JP2003319699A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】昇圧回路の昇圧のための演算負荷が小さくで
き、かつ、出力電圧がオーバーシュートしてコンデンサ
の耐圧を越えることを防止できる電動パワーステアリン
グ装置を提供する。 【解決手段】電動パワーステアリング装置はバッテリと
モータ駆動装置間に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧
回路１００とＰＷＭ駆動信号を生成出力するＣＰＵ２１
を備える。昇圧回路１００はコイルＬ、第２トランジス
タＱ２、第１トランジスタＱ１、コンデンサＣ２を備え
る。ＣＰＵ２１は昇圧回路１００が昇圧した昇圧電圧の
出力電圧VBPIGと、目標出力電圧との大小関係に応じ
て、前回の制御量に対して、Ｄ０％を加算或いはＤ１％
を減算した値に基づいたＰＷＭ駆動信号を生成出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車や車両の操
舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワース
テアリング装置に係り、詳しくは、車載バッテリからの
モータへの供給電流を調整することができる昇圧回路を
備えた電動パワーステアリング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、モータの回転力を利用して、
ステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステ
アリング装置が用いられている。このような電動パワー
ステアリング装置においては、運転者がステアリングホ
イールを回転させて操舵を行った時の操舵トルクに応じ
た操舵補助力が、モータからステアリング機構に与えら
れるようになっている。

【０００３】ところで、前記のような電動パワーステア
リング装置は大きなトルクを得ようとするために大電流
を必要とするシステムである。従来は、車載バッテリ
（ＤＣ１２Ｖ）を直に印加するようにしており、モータ
もＤＣ１２Ｖ仕様のものを使用し、大電流を前記モータ
に供給するために、モータの大型化、使用配線の大容量
化（太線化）は避けることはできない。

【０００４】この問題を解決するため、車載バッテリか
らの供給電流を調整することができる電動パワーステア
リング装置（特開平８−１２７３５０号公報）等が提案
されている。

【０００５】この電動パワーステアリング装置において
は、モータに電流を供給する回路に図８に示すような昇
圧回路３００及び昇圧回路制御装置３０１を設けてい
る。昇圧回路３００は、車載バッテリからのバッテリ電
圧ＶPIG（ＤＣ１２Ｖ）の印加点Ｐ１と前記モータへの
電圧印加点Ｐ２との間に設けられている。昇圧回路３０
０はコンデンサＣ１，Ｃ２、コイルＬ、ダイオードＤ、
スイッチング用の第１トランジスタＱ１を備えている。

【０００６】昇圧回路制御装置３０１は、昇圧回路３０
０の第１トランジスタＱ１に対して、昇圧のためのＰＷ
Ｍ演算により制御量としてのデューティ比が演算され
る。そして、昇圧回路制御装置３０１は、このデューテ
ィ比に基づいてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信
号）を出力し、このデューティ比駆動信号によって、第
１トランジスタＱ１をデューティ制御する。このデュー
ティ制御により、第１トランジスタＱ１が図９に示すよ
うにスイッチング動作を行ない、この結果、コイルＬで
エネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、ダイオードＤ
のカソード側に放出の際の高電圧が現れる。なお、図９
に示すように本明細書中、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス
周期、αはデューティ比（オンデューティ）を示してい
る。第１トランジスタＱ１がオンとなるとコイルＬに電
流が流れ、第１トランジスタＱ１がオフとなるとコイル
Ｌに流れる電流が遮断される。

【０００７】コイルＬに流れる電流が遮断されると、こ
の電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、ダイオ
ードＤのカソード側に高電圧が発生する。この繰り返し
によって、ダイオードＤのカソード側に高電圧が繰り返
し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電
圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。

【０００８】このとき、昇圧回路３００により、昇圧す
る電圧は昇圧回路制御装置３０１から出力されるデュー
ティ比駆動信号のデューティ比と関連する。デューティ
比が大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ
比が小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の昇圧
回路制御装置３０１では、予め定められた目標出力電圧
と、出力電圧ＶBPIGの偏差を算出し、この偏差を解消す
るためにＰＩ制御を行い、このＰＩ制御結果に基づいて
前記ＰＷＭ演算を行っている。

【００１０】ＰＩ制御は、Ｐ制御（比例制御）とＩ制御
（積分制御）とからなり、特に、Ｉ制御では、積分演算
を行う。このため、ある程度演算周期を長くとってＩ制
御を行うことになるため、制御性が低下する問題があっ
た。

