JP3798725B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置に係り、詳しくは、車載バッテリからのモータへの供給電流を調整することができる昇圧回路を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、モータの回転力を利用して、ステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステアリング装置が用いられている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置においては、運転者がステアリングホイールを回転させて操舵を行った時に、アシスト制御による操舵トルクに応じたアシスト指令値が算出され、このアシスト指令値に基づいた操舵補助力が、モータからステアリング機構に与えられるようになっている。
【０００４】
ところで、前記のような電動パワーステアリング装置は大きなトルクを得ようとするために大電流を必要とするシステムである。
従来は、車載バッテリ（ＤＣ１２Ｖ）を直に印加するようにしており、モータもＤＣ１２Ｖ仕様のものを使用し、大電流を前記モータに供給するために、モータの大型化、使用配線の大容量化（太線化）は避けることはできない。
【０００５】
この問題を解決するため、車載バッテリからの供給電流を調整することができる電動パワーステアリング装置（特開平８−１２７３５０号公報）等が提案されている。
【０００６】
この電動パワーステアリング装置においては、モータに電流を供給する回路に図８に示すような昇圧回路３００及び昇圧回路制御装置３０１を設けている。昇圧回路３００は、車載バッテリからのバッテリ電圧ＶPIG（ＤＣ１２Ｖ）の印加点Ｐ１と前記モータへの電圧印加点Ｐ２との間に設けられている。昇圧回路３００はコンデンサＣ１，Ｃ２、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチング用の第１トランジスタＱ１を備えている。
【０００７】
昇圧回路制御装置３０１は、昇圧回路３００の第１トランジスタＱ１に対して、昇圧のためのＰＷＭ演算により制御量としてのデューティ比が演算される。そして、昇圧回路制御装置３０１は、このデューティ比に基づいてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）を出力し、このデューティ比駆動信号によって、第１トランジスタＱ１をデューティ制御する。このデューティ制御により、第１トランジスタＱ１が図９に示すようにスイッチング動作を行ない、この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、ダイオードＤのカソード側に放出の際の高電圧が現れる。なお、図９に示すように本明細書中、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス周期、αはデューティ比（第１トランジスタＱ１のオンデューティ）を示している。第１トランジスタＱ１がオンとなるとコイルＬに電流が流れ、第１トランジスタＱ１がオフとなるとコイルＬに流れる電流が遮断される。
【０００８】
コイルＬに流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、ダイオードＤのカソード側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、ダイオードＤのカソード側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【０００９】
このとき、昇圧回路３００により、昇圧する電圧は昇圧回路制御装置３０１から出力されるデューティ比駆動信号のデューティ比と関連する。デューティ比が大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比が小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。
【００１０】
上記の昇圧回路３００においては、ダイオードＤを使用しているため、モータが回生状態に入ったとき、このダイオードＤのために電圧印加点Ｐ２側からバッテリＢに電流が流れることができず、出力電圧ＶBPIGが上昇する。この電圧の上昇により、昇圧回路３００が破損する虞があった。例えば、上記例では、昇圧回路３００を構成しているコンデンサＣ２が破壊される虞がある。
【００１１】
そこで、本出願人は、ダイオードＤに代えて、図４に示すように第２トランジスタＱ２を接続した昇圧回路を提案している。すなわち、第２トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬに接続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続したものである。この構成においては、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２とを交互にオンオフする、すなわち同期整流方式にて制御している。
【００１２】
この場合、目標昇圧電圧と出力電圧ＶBPIGとの偏差を縮小すべく、すなわち、フィードバック制御を行うために、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）処理を施して、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２の制御量を演算を行うようにする。そして、前記演算された制御量に対応するデューティ比を演算してデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換し、該変換されたデューティ比駆動信号を昇圧回路の各トランジスタに印加するようにする。
【００１３】
従って、モータの回生状態時には、第２トランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動し、回生電流は第２トランジスタＱ２を介してバッテリＢに流れることにより吸収される。この結果、コンデンサＣ２の破壊を防止できる。
【００１４】
ところで、この提案した構成において、力行時にはモータの負荷状態に応じて、高負荷の場合、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流方式で駆動し、低負荷の場合には、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動し、第２トランジスタＱ２は全オフする非同期整流方式が考えられる。
【００１５】
これは、モータが低負荷の場合には、第２トランジスタＱ２のスイッチングロスがなくなるため、効率の点で好ましい。
例えば、モータ回転数が高い領域の場合には、高負荷であるとして同期整流し、モータ回転数が低い領域の場合、低負荷であるとして非同期整流を行うようにする。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、同期整流から、非同期整流に移行する場合には、モータが低負荷状態となっており、特に無負荷状態の際には、出力電圧ＶBPIGが目標昇圧電圧に達していると前記演算したデューティ比（第１トランジスタＱ１のオンデューティ）は０％又は０％に近いデューティ比となる。
【００１７】
