサ、１７　スイッチング回路、ＳＷ１～ＳＷ６　スイッチング素子、Ｄ１～Ｄ１０  整流素子、１９　コントローラ、１９１ 測定部、ＬＯ　負荷、Ｍ　三相ブラシレスモータ、ＰＳ　交流電源、ＤＲ　デューティ比、ＤＲ１　第１デューティ比、ＤＲ２　第２デューティ比、Ｔsw　スイッチング周期、Ｔ１sw　第１周期、Ｔ２sw　第２周期、Ｔps　電力供給期間、Ｖ１　第１電圧、Ｖ２　第２電圧、Ｖin　交流入力、Ｖout　整流出力、Ｖave　平均電圧、Ｖrmax　極大値、Ｖrmin　極小値、δ　進角、δ１　第１進角、δ２　第２進角

Claims (17)

  1. モータを接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期よりも短いスイッチング周期にて電力供給期間において切り替えるモータ制御回路と、前記電力供給期間の開始タイミングを、前記モータの回転角度が所定の角度となるタイミング又は当該タイミングよりも早い第１タイミングと前記第１タイミングよりもさらに早い第２タイミングとの間で前記整流出力の変動に従って変動させつつ、前記モータ制御回路の前記オン状態と前記オフ状態とを切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記開始タイミングが前記第２タイミングとなる期間の少なくとも一部を含むよう、前記開始タイミングを設定するコントローラと、を備える駆動装置。
  2. 前記コントローラは、前記整流出力の電圧を測定する測定部を有する、請求項１に記載の駆動装置。
  3. 前記平滑コンデンサは電解コンデンサである、請求項１又は２に記載の駆動装置。
  4. 前記コントローラは、前記開始タイミングが前記第２タイミングとなる期間の少なくとも一部が、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間内に含まれるよう、前記開始タイミングを設定する、請求項１～３のいずれかに記載の駆動装置。
  5. 前記コントローラは、前記第１タイミングと前記第２タイミングとの間の前記開始タイミングの変動を、前記整流出力が有する周期的な変動よりも所定の時間だけずれた周期的な変動とする、請求項１～４のいずれかに記載の駆動装置。
  6. 前記所定の時間は、前記交流入力の周波数に基づいて決定される、請求項５に記載の駆動装置。
  7. 前記コントローラは、前記開始タイミングを、前記所定の時間前の過去の前記整流出力の電圧の絶対値の逆数に基づいて設定する、請求項５又は６に記載の駆動装置。
  8. 前記コントローラは、前記開始タイミングを三角波状に周期的に変動させ、三角波状の前記開始タイミングが最大値となるタイミングを、前記整流出力の電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとする、請求項１～７のいずれかに記載の駆動装置。
  9. 前記コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が、前記整流出力の電圧の絶対値の極小値の近傍に設定された第１電圧となってから、前記整流出力の電圧の絶対値の極大値の近傍に設定された第２電圧となるまでの間、前記開始タイミングを前記第２タイミングに設定する、請求項１～７のいずれかに記載の駆動装置。
  10. コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間において、前記開始タイミングを前記第２タイミングに設定する、請求項１～７いずれかに記載の駆動装置。
  11. 前記モータ制御回路はインバータ回路である、請求項１～１０のいずれかに記載の駆動装置。
  12. 前記コントローラは、前記電力供給期間を増減させることで、前記開始タイミングを変動させる、請求項１～１１のいずれかに記載の駆動装置。
  13. 前記コントローラは、前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を、前記整流出力の変動に従って第１デューティ比と前記第１デューティ比よりも大きい第２デューティ比との間で変動させつつ、前記モータ制御回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替える制御を実行し、当該制御の際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記デューティ比が前記第２デューティ比となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記デューティ比を設定する、請求項１～１２のいずれかに記載の駆動装置。
  14. 前記コントローラは、前記出力部に出力する前記整流出力の目標電力と、前記整流出力の実際の電力との差分に基づいて、前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を設定する、請求項１～１３のいずれかに記載の駆動装置。
  15. 前記コントローラは、前記モータの目標回転速度と前記モータの実際の回転速度との差分に基づいて、前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を設定する、請求項１～１３のいずれかに記載の駆動装置。
  16. モータを接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態とを前記所定の周期より短いスイッチング周期にて電力供給期間において切り替えるモータ制御回路と、を備える駆動装置の制御方法であって、前記電力供給期間の開始タイミングを、前記モータの回転角度が所定の角度となるタイミングよりも早い第１タイミングと前記第１タイミングよりもさらに早い第２タイミングとの間で前記整流出力の変動に従って変動させる際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記開始タイミングが前記第２タイミングとなる期間の少なくとも一部を含むよう、前記開始タイミングを設定するステップと、設定された前記開始タイミングにおいて、前記モータ制御回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替えを開始し、当該切り替えを前記電力供給期間において継続させるステップと、　を含む、制御方法。
  17. 請求項１６に記載の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム。
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