【００１１】又、昇圧回路制御装置３０１は、前記モー
タの制御装置も兼用しているが、モータ制御において
も、ＰＩ制御を行う。このため、昇圧回路制御装置３０
１を構成しているＣＰＵ（中央演算処理装置）の演算負
荷が高く、この理由からも前記制御性が低下する。

【００１２】昇圧回路３００に対してＰＩ制御を行う
と、外乱などによって、出力電圧ＶBPIGと目標出力電圧
との偏差が大きくなった場合には、前記Ｉ制御の影響に
より、出力電圧ＶBPIGがオーバーシュートし、コンデン
サＣ２の耐圧を越えてしまいコンデンサが破損する虞も
あった。

【００１３】本発明の目的は、昇圧回路の昇圧のための
演算負荷が小さくでき、かつ、出力電圧がオーバーシュ
ートしてコンデンサの耐圧を越えることを防止できる電
動パワーステアリング装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、電動機制御値に基づい
て電動機を駆動する電動機駆動手段と、直流電源と前記
電動機駆動手段間に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧
手段と、ＰＷＭ駆動信号を生成出力する昇圧制御手段と
を備え、前記昇圧手段は、直流電源の出力端子に接続さ
れた昇圧用コイルと、同昇圧用コイルの出力端子に対し
て共に接続された逆流防止用素子とスイッチング素子
と、前記逆流防止用素子の出力端子に接続された昇圧用
コンデンサとを備え、前記スイッチング素子を前記ＰＷ
Ｍ駆動信号によりオン、オフすることによって、前記直
流電源から昇圧用コイルに供給される電流を制御し、前
記昇圧用コンデンサに昇圧電圧を充電する電動パワース
テアリング装置において、前記昇圧制御手段は、昇圧手
段が昇圧した昇圧電圧の実測値と、目標出力電圧との大
小関係に応じて、前回の制御量に対して、所定割合の値
をそれぞれ加算或いは減算した値に基づいたＰＷＭ駆動
信号を生成出力することを特徴とする電動パワーステア
リング装置を要旨とするものである。

【００１５】請求項２の発明は、請求項１において、前
記昇圧制御手段は、昇圧電圧の実測値と、前記目標出力
電圧の大小関係が、所定レベル範囲内であるときは、前
回の制御時の制御量に基づいたＰＷＭ駆動信号を生成出
力することを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）以下、本発明を
具体化した電動パワーステアリング装置の実施形態を図
１〜図７に従って説明する。

【００１７】図１は、電動パワーステアリング装置の制
御装置の概略を示す。ステアリングホイール１に連結し
たステアリングシャフト２には、トーションバー３が設
けられている。このトーションバー３には、トルクセン
サ４が装着されている。そして、ステアリングシャフト
２が回転してトーションバー３に力が加わると、加わっ
た力に応じてトーションバー３が捩れ、その捩れ、即ち
ステアリングホイール１にかかる操舵トルクτをトルク
センサ４が検出している。

【００１８】トルクセンサ４は操舵トルク検出手段を構
成している。又、ステアリングシャフト２には減速機５
が固着されている。この減速機５には電動機としての電
動モータ（以下、モータ６という）の回転軸に取着した
ギア７が噛合されている。前記モータ６は、三相同期式
永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。

【００１９】又、モータ６には、同モータ６の回転角を
検出するためのエンコーダにより構成された回転角セン
サ３０が組み付けられている（図２参照）。回転角セン
サ３０は、モータ６の回転子の回転に応じてπ／２ずつ
位相の異なる２相パルス列信号と基準回転位置を表す零
相パルス列信号を出力する。

【００２０】更に、減速機５にはピニオンシャフト８が
固着されている。ピニオンシャフト８の先端には、ピニ
オン９が固着されるとともに、このピニオン９はラック
１０と噛合している。ラック１０の両端には、タイロッ
ド１２が固設されており、そのタイロッド１２の先端部
にはナックル１３が回動可能に連結されている。このナ
ックル１３には、タイヤとしての前輪１４が固着されて
いる。又、ナックル１３の一端は、クロスメンバ１５に
回動可能に連結されている。

【００２１】従って、モータ６が回転すると、その回転
数は減速機５によって減少されてピニオンシャフト８に
伝達され、ピニオン及びラック機構１１を介してラック
１０に伝達される。そして、ラック１０は、タイロッド
１２を介してナックル１３に設けられた前輪１４の向き
を変更して車両の進行方向を変えることができる。