そして、モータが低負荷状態から高負荷状態に移行するに応じて、非同期整流から同期整流に移行した際、デューティ比が０％又は０％に近いデューティ比を初期値として同期整流を開始すると、この同期整流に移行した時に、昇圧電圧である出力電圧ＶBPIGが一瞬落ちてしまう。このように出力電圧ＶBPIGが一瞬落ちてしまうと、操舵フィーリングが悪化する問題がある。
【００１８】
本発明の目的は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、非同期整流から同期整流に移行した際に、昇圧電圧が落ちず、操舵フィーリングの悪化の虞がない電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電源と電動機を駆動する電動機駆動手段間に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧手段と、同昇圧手段を制御する昇圧制御手段とを備え、前記昇圧手段は、直流電源の出力端子に接続された昇圧用コイルと、同昇圧用コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の出力端子に接続された昇圧用コンデンサとを備え、前記昇圧制御手段は電動機が高負荷時には、前記両スイッチング素子を同期整流し、電動機が低負荷時には、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ駆動にて非同期整流することにより、前記直流電源から昇圧用コイルに供給される電流を制御し、前記昇圧用コンデンサに昇圧電圧を充電する電動パワーステアリング装置において、前記昇圧制御手段は、前記電動機が低負荷状態から高負荷状態の移行に応じて非同期整流から同期整流に移行する際、出力電圧の瞬時低下の防止のために、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を増加する関数に対して、所定のパラメータを代入して演算した値を第１初期値として同期整流することを特徴とする電動パワーステアリング装置を要旨とするものである。
【００２０】
請求項２の発明は、請求項１において、前記関数は、
第１初期値＝（１−直流電源電圧／目標昇圧電圧）×１００（％）
であり、前記所定のパラメータは、「直流電源電圧／目標昇圧電圧」であることを特徴とする。
【００２１】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２において、前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷状態から低負荷状態の移行に応じて同期整流から非同期整流に移行する際、出力電圧の上昇防止のために、高負荷状態の同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を減少するパラメータを第２初期値として非同期整流することを特徴とする。
【００２２】
請求項４の発明は、請求項３において、前記第２初期値は、０又は０に近い値であることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した電動パワーステアリング装置の実施形態を図１〜図７に従って説明する。
【００２４】
図１は、電動パワーステアリング装置の制御装置の概略を示す。
ステアリングホイール１（ハンドル）に連結したステアリングシャフト２には、トーションバー３が設けられている。このトーションバー３には、トルクセンサ４が装着されている。そして、ステアリングシャフト２が回転してトーションバー３に力が加わると、加わった力に応じてトーションバー３が捩れ、その捩れ、即ちステアリングホイール１にかかる操舵トルクτをトルクセンサ４が検出している。
【００２５】
トルクセンサ４は操舵トルク検出手段を構成している。
又、ステアリングシャフト２には減速機５が固着されている。この減速機５には電動機としての電動モータ（以下、モータ６という）の回転軸に取着したギア７が噛合されている。前記モータ６は、三相同期式永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。
【００２６】
又、モータ６には、同モータ６の回転角を検出するためのロータリエンコーダにより構成された回転角センサ３０が組み付けられている（図２参照）。回転角センサ３０は、モータ６の回転子の回転に応じてπ／２ずつ位相の異なる２相パルス列信号と基準回転位置を表す零相パルス列信号を出力する。
【００２７】
更に、減速機５にはピニオンシャフト８が固着されている。ピニオンシャフト８の先端には、ピニオン９が固着されるとともに、このピニオン９はラック１０と噛合している。ラック１０の両端には、タイロッド１２が固設されており、そのタイロッド１２の先端部にはナックル１３が回動可能に連結されている。このナックル１３には、タイヤとしての前輪１４が固着されている。又、ナックル１３の一端は、クロスメンバ１５に回動可能に連結されている。
【００２８】
従って、モータ６が回転すると、その回転数は減速機５によって減少されてピニオンシャフト８に伝達され、ピニオン及びラック機構１１を介してラック１０に伝達される。そして、ラック１０は、タイロッド１２を介してナックル１３に設けられた前輪１４の向きを変更して車両の進行方向を変えることができる。
【００２９】
前輪１４には、車速センサ１６が設けられている。
次に、この電動パワーステアリング装置の制御装置（以下、制御装置２０という）の電気的構成を示す。
【００３０】
トルクセンサ４は、ステアリングホイール１の操舵トルクτに応じた電圧を出力している。車速センサ１６は、その時の車速を前輪１４の回転数に相対する周期のパルス信号として出力する。
【００３１】
制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２１）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ２２）及びデータを一時記憶する読み出し及び書き込み専用メモリ（ＲＡＭ２３）を備えている。このＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１による演算処理を行わせるための制御プログラムが格納されている。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が演算処理を行うときの演算処理結果等を一時記憶する。
【００３２】
ＲＯＭ２２は、図示しない基本アシストマップが格納されている。基本アシストマップは、操舵トルクτ（回動トルク）に対応し、かつ車速に応じた基本アシスト電流を求めるためのものであり、操舵トルクτに対する基本アシスト電流が記憶されている。
【００３３】
この制御装置２０が、三相同期式永久磁石モータを駆動制御する機能は公知の構成であるため、簡単に説明する。
図３は、前記ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。同制御ブロック図で図示されている各部は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示している。
【００３４】
ＣＰＵ２１は、指令トルクτ＊を計算するための基本アシスト力演算部５１、戻し力演算部５２及び加算部５３を備える。基本アシスト力演算部５１は、トルクセンサ４からの操舵トルクτ及び車速センサ１６によって検出された車速Ｖを入力し、操舵トルクτの増加にしたがって増加するとともに車速Ｖの増加にしたがって減少するアシストトルクを計算する。