【００２２】前輪１４には、車速センサ１６が設けられ
ている。次に、この電動パワーステアリング装置の制御
装置（以下、制御装置２０という）の電気的構成を示
す。

【００２３】トルクセンサ４は、ステアリングホイール
１の操舵トルクτに応じた電圧を出力している。車速セ
ンサ１６は、その時の車速を前輪１４の回転数に相対す
る周期のパルス信号として出力する。

【００２４】制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２
１）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ２２）及びデータを
一時記憶する読み出し及び書き込み専用メモリ（ＲＡＭ
２３）を備えている。このＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１
による演算処理を行わせるための制御プログラムが格納
されている。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が演算処理を行
うときの演算処理結果等を一時記憶する。

【００２５】ＲＯＭ２２は、図示しない基本アシストマ
ップが格納されている。基本アシストマップは、操舵ト
ルクτ（回動トルク）に対応し、かつ車速に応じた基本
アシスト電流を求めるためのものであり、操舵トルクτ
に対する基本アシスト電流が記憶されている。

【００２６】この制御装置２０が、三相同期式永久磁石
モータを駆動制御する機能は公知の構成であるため、簡
単に説明する。図３は、前記ＣＰＵ２１内部において、
プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図であ
る。同制御ブロック図で図示されている各部は、独立し
たハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行
される機能を示している。

【００２７】ＣＰＵ２１の内部では、指令トルクτ＊を
計算するための基本アシスト力演算部５１、戻し力演算
部５２及び加算部５３を備える。基本アシスト力演算部
５１は、トルクセンサ４からの操舵トルクτ及び車速セ
ンサ１６によって検出された車速Ｖを入力し、操舵トル
クτの増加にしたがって増加するとともに車速Ｖの増加
にしたがって減少するアシストトルクを計算する。

【００２８】戻し力演算部５２は、車速Ｖと共にモータ
６の回転子の電気角θ（回転角に相当）及び角速度ωを
入力し、これらの入力値に基づいてステアリングシャフ
ト２の基本位置への復帰力及びステアリングシャフト２
の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算す
る。加算部５３は、アシストトルクと戻しトルクを加算
することにより指令トルクτ＊を計算し、指令電流設定
部５４に出力する。

【００２９】指令電流設定部５４は、指令トルクτ＊に
基づいて、２相のｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*
を計算する。両指令電流は、モータ６の回転子上の永久
磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系におい
て、永久磁石の磁束の方向と同一方向のｄ軸及びこれに
直交したｑ軸にそれぞれ対応する。

【００３０】ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*は減
算器５５，５６に供給される。減算器５５，５６は、ｄ
軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*と、ｄ軸検出電流Ｉ
ｄ及びｑ軸検出電流Ｉｑとのそれぞれの差分値ΔＩd，
ΔＩqを演算し、その結果をＰＩ制御部（比例積分制御
部）５７，５８に供給する。

【００３１】ＰＩ制御部５７，５８は、差分値ΔＩd，
ΔＩqに基づきｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqが
ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*に追従するように
ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*をそれぞれ計算
する。

【００３２】ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*
は、非干渉制御補正値演算部６３及び減算器５９，６０
により、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧
Ｖq**に補正されて２相／３相座標変換部６１に供給さ
れる。

【００３３】非干渉制御補正値演算部６３は、ｄ軸検出
電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉq及びモータ６の回転子の角
速度ωに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧
Ｖq*のための非干渉制御補正値 ω・Ｌa・Ｉq，−ω・
(φa＋Ｌa・Ｉd)を計算する。なお、インダクタンスＬ
ａ、及び磁束φａは、予め決められた定数である。

【００３４】減算器５９，６０は、ｄ軸指令電圧Ｖd*及
びｑ軸指令電圧Ｖq*から前記非干渉制御補正値をそれぞ
れ減算することにより、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ
軸補正指令電圧Ｖq**を算出して、２相／３相座標変換
部６１に出力する。２相／３相座標変換部６１は、ｄ軸
補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を３相指
令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換して、同変換した３相指
令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ制御部６２に出力す
る。

【００３５】ＰＷＭ制御部６２は、この３相指令電圧Ｖ
u*，Ｖv*，Ｖw*に対応したＰＷＭ制御信号UU，VU，WU
（ＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含
む）に変換し、インバータ回路であるモータ駆動装置３
５に出力する。

【００３６】前記ｑ軸指令電流Ｉq*は電動機制御値に相
当する。モータ駆動装置３５は、電動機駆動手段に相当
する。モータ駆動装置３５は、図２に示すようにＦＥＴ
(Field-Effect Transistor)８１Ｕ，８２Ｕの直列回路
と、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ８１
Ｗ，８２Ｗの直列回路とを並列に接続して構成されてい
る。各直列回路には、車両に搭載されたバッテリの電圧
よりも昇圧された電圧が印加されている。そして、ＦＥ
Ｔ８１Ｕ，８２Ｕ間の接続点８３Ｕがモータ６のＵ相巻
線に接続され、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ間の接続点８３Ｖ
がモータ６のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｗ，８２
Ｗ間の接続点８３Ｗがモータ６のＷ相巻線に接続されて
いる。

【００３７】ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ、ＦＥＴ８１Ｖ，８
２Ｖ及びＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗには、それぞれＰＷＭ制
御部６２からＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（各相のＰＷＭ
制御信号にはＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表
す信号を含む）が入力される。

【００３８】モータ駆動装置３５は、ＰＷＭ制御信号U
U，VU，WUに対応した３相の励磁電流を発生して、３相
の励磁電流路を介してモータ６にそれぞれ供給する。３
相の励磁電流路のうちの２つには電流センサ７１，７２
が設けられ、各電流センサ７１，７２は、モータ６に対
する３相の励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのうちの２つの励磁
電流Ｉu，Ｉvを検出して図３に示す３相／２相座標変換
部７３に出力する。

【００３９】なお、３相／２相座標変換部７３には、演
算器７４にて励磁電流Ｉu，Ｉvに基づいて計算された励
磁電流Ｉwが入力される。３相／２相座標変換部７３
は、これらの励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを２相のｄ軸検出
電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqに変換し、減算器５５，５
６、非干渉制御補正値演算部６３に入力する。

【００４０】又、回転角センサ３０からの２相パルス列
信号及び零相パルス列信号は、所定のサンプリング周期
で電気角変換部６４に連続的に供給されている。電気角
変換部６４は、前記各パルス列信号に基づいてモータ６
における回転子の固定子に対する電気角θを演算し、演
算された電気角θを角速度変換部６５に入力する。角速
度変換部６５は、電気角θを微分して回転子の固定子に
対する角速度ωを演算する。角速度ωは、正により回転
子の正方向の回転を表し、負により回転子の負方向の回
転を表している。

【００４１】次に、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路１
００及び同昇圧回路１００を制御する昇圧回路制御装置
について説明する。本実施形態では、昇圧回路制御装置
は、前記ＣＰＵ２１が兼用している。昇圧回路１００は
昇圧手段に相当する。

【００４２】昇圧回路１００は、直流電源としての車載
バッテリ（以下、バッテリＢという）とモータ駆動装置
３５間の電流供給回路に設けられている。本実施形態の
昇圧回路１００においては、印加点Ｐ１と電圧印加点Ｐ
２間に、昇圧用コイル（以下、単にコイルＬという）
と、第２トランジスタＱ２が接続されている。前記第２
トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬの出力端子に接
続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続されている。
又、第２トランジスタＱ２のゲートは制御装置２０のＣ
ＰＵ２１に接続されている。Ｄ２は第２トランジスタＱ
２の寄生ダイオードである。

【００４３】又、印加点Ｐ１は整流用のコンデンサＣ１
を介して接地されている。印加点Ｐ１は、直流電源の出
力端子に相当する。電圧印加点Ｐ２は昇圧用のコンデン
サＣ２を介して接地されている。

【００４４】前記コンデンサＣ２は第２トランジスタＱ
２の出力端子となるドレインに接続されている。コンデ
ンサＣ２は、昇圧用コイルによる昇圧電圧を充電する昇
圧用コンデンサに相当する。

【００４５】第１トランジスタＱ１は、ドレインがコイ
ルＬの出力端子と第２トランジスタＱ２の接続点に接続
され、ソースが接地されている。又、第１トランジスタ
Ｑ１のゲートは昇圧回路制御装置１０１のＣＰＵ２１に
接続されている。Ｄ１は第１トランジスタＱ１の寄生ダ
イオードである。電圧印加点Ｐ２の電圧検出のために、
電圧印加点Ｐ２は制御装置２０のＣＰＵ２１の図示しな
い電圧入力ポートに接続され、出力電圧ＶBPIGを実測値
として検出可能にされている。