【００３５】
戻し力演算部５２は、車速Ｖと共にモータ６の回転子の電気角θ（回転角に相当）及び角速度ωを入力し、これらの入力値に基づいてステアリングシャフト２の基本位置への復帰力及びステアリングシャフト２の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算する。加算部５３は、アシストトルクと戻しトルクを加算することにより指令トルクτ＊を計算し、指令電流設定部５４に出力する。
【００３６】
指令電流設定部５４は、指令トルクτ＊に基づいて、２相のｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*を計算する。両指令電流は、モータ６の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石の磁束の方向と同一方向のｄ軸及びこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応する。
【００３７】
ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*は減算器５５，５６に供給される。減算器５５，５６は、ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*と、ｄ軸検出電流Ｉｄ及びｑ軸検出電流Ｉｑとのそれぞれの差分値ΔＩd，ΔＩqを演算し、その結果をＰＩ制御部（比例積分制御部）５７，５８に供給する。
【００３８】
ＰＩ制御部５７，５８は、差分値ΔＩd，ΔＩqに基づきｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqがｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*に追従するようにｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*をそれぞれ計算する。
【００３９】
ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*は、非干渉制御補正値演算部６３及び減算器５９，６０により、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**に補正されて２相／３相座標変換部６１に供給される。
【００４０】
非干渉制御補正値演算部６３は、ｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉq及びモータ６の回転子の角速度ωに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*のための非干渉制御補正値 ω・Ｌa・Ｉq，−ω・(φa＋Ｌa・Ｉd)を計算する。なお、インダクタンスＬａ、及び磁束φａは、予め決められた定数である。
【００４１】
減算器５９，６０は、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*から前記非干渉制御補正値をそれぞれ減算することにより、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を算出して、２相／３相座標変換部６１に出力する。２相／３相座標変換部６１は、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換して、同変換した３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ制御部６２に出力する。
【００４２】
ＰＷＭ制御部６２は、この３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応したＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（ＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）に変換し、インバータ回路であるモータ駆動装置３５に出力する。
【００４３】
前記ｑ軸指令電流Ｉq*は電動機制御値に相当する。モータ駆動装置３５は、電動機駆動手段に相当する。
モータ駆動装置３５は、図２に示すようにＦＥＴ(Field-Effect Transistor) ８１Ｕ，８２Ｕの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗの直列回路とを並列に接続して構成されている。各直列回路には、車両に搭載されたバッテリの電圧よりも昇圧された電圧が印加されている。そして、ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ間の接続点８３Ｕがモータ６のＵ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ間の接続点８３Ｖがモータ６のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗ間の接続点８３Ｗがモータ６のＷ相巻線に接続されている。
【００４４】
ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ及びＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗには、それぞれＰＷＭ制御部６２からＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（各相のＰＷＭ制御信号にはＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）が入力される。
【００４５】
モータ駆動装置３５は、ＰＷＭ制御信号UU，VU，WUに対応した３相の励磁電流を発生して、３相の励磁電流路を介してモータ６にそれぞれ供給する。
３相の励磁電流路のうちの２つには電流センサ７１，７２が設けられ、各電流センサ７１，７２は、モータ６に対する３相の励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのうちの２つの励磁電流Ｉu，Ｉvを検出して図３に示す３相／２相座標変換部７３に出力する。
【００４６】
なお、３相／２相座標変換部７３には、演算器７４にて励磁電流Ｉu，Ｉvに基づいて計算された励磁電流Ｉwが入力される。３相／２相座標変換部７３は、これらの励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを２相のｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqに変換し、減算器５５，５６、非干渉制御補正値演算部６３に入力する。
【００４７】
又、回転角センサ３０からの２相パルス列信号及び零相パルス列信号は、所定のサンプリング周期で電気角変換部６４に連続的に供給されている。電気角変換部６４は、前記各パルス列信号に基づいてモータ６における回転子の固定子に対する電気角θを演算し、演算された電気角θを角速度変換部６５に入力する。角速度変換部６５は、電気角θを微分して回転子の固定子に対する角速度ωを演算する。角速度ωは、正により回転子の正方向の回転を表し、負により回転子の負方向の回転を表している。
【００４８】
次に、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路１００及び同昇圧回路１００を制御する昇圧回路制御装置について説明する。本実施形態では、昇圧回路制御装置は、前記ＣＰＵ２１が兼用している。昇圧回路１００は昇圧手段に相当する。
【００４９】
昇圧回路１００は、直流電源としての車載バッテリ（以下、バッテリＢという）とモータ駆動装置３５間の電流供給回路に設けられている。
本実施形態の昇圧回路１００においては、印加点Ｐ１と電圧印加点Ｐ２間に、昇圧用コイル（以下、単にコイルＬという）と、第２トランジスタＱ２が接続されている。前記第２トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬの出力端子に接続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続されている。又、第２トランジスタＱ２のゲートは制御装置２０のＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ２は第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードである。
【００５０】
又、印加点Ｐ１は整流用のコンデンサＣ１を介して接地されている。印加点Ｐ１は、直流電源の出力端子に相当する。電圧印加点Ｐ２は昇圧用のコンデンサＣ２を介して接地されている。
【００５１】
前記コンデンサＣ２は第２トランジスタＱ２の出力端子となるドレインに接続されている。コンデンサＣ２は、昇圧用コイルによる昇圧電圧を充電する昇圧用コンデンサに相当する。
【００５２】
第１トランジスタＱ１は、ドレインがコイルＬの出力端子と第２トランジスタＱ２の接続点に接続され、ソースが接地されている。又、第１トランジスタＱ１のゲートは昇圧回路制御装置１０１のＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ１は第１トランジスタＱ１の寄生ダイオードである。電圧印加点Ｐ２の電圧検出のために、電圧印加点Ｐ２は制御装置２０のＣＰＵ２１の図示しない電圧入力ポートに接続され、出力電圧ＶBPIGを実測値として検出可能にされている。
【００５３】
前記第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２はｎチャンネル形のＭＯＳＦＥＴからなる。第１トランジスタＱ１は第１スイッチング素子を構成し、第２トランジスタＱ２は第２スイッチング素子に相当する。
【００５４】
次に、前記両トランジスタを制御するＣＰＵ２１について説明する。
図５は、ＣＰＵ２１の機能ブロック図を示している。すなわち、ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。
【００５５】
同制御ブロック図で図示されている各部は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示す。
ＣＰＵ２１は昇圧制御手段及び負荷状態判定手段を構成する。
【００５６】
ＣＰＵ２１は、演算器１１０、ＰＩＤ制御部１２０、ＰＷＭ演算部１３０、Ａ／Ｄ変換部１５０を備えている。
演算器１１０は、ＲＯＭ２２に予め格納されている目標昇圧電圧としての目標出力電圧ＶBPIG＊（本実施形態では２０Ｖ）と、Ａ／Ｄ変換部１５０を介して入力したＶBPIGとの偏差を算出し、ＰＩＤ制御部１２０にその偏差を供給する。
【００５７】
ＰＩＤ制御部１２０は、その偏差を縮小すべく、すなわち、フィードバック制御を行うために、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）処理を施して、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２の制御量を演算する回路である。ＰＩＤ制御部１２０にて演算された制御量は、さらにＰＷＭ演算部１３０によって制御量に対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。
【００５８】
なお、本実施形態では、前記演算されたデューティ比駆動信号を、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２に対して印加して交互にオンオフ制御する同期整流方式（図６（ａ）参照）、又は第１トランジスタＱ１のみに印加してＰＷＭ駆動する非同期整流方式にて行われる（図６（ｂ）参照）。
【００５９】
同期整流方式は、力行時のモータ６の高負荷のとき及び回生時に行われ、非同期整流方式は、力行時のモータ６の低負荷のときに行われる。なお、低負荷は、本明細書では負荷が印加されない無負荷の場合も含む趣旨である。
【００６０】
図６（ａ）は第１トランジスタＱ１に印加するパルス信号（デューティ比駆動信号）を示しており、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス周期、αは第１トランジスタＱ１に係るデューティ比（オンデューティ）である。なお、第２トランジスタＱ２に係るデューティ比は（１−｜α｜）となる。
【００６１】
なお、デューティ比αが「＋」のときは力行状態、「−」のときは回生状態である。
第１実施形態では、力行状態でのデューティ比αは、０≦α≦α０＜１としている。α０は制限値であり、ＰＷＭ演算部１３０にてデューティ比αを算出した結果が、α０を超える場合には、デューティ比αとして、α０が決定される。
【００６２】
回生状態でのデューティ比αは、０≦｜α｜≦１としている。
なお、第１実施形態を始めとして、他の実施形態において、第２トランジスタＱ２が第１トランジスタＱ１と交互にオンオフする場合、第２トランジスタＱ２のデューティ比については（１−｜α｜）にて算出できるため、特に断らない限り説明を省略する。
【００６３】
又、第２トランジスタＱ２に対しては、第１トランジスタＱ１がオンのときは、オフとし、第１トランジスタＱ１がオフのときには、オンするパルス信号（デューティ比駆動信号）が印加される。
【００６４】
（第１実施形態の作用）
さて、図７は、ＣＰＵ２１が実行する力行時に実行される制御プログラムのフローチャートであり、デューティ比αが「＋」のときに所定の制御周期で実行される。
【００６５】
Ｓ１０では、負荷状態検出パラメータ等の読込み又は演算を行う。第１実施形態では負荷状態検出パラメータとしての操舵トルクτ及び閾値τ０を読込む。
なお、閾値τ０は、予めＲＯＭ２２に格納されている。
【００６６】
Ｓ２０においては、モータ６が高負荷か低負荷かを判定する。第１実施形態では、操舵トルクτと閾値τ０との大小関係を判定する。すなわち、操舵トルクτが、閾値τ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ７０に移行し、操舵トルクτが閾値τ０を越えている場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ３０に移行する。
【００６７】
Ｓ３０ではフラグＦが１か０かを判定する。フラグＦは前回制御において、同期整流が実行されたか、非同期整流が実行されたかを判定するためのものである。フラグＦが１の場合は、同期整流が実行されたと判定して、Ｓ５０に移行し、フラグＦが０の場合は、非同期整流が実行されたと判定して、Ｓ４０に移行する。
【００６８】