【００４６】前記第１トランジスタＱ１及び第２トラン
ジスタＱ２はｎチャンネル形のＭＯＳＦＥＴからなる。
第１トランジスタＱ１はスイッチング素子を構成し、第
２トランジスタＱ２は逆流防止用素子に相当する。

【００４７】次に、前記両トランジスタを制御するＣＰ
Ｕ２１について説明する。図５は、ＣＰＵ２１の機能ブ
ロック図を示している。すなわち、ＣＰＵ２１内部にお
いて、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック
図である。

【００４８】同制御ブロック図で図示されている各部
は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ
２１で実行される機能を示す。ＣＰＵ２１は昇圧制御手
段を構成する。

【００４９】ＣＰＵ２１は、デューティ比演算部１２０
及びＡ／Ｄ変換部１５０を備えている。デューティ比演
算部１２０は、ＲＯＭ２２に予め格納されている目標出
力電圧ＶBPIG＊（本実施形態では２０Ｖ）と、Ａ／Ｄ変
換部１５０を介して入力したＶBPIGとを読込みして、後
述するデューティ比演算を行い、前記両トランジスタの
制御量を演算する回路である。デューティ比演算部１２
０では制御量としてのデューティ比αが演算されてＰＷ
Ｍ駆動信号に変換され、該変換されたＰＷＭ駆動信号が
昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。なお、
本実施形態では前記演算されたＰＷＭ駆動信号は、第１
トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２に対して交互
にオンオフ制御するように印加される（図６参照）。こ
の印加は、モータ６の力行時及び回生時ともに同様に行
う。

【００５０】図６は第１トランジスタＱ１に印加するパ
ルス信号（ＰＷＭ駆動信号）を示しており、Ｔαはオン
時間、Ｔはパルス周期、αは第１トランジスタＱ１に係
るデューティ比（オンデューティ）である。なお、第２
トランジスタＱ２に係るデューティ比は（１−｜α｜）
となる。

【００５１】なお、デューティ比αが「＋」のときは力
行状態、「−」のときは回生状態である。第１実施形態
では、力行状態でのデューティ比αは、０≦α≦α０＜
１としている。α０は制限値であり、デューティ比演算
部１２０にてデューティ比αを算出した結果が、α０を
超える場合には、デューティ比αとして、α０が決定さ
れる。

【００５２】回生状態でのデューティ比αは、０≦｜α
｜≦１としている。又、第２トランジスタＱ２に対して
は、第１トランジスタＱ１がオンのときは、オフとし、
第１トランジスタＱ１がオフのときには、オンするパル
ス信号（ＰＷＭ駆動信号）が印加される。

【００５３】（デューティ比演算）さて、本実施形態の
特徴的なデューティ比演算について説明する。図７は、
ＣＰＵ２１が実行するデューティ比演算制御プログラム
のフローチャートである。同プログラムは、ＲＯＭ２２
内に予め記憶されており、定時割込でＣＰＵ２１が処理
する。

【００５４】このプログラムが開始されると、Ｓ１０で
は目標出力電圧ＶBPIG＊及び出力電圧ＶBPIGを読み込
む。次に、Ｓ２０又はＳ４０において、目標出力電圧Ｖ
BPIG＊及び出力電圧ＶBPIGの大小関係を判定する。

【００５５】Ｓ２０においては、 VBPIG≦ＶBPIG＊ − Ｖ０ か否かを判定する。

【００５６】Ｖ０（≧０）は、所定値であって、ＲＯＭ
２２に予め記憶されている。Ｓ２０において、「出力電
圧VBPIG」が「目標出力電圧ＶBPIG＊ − Ｖ０」以下
の場合には、出力電圧ＶBPIGが昇圧しきっていないとし
て「ＹＥＳ」の判定をし、Ｓ３０に移行する。

【００５７】Ｓ３０では、前回の制御時に算出されたデ
ューティ比αに対して所定割合であるＤ０（＞０）％増
加した値を加算して、今回時のデューティ比αとし、こ
のプログラムを一旦終了する。

【００５８】なお、この制御プログラムが実行されて、
最初にＳ２０で「ＹＥＳ」と判定した場合、前回の制御
時に算出されたデューティ比αの代わりにＲＯＭ２２に
予め記憶された初期値を使用する。

【００５９】Ｓ２０で「出力電圧VBPIG」が「目標出力
電圧ＶBPIG＊ − Ｖ０」よりも大きいと「ＮＯ」と判
定した場合には、Ｓ４０に移行する。Ｓ４０において
は、 ＶBPIG＊ − Ｖ０＜VBPIG≦ＶBPIG＊ ＋ Ｖ１ か否かを判定する。