Ｓ４０では、前回制御時に非同期整流がされているため、今回の制御時において、同期整流を行う際、第１初期値（デューティ比）を下記の関数（式）にて演算を行う。
【００６９】
第１初期値＝（１−直流電源電圧／目標昇圧電圧）×１００（％）…（１）
直流電源電圧は、バッテリＢの電圧であり、目標昇圧電圧は、目標出力電圧ＶBPIG＊である。
【００７０】
本実施形態では、バッテリＢの電圧は１２Ｖであり、目標出力電圧ＶBPIG＊は２０Ｖとしているため、第１初期値（デューティ比）は、４０％となる。
上記（１）式（関数）は、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を増加するものである。すなわち、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比は、後述するように０％近くの値になるが、（１）式で算出されたデューティ比は、この値よりも上昇した値となる。
【００７１】
（１）式により、第１初期値が算出され、第１初期値を同期制御開始時のデューティ比αとするのである。
前記「直流電源電圧／目標昇圧電圧」は、本発明における所定のパラメータに相当する。
【００７２】
Ｓ５０では、同期整流方式で、ＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。このとき、今回制御において、Ｓ４０において、第１初期値が供給された場合には、この第１初期値（デューティ比）がデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。
【００７３】
又、前回制御において、同期整流がされていた場合には、前述したＰＷＭ演算部１３０によって制御量に対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。
【００７４】
すなわち、図６（ａ）に示す駆動パターンのデューティ比駆動信号により、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２を交互にオンオフ駆動する。
詳説すると、力行時の高負荷時においては、昇圧回路１００では前記デューティ比駆動信号によるデューティ制御により、第１トランジスタＱ１がスイッチング動作を行なう。この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２のドレイン側に放出の際、高電圧が現れる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオンして、第２トランジスタＱ２がオフすると、第１トランジスタＱ１を介して接地側に電流が流れる。次に第１トランジスタＱ１がオフとなると、コイルＬに流れる電流が遮断される。コイルＬ１に流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、オン作動している第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【００７５】
このとき、昇圧回路１００により、昇圧される電圧はＣＰＵ２１から出力されるデューティ比駆動信号のデューティ比αと関連する。デューティ比αが大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比αが小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。
【００７６】
そして、上記のようにＳ５０の処理を行った後、Ｓ６０において、フラグＦを１にセットし、このフローチャートを一旦終了する。
又、モータ６が低負荷状態であるとして、Ｓ７０に移行すると、Ｓ７０では、フラグＦが１か０かを判定する。フラグＦが１の場合は、同期整流が実行されたと判定して、Ｓ８０に移行し、フラグＦが０の場合は、非同期整流が実行されたと判定して、Ｓ９０に移行する。
【００７７】
Ｓ８０では、前回制御時に同期整流がされているため、今回の制御時において、非同期整流を行う際、第２初期値をＲＯＭ２２から読込む。本実施形態では、第２初期値（デューティ比）は０％としている。
【００７８】
Ｓ９０では、非同期整流を行う。
非同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する。
【００７９】
なお、今回制御時に、Ｓ８０において、第２初期値が供給された場合には、この第２初期値（デューティ比）がデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の第１トランジスタＱ１に印加される。すなわち、第２初期値に基づいてＣＰＵ２１は非同期整流を開始する。
【００８０】
なお、非同期整流を開始する場合、第２初期値（デューティ比）は本実施形態では、０％としているため、低負荷状態、特に無負荷状態では、デューティ比の非同期整流を開始した後の出力電圧ＶBPIGとのつながりがよくなる。
【００８１】
つながりが良くなる理由は後述する。
又、前回制御において、非同期整流がされていた場合には、前述したＰＷＭ演算部１３０によって制御量に対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の第１トランジスタＱ１に印加される。
【００８２】
非同期整流について説明する。
この非同期整流の場合、コンデンサＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達していると、実際には、第１トランジスタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近いものとなる。
【００８３】
この理由は、モータ６が低負荷であるため、コンデンサＣ２からのモータ６に供給される放電電流が少なく、特に無負荷の場合には、放電電流が流れることはない。
【００８４】
そして、このような状態のもと、図５に示すように、フィードバック制御を行っているため、一旦、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達してしまうと、昇圧のためのデューティ比α（オンデューティ）が０％に近くなるためである。
【００８５】
上記のことから、前述したように、第２初期値（デューティ比）は本実施形態では、０％としているため、低負荷状態、特に無負荷状態では、デューティ比の非同期整流を開始した後の出力電圧ＶBPIGとのつながりがよくなる。
【００８６】
なお、デューティ比α（オンデューティ）が０に近くなるとは、コンデンサＣ２には漏れ電流が生じて、実際には、少しずつ電荷が抜け、その分に見合うだけのフィードバック制御が行われて完全にデューティ比が０％となることはないためである。
【００８７】
なお、モータ６の力行時において、同期整流だけで、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２をオンオフ駆動すると、モータ６が低負荷の場合、モータ６が駆動されず、コンデンサＣ２の放電電流が消費されない。すなわち、この状態で、コンデンサＣ２に充電された電荷は、第２トランジスタＱ２がオンされると、コイルＬを介してバッテリＢに返してしまうことになる。このとき、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスと、コイルＬの発熱が生ずる。このように、第２トランジスタＱ２のスイッチングロスの発生及びコイルＬの発熱により、昇圧回路１００が発熱してしまい、大変効率が悪くなる。