【００６０】上記関係を満足している場合には、「出力
電圧VBPIG」（実測値）が好適な昇圧電圧レベル（所定
レベル）範囲内であるとして、「ＹＥＳ」の判定をし、
Ｓ５０に移行する。この好適な所定レベル範囲内とは、
「出力電圧VBPIG」（実測値）と「目標出力電圧ＶBPIG
＊」との差が大きな差ではなく、デューティ比を変更す
るが必要がないレベルのことである。

【００６１】Ｓ５０においては、前回の制御時に算出さ
れたデューティ比αをそのまま今回制御時のデューティ
比αとし、このプログラムを一旦終了する。Ｓ４０にお
いて「出力電圧VBPIG」が「目標出力電圧ＶBPIG＊ ＋
Ｖ１」よりも大きい場合には、「出力電圧VBPIG」が
上がり過ぎているとして、判定を「ＮＯ」とし、Ｓ６０
に移行する。Ｓ６０においては、前回の制御時に算出さ
れたデューティ比αに対して所定割合であるＤ１（＞
０）％だけ減少させて今回時のデューティ比αとし、こ
のプログラムを一旦終了する。

【００６２】（第１実施形態の作用）さて、本実施形態
では、図６に示す駆動パターンのＰＷＭ駆動信号によ
り、両トランジスタが力行時及び回生時において、交互
にオンオフ駆動される。

【００６３】詳説すると、力行時においては、昇圧回路
１００では前記信号によるデューティ制御により、第１
トランジスタＱ１がスイッチング動作を行なう。この結
果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返さ
れ、第２トランジスタＱ２のドレイン側に放出の際、高
電圧が現れる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオン
して、第２トランジスタＱ２がオフすると、第１トラン
ジスタＱ１を介して接地側に電流が流れる。次に第１ト
ランジスタＱ１がオフとなると、コイルＬに流れる電流
が遮断される。コイルＬに流れる電流が遮断されると、
この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、オン
作動している第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電
圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジス
タＱ２のドレイン側に高電圧が繰り返し発生し、コンデ
ンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として
電圧印加点Ｐ２に生じる。

【００６４】このとき、昇圧回路１００により、昇圧さ
れる電圧はＣＰＵ２１から出力されるＰＷＭ駆動信号の
デューティ比αと関連する。デューティ比αが大きけれ
ば出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比αが小さけ
れば出力電圧ＶBPIGは低くなる。

【００６５】次に、モータ６が回生状態に入ったとき、
出力電圧ＶBPIGが上昇するが、回生時においても、第２
トランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動して
いる。このため、第２トランジスタＱ２を介してバッテ
リＢに電流が流れ、吸収される。

【００６６】第１実施形態によれば、以下のような特徴
がある。 （１） 第１実施形態の電動パワーステアリング装置
は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいてモー
タ６（電動機）を駆動するモータ駆動装置３５（電動機
駆動手段）を備えている。

【００６７】又、電動パワーステアリング装置はバッテ
リＢ（直流電源）とモータ駆動装置３５間に設けられ、
電源電圧を昇圧する昇圧回路１００（昇圧手段）と、Ｐ
ＷＭ駆動信号を生成出力するＣＰＵ２１（昇圧制御手
段）を備えている。

【００６８】又、昇圧回路１００は、コイルＬ（昇圧用
コイル）、第２トランジスタＱ２（逆流防止用素子）、
第１トランジスタＱ１（スイッチング素子）、コンデン
サＣ２（昇圧コンデンサ）とを備えている。そして、昇
圧回路１００は第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動信号
によりオン、オフすることにより、バッテリＢから昇圧
用コイルに供給される電流を制御し、コンデンサＣ２に
昇圧電圧を充電するようにした。

【００６９】そして、ＣＰＵ２１は、昇圧回路１００が
昇圧した昇圧電圧の「出力電圧VBPIG」（実測値）と、
目標出力電圧ＶBPIG＊との大小関係に応じて、前回の制
御量に対して、Ｄ０％（所定割合の値）を加算或いはＤ
１％（所定割合の値）を減算した値に基づいたＰＷＭ駆
動信号を生成出力するようにした。

【００７０】このように、本実施形態では、デューティ
比演算を簡易な演算手法により行っているため、ＣＰＵ
２１の演算負荷がＰＩ制御を行う場合に比して、小さく
されている。このため、デューティ比演算のための演算
周期を短くすることができ、制御性を向上することがで
きる。

【００７１】従来は、昇圧回路３００に対してＰＩ制御
を行うと、外乱などによって、出力電圧ＶBPIGと目標出
力電圧との偏差が大きくなった場合には、演算周期が長
い特にＩ制御の影響により、出力電圧ＶBPIGがオーバー
シュートし、コンデンサＣ２の耐圧を越えてしまいコン
デンサＣ２が破損する虞もあった。

【００７２】それに対して、本実施形態では、演算周期
を短くすることができるため、出力電圧VBPIGがオーバ
ーシュートすることがなく、コンデンサＣ２が破壊され
ることがない効果を奏する。

【００７３】（２） 第１実施形態では、ＣＰＵ２１
（昇圧制御手段）は、昇圧電圧の出力電圧VBPIG（実測
値）と、目標出力電圧ＶBPIG＊の大小関係が、所定レベ
ル範囲内であるときは、前回の制御時のデューティ比に
基づいたＰＷＭ駆動信号を生成出力するようにした。

【００７４】この結果、出力電圧VBPIG（実測値）と目
標出力電圧ＶBPIG＊との差が大きな差ではないときに
は、デューティ比を変更することがないため、安定した
デューティ比に基づくＰＷＭ駆動信号を出力することが
できる。

【００７５】（３） 本実施形態では、目標出力電圧Ｖ
BPIG＊と出力電圧ＶBPIGとの大小関係に基づいて、第１
トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２のうち、力行
時には、各トランジスタを交互にオンオフさせてモータ
６の供給電圧を昇圧した。又、回生時には各トランジス
タを交互にオンオフさせるＣＰＵ２１（昇圧制御手段）
とを備えた。

【００７６】この結果、モータ６が回生状態になった場
合、従来のダイオードＤを設けた場合に比して、好適
に、回生電流をバッテリＢに戻すことができる。 （４） 本実施形態では、目標出力電圧ＶBPIG＊と出力
電圧ＶBPIGとの大小関係に基づいて、各トランジスタを
力行時及び回生時に、交互にオンオフさせてモータ６
（電動機）の供給電圧を昇圧し、回生するＣＰＵ２１
（昇圧制御手段）とを設けた。

【００７７】従来例では、ダイオードＤを使用している
ため、力行時において、第１トランジスタＱ１をオフし
たときにダイオードＤに流れる電流による発熱量が大き
い。それに対して、本実施形態では、第２トランジスタ
Ｑ２をオンした際に流れる電流による発熱量（ロス）が
少ないため、効率を上げることができる。

【００７８】（第２実施形態）次に、第２実施形態を図
１０を参照して説明する。なお、本実施形態を含む以下
の実施形態では、第１実施形態と同一構成又は相当する
構成については、同一符号を付して、説明を省略し、異
なるところを中心にして説明する。

【００７９】第２実施形態では、第１実施形態のＣＰＵ
２１が、さらに、操舵状態判定手段を構成しているとこ
ろが異なり、他の構成は、第１実施形態と同じ構成とさ
れている。

【００８０】すなわち、第１実施形態において、デュー
ティ比演算部１２０では各トランジスタの制御量を演算
し、演算された制御量は、ＰＷＭ駆動信号に変換され
る。このときのデューティ比αが「−」のときは回生状
態であり、「＋」のときは力行状態であることを示して
いる。従って、デューティ比演算部１２０が、操舵状態
判定手段に相当する。

【００８１】デューティ比演算部１２０では、デューテ
ィ比が「＋」のとき（力行状態）と、デューティ比が
「−」のとき（回生状態）に応じてＰＷＭ駆動信号を各
トランジスタに印加する。

【００８２】なお、第２実施形態のデューティ比αは、
力行状態では第１実施形態と同様に０≦α≦α０＜１と
し、デューティ比演算部１２０にてデューティ比αを算
出した結果が、α０を超える場合には、デューティ比α
としてα０が決定される。

【００８３】回生状態でのデューティ比αは、第１実施
形態と同様に０≦｜α｜≦１としている。そして、デュ
ーティ比演算部１２０から出力されたＰＷＭ駆動信号
は、第２実施形態では、モータ６の力行時と回生時にお
ける各トランジスタの駆動パターンが図１０に示すよう
に異なっている。

【００８４】力行時では、第１トランジスタＱ１がオン
オフ駆動され、一方、第２トランジスタＱ２は、オフの
状態のままとなるようにＰＷＭ駆動信号が印加される。
又、回生時では、各トランジスタは交互にオンオフ駆動
されるようにＰＷＭ駆動信号が印加される。

【００８５】（第２実施形態の作用）力行時において
は、デューティ比αが「＋」であるため、デューティ比
演算部１２０から、第１トランジスタＱ１をオンオフ駆
動するＰＷＭ駆動信号が印加され、一方、第２トランジ
スタＱ２をオフの状態のままとなるＰＷＭ駆動信号が印
加される。以下、前記デューティ比αが「＋」のときに
は、「ＣＰＵ２１は、モータ６が力行状態であるとの判
定をした」といい、デューティ比αが「−」のときに
は、「ＣＰＵ２１は、モータ６が回生状態であるとの判
定をした」という。

【００８６】すなわち、ＣＰＵ２１は、モータ６が力行
状態であるとの判定を行うと、第２トランジスタＱ２を
全オフとするように制御する。このため、昇圧回路１０
０では、第１トランジスタＱ１のみがスイッチング動作
を行なう。この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放
出とが繰り返される。このとき、第１実施形態と同様に
第２トランジスタＱ２のドレイン側に放出の際の高電圧
が現れる。これは、第２トランジスタＱ２がオフ状態で
あっても、第２トランジスタＱ２に寄生ダイオードＤ２
があるため、同寄生ダイオードＤ２を介して第２トラン
ジスタＱ２のドレイン側に高電圧が生ずるためである。

【００８７】このようにして、第１トランジスタＱ１の
みのオンオフ駆動の繰り返しにより、第２トランジスタ
Ｑ２のドレイン側に高電圧が発生する。この繰り返しに
よって、第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が
繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、
出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。

【００８８】回生時は、デューティ比αが「−」となる
ため、デューティ比演算部１２０から、両トランジスタ
が交互にオンオフ駆動されるようにＰＷＭ駆動信号が印
加される。すなわち、ＣＰＵ２１は、モータ６が回生状
態であると判定すると、各トランジスタを交互にオンオ
フとするように制御する。

【００８９】このため、回生時は、第１実施形態と同じ
作用となる。なお、この回生状態が継続して行われる
と、デューティ比αが小さくなる結果、第１トランジス
タＱ１が全オフとなり、第２トランジスタＱ２だけがオ
ンしている状態となる。このようにして、回生電流がバ
ッテリＢに流れて吸収される。

【００９０】第２実施形態では以下のような特徴があ
る。 （１） 第２実施形態では、目標出力電圧ＶBPIG＊と出
力電圧ＶBPIGとの大小関係に基づいて、モータ６の力
行、回生状態を判定するＣＰＵ２１（操舵状態判定手
段）を設けた。さらに、ＣＰＵ２１は、力行状態と判定
すると、第１トランジスタＱ１のみをオンオフして制御
するようにした。

【００９１】この結果、力行時においては、従来例のダ
イオードＤよりも発熱が少なく、ロスを低減できる。 （２） 又、ＣＰＵ２１が、回生状態と判定すると、両
トランジスタを交互にオンオフ制御するようにした。

【００９２】この結果、回生時においても、出力電圧Ｖ
BPIGの上昇を回避することができる。 （第３実施形態）次に、第３実施形態を図１１を参照し
て説明する。

【００９３】なお、第３実施形態は、第２実施形態と同
様にＣＰＵ２１（デューティ比演算部１２０）が操舵状
態判定手段を構成している。そして、第３実施形態で
は、第２実施形態と構成は同一であるが、制御が異なっ
ている。すなわち、力行時は、第２実施形態と同様に各
トランジスタに対してＰＷＭ駆動信号を印加するが、回
生時においては、下記のように異なっている。

【００９４】すなわち、回生時においては、デューティ
比演算部１２０は、第１トランジスタＱ１に全オフとな
るＰＷＭ駆動信号を印加し、第２トランジスタＱ２に
は、所定デューティ比となるＰＷＭ駆動信号を印加する
ようにされている。なお、図１１において、第１トラン
ジスタＱ１に印加するＰＷＭ駆動信号のＴα１（＝Ｔ×
α）は第２実施形態のＴαと同じである。

【００９５】一方、第２トランジスタＱ２に対しては、
Ｔα２＝Ｔ×（１−｜α｜）をオン時間とするＰＷＭ駆
動信号を印加するようにされている。なお、力行状態で
の第１トランジスタＱ１