【００８８】
しかし、本実施形態のように、モータ６が低負荷時、非同期整流で、第２トランジスタＱ２を全オフし、かつ、第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動すると、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスが解消されるとともに、コイルＬへは、コンデンサＣ２から電荷がコイルＬに流れることがない。このため、第２トランジスタＱ２のスイッチングロス及びコイルＬの発熱がなくなり、昇圧回路１００の温度上昇を抑制することができる。
【００８９】
なお、モータ６の力行時において、非同期整流だけで、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動でオンオフ駆動する場合、第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ２を介して電圧印加点Ｐ２側へ電流を供給する形になる。この場合、モータ６の高負荷時においては、電圧印加点Ｐ２側への電流値が大きくなり、第２トランジスタＱ２（寄生ダイオードＤ２）での損失（発熱）が大きくなり、好ましくない。
【００９０】
Ｓ９０では、ＣＰＵ２１は、非同期整流方式にて、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動した後、Ｓ１００において、フラグＦを０にリセットし、このフローチャートを一旦終了する。
【００９１】
なお、モータ６が回生状態に入ったときには、同期整流方式でＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。このとき、モータ６からの回生電流により出力電圧ＶBPIGが上昇するが、第２トランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動している。このため、第２トランジスタＱ２を介してバッテリＢに回生電流が流れて吸収される。
【００９２】
第１実施形態によれば、以下のような特徴がある。
（１） 第１実施形態の電動パワーステアリング装置は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいてモータ６（電動機）を駆動するモータ駆動装置３５（電動機駆動手段）を備えている。
【００９３】
又、電動パワーステアリング装置はバッテリＢ（直流電源）とモータ駆動装置３５間に設けられ、バッテリ電圧（電源電圧）を昇圧する昇圧回路１００（昇圧手段）と、デューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）を生成出力するＣＰＵ２１（昇圧制御手段）を備えている。
【００９４】
又、昇圧回路１００は、コイルＬ（昇圧用コイル）、第１トランジスタＱ１（第１スイッチング素子）、第２トランジスタＱ２（第２スイッチング素子）、コンデンサＣ２（昇圧コンデンサ）とを備えている。
【００９５】
加えて、昇圧回路１００はモータ６が高負荷時には、両トランジスタを同期整流し、モータ６が低負荷時には、第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動にて非同期整流することにより、バッテリＢからコイルＬに供給される電流を制御して、コンデンサＣ２を昇圧電圧に充電するようにした。
【００９６】
そして、ＣＰＵ２１（昇圧制御手段）は、非同期整流から同期整流に移行する際に、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を増加する（１）式（関数）に対して、所定のパラメータを代入して演算した値を第１初期値として同期整流するようにした。
【００９７】
従って、非同期整流から同期整流に移行する際、出力電圧の瞬時低下の防止のために、同期整流の開始時の第１初期値（デューティ比）は、０％よりも上昇した値となっているため、出力電圧ＶBPIGは高くなる。この結果、出力電圧ＶBPIG（昇圧電圧）が落ちず、操舵フィーリングの悪化の虞がない。
【００９８】
（２） 第１実施形態の電動パワーステアリング装置では、（１）式（関数）
第１初期値＝（１−直流電源電圧／目標昇圧電圧）×１００（％）
とし、所定のパラメータとして、「直流電源電圧／目標昇圧電圧」とした。
【００９９】
この結果、（１）式（関数）により、非同期整流から同期整流に移行する際に、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりも上昇したデューティ比を得ることができる。
【０１００】
（３） 第１実施形態では、ＣＰＵ２１（昇圧制御手段）は、モータ６が高負荷状態から低負荷状態の移行に応じて同期整流から非同期整流に移行する際、出力電圧の上昇防止のために、高負荷状態の同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を減少するパラメータを第２初期値として非同期整流するようにした。
【０１０１】
この結果、同期整流から移行して、非同期整流を開始する際、その開始時において、デューティ比を低くして第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動することができる。このため、低負荷状態、特に無負荷状態のモータ６に応じた昇圧電圧の制御ができる。仮に、デューティ比を非同期整流の開始前の同期整流時の最新のデューティ比を初期値として第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動すると、非同期整流の開始時には、同期整流時の昇圧電圧になるため、出力電圧ＶBPIGは高くなる問題がある。
【０１０２】
しかし、本実施形態によれば、このようなことはなくなる。
（４） 第１実施形態では、第２初期値は、０％にした。
この結果、上記（３）の作用効果において、非同期整流の開始時には、好適に出力電圧ＶBPIGを低くすることができる。
【０１０３】
（５） 第１実施形態の電動パワーステアリング装置では、ＣＰＵ２１（昇圧制御手段）は、モータ６が高負荷のときは、第１トランジスタＱ１（第１スイッチング素子）及び第２トランジスタＱ２（第２スイッチング素子）を同期整流するようにした。又、ＣＰＵ２１は、モータ６が低負荷のときは、熱発生抑制モードとして第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ制御して非同期整流するようにした。
【０１０４】
この結果、モータ６の低負荷時においては、非同期整流により、高負荷時に比して昇圧回路１００の発熱の抑制を実現できる。
（６） 第１実施形態では、操舵トルクτを検出するトルクセンサ４（操舵トルク検出手段）を備えた。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、トルクセンサ４が検出した操舵トルクτが閾値τ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクτが閾値τ０を越えたときはモータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１０５】
この結果、操舵トルクτと閾値τ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
なお、第１実施形態の構成を下記のように変更してもよい。
【０１０６】
○ 第２初期値を０（％）に変えて、０（％）に近い値にしてもよい。この場合において、非同期整流の開始時には、好適に出力電圧ＶBPIGを低くすることができる。
【０１０７】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態を第１実施形態の図７を参照して説明する。
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータを、操舵トルクτとしたが、第２実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、モータ６のモータ回転数ｎを使用しているところが異なる。
【０１０８】
すなわち、本実施形態では、回転角センサ３０は、モータ６の回転位置を検出する回転位置センサを兼用し、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
【０１０９】
そして、図７のフローチャート中、Ｓ１０では、ＣＰＵ２１は、回転角センサ３０からの検出信号に基づいて、公知の演算式を使用してモータ回転数ｎを算出する。
【０１１０】
Ｓ２０では、モータ回転数ｎと予めＲＯＭ２２に格納した回転数閾値ｎ０との大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ７０に移行し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０よりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ３０に移行する。
【０１１１】
第２実施形態では第１実施形態の（１）〜（５）の他、以下のような特徴がある。
（１） 第２実施形態では、ＣＰＵ２１はモータ６の回転数を推定する電動機回転数推定手段としている。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、推定したモータ６の回転数（モータ回転数ｎ）が回転数閾値ｎ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０を越えるときは、モータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１１２】
この結果、モータ回転数ｎと回転数閾値ｎ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
第２実施形態の構成を下記のように変更してもよい。
【０１１３】
（Ａ） 第２実施形態では、ブラシレスモータを使用したが、ブラシレスモータの代わりにブラシ付モータ（以下、この項において、単にモータという）に変更してもよい。この場合においても、図７のフローチャートを実行するものとする。
【０１１４】
Ｓ１０においては、下記のようにして、モータ回転数ｎを演算（推定）する。なお、モータのモータ電流を検出するために、モータにはモータ電流検出回路（図示しない）及びモータ端子間電圧を検出するためのモータ端子電圧検出回路（図示しない）が設けられている。
【０１１５】
ＣＰＵ２１は、前記モータのモータ回転数ｎを算出するため、まず、前記モータ電流検出回路（図示しない）によって検出されるモータ電流の平均値（モータ電流平均値Ｉａ）と、モータ端子電圧検出回路によって検出される端子間電圧の平均値（端子間電圧平均値Ｖａ）とを求める。求めたモータ電流平均値Ｉａ及び端子間電圧平均値Ｖａから、（２）式に従ってモータの内部抵抗の瞬時値（モータ内部抵抗瞬時値Ｒ）を算出する。
【０１１６】
Ｒ＝Ｖａ／Ｉａ …（２）
続いて、モータ内部抵抗瞬時値Ｒを時間積分してモータの内部抵抗値Ｒｉを求め、この内部抵抗値Ｒi、モータ電流平均値Ｉａと端子間電圧平均値Ｖａに基づいて（３）式を使用してモータの逆起電圧Ｖｃを求める。
【０１１７】
Ｖｃ＝Ｖａ−Ｉａ・Ｒｉ …（３）
続いて、（４）式を使用して、逆起電圧Ｖｃに、逆起電圧Ｖｃに対する回転数の比であるモータ発電定数Ｋを乗算し、モータ回転数ｎを算出する。
【０１１８】
モータ回転数ｎはモータの逆起電圧Ｖｃの符号に対応した符号を有する。
なお、モータ回転数ｎにはモータの右方向回転に対しては正の値をとり、モータの左方向回転に対しては負の値をとる。すなわち、モータ回転数ｎは、モータの回転方向成分を含む回転速度である。
【０１１９】
ｎ＝Ｋ・Ｖｃ … （４）
従って、この変形例では、Ｓ２０では、｜ｎ｜＞ｎ０にて、大小関係を判定する。
【０１２０】
他の構成は、第２実施形態と同様である。
ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
（Ｂ） 又、ステアリングホイール１（ハンドル）の回転数を検出するハンドル回転数センサを設け、このハンドル回転数センサが検出したハンドル回転数に基づいて、ＣＰＵ２１はモータ回転数ｎを算出（推定）するようにしてもよい。ハンドル回転数とモータ回転数ｎとは比例関係にあるため、これでもよい。
【０１２１】
この場合においても、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
（第３実施形態）
次に、第３実施形態を図７を参照して説明する。
【０１２２】
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータとして、操舵トルクτとしたが、第３実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、アシスト指令電流、すなわちｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を使用しているところが異なる。
【０１２３】
図７のＳ１０では、ＣＰＵ２１は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を読込む。
Ｓ２０では、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。
【０１２４】
前記ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*s以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ７０に移行し、ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*sよりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ３０に移行する。
【０１２５】
第３実施形態では第１実施形態の（１）〜（５）の他、以下のような特徴がある。
（１） 第３実施形態では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいて、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷であると判定するようにした。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定するようにした。
【０１２６】
この結果、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
第３実施形態の構成を下記のように変更してもよい。
【０１２７】
○ 第３実施形態では、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいて、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷であると判定するようにした。これに代えて、ｑ軸検出電流Ｉqと、予めＲＯＭ２２に格納した閾値との大小関係に基づいてモータ６の負荷を判定するようにしてもよい。
【０１２８】
すなわち、ＣＰＵ２１は、閾値よりもｑ軸検出電流Ｉqが越えていれば、モータ６が高負荷状態であると判定し、ｑ軸検出電流Ｉqが閾値以下であれば、モータ６が低負荷状態であると判定するようにする。
【０１２９】
電流センサ７１，７２はモータ６に流れる実電流を検出する実電流検出手段に相当する。
前記ｑ軸検出電流Ｉqは、モータ６に流れる実電流の検出値に相当する。
【０１３０】
この場合、ＣＰＵ２１は昇圧制御手段、負荷状態判定手段に相当する。
なお、本発明の実施形態は以下のように変更してもよい。
○ 前記各実施形態では、操舵トルクτと、車速Ｖとを使用した実施形態に代えて、操舵トルクτのみで、電動機制御値を決定するようにしてもよい。
【０１３１】
○ 第１初期値を算出するために第１実施形態では、「直流電源電圧／目標昇圧電圧」としたが、単に数十％の値にしても良い。要は、モータ６が低負荷状態から高負荷状態の移行に応じて非同期整流から同期整流に移行する際に、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を増加する値となるものでよい。
【０１３２】
次に、上記した実施形態から把握できる請求項に記載した発明以外の技術的思想について以下に記載する。
（１） 請求項１乃至請求項４のいずれか１項において、操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記電動機の負荷状態を判定する負荷状態判定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記操舵トルク検出手段が検出した操舵トルクが小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクが大のときは電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【０１３３】
（２） 請求項１乃至請求項４のいずれか１項において、前記電動機の回転数を推定する電動機回転数推定手段を備え、前記電動機の負荷状態を判定する負荷状態判定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記電動機回転数推定手段が推定した回転数が小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、回転数が大のときは、電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【０１３４】
（３） 請求項１乃至請求項４のいずれか１項において、前記電動機の負荷状態を判定する負荷状態判定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記負荷状態判定手段は、前記電動機制御値、又は、電動機に流れる実電流の検出値に基づいて電動機の負荷状態を判定することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【０１３５】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１乃至請求項４の発明は、非同期整流から同期整流に移行した際に、昇圧電圧が落ちず、操舵フィーリングの悪化の虞がない効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に具体化した電動パワーステアリング装置の概略図。
【図２】同じく電動パワーステアリング装置の制御ブロックダイヤグラム。
【図３】同じくＣＰＵ２１の制御ブロック図。
【図４】同じく昇圧回路の電気回路図。
【図５】同じく昇圧時のＣＰＵ２１の制御ブロックダイヤグラム。
【図６】（ａ）は同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形図、（ｂ）は、非同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号等の波形図。
【図７】ＣＰＵ２１が実行する制御プログラムのフローチャート。
【図８】従来の電動パワーステアリング装置の昇圧回路の電気回路図。
【図９】同じくトランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形図。
【符号の説明】
６…モータ（電動機）
２０…制御装置
２１…ＣＰＵ（昇圧制御手段）
３５…モータ駆動装置（電動機駆動手段）
１００…昇圧回路（昇圧手段）
Ｂ…バッテリ（直流電源）
Ｌ…コイル（昇圧用コイル）
Ｃ２…コンデンサ（昇圧用コンデンサ）
Ｑ１…第１トランジスタ（第１スイッチング素子）
Ｑ２…第２トランジスタ（第２スイッチング素子）

Claims (4)

1. 直流電源と電動機を駆動する電動機駆動手段間に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧手段と、同昇圧手段を制御する昇圧制御手段とを備え、前記昇圧手段は、直流電源の出力端子に接続された昇圧用コイルと、同昇圧用コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の出力端子に接続された昇圧用コンデンサとを備え、前記昇圧制御手段は電動機が高負荷時には、前記両スイッチング素子を同期整流し、電動機が低負荷時には、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ駆動にて非同期整流することにより、前記直流電源から昇圧用コイルに供給される電流を制御し、前記昇圧用コンデンサに昇圧電圧を充電する電動パワーステアリング装置において、
   前記昇圧制御手段は、前記電動機が低負荷状態から高負荷状態の移行に応じて非同期整流から同期整流に移行する際、出力電圧の瞬時低下の防止のために、低負荷状態の非同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を増加する関数に対して、所定のパラメータを代入して演算した値を第１初期値として同期整流することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記関数は、
   第１初期値＝（１−直流電源電圧／目標昇圧電圧）×１００（％）
   であり、前記所定のパラメータは、「直流電源電圧／目標昇圧電圧」であることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷状態から低負荷状態の移行に応じて同期整流から非同期整流に移行する際、出力電圧の上昇防止のために、高負荷状態の同期整流時のデューティ比よりもデューティ比を減少するパラメータを第２初期値として非同期整流することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記第２初期値は、０又は０に近い値であることを特徴とする請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。

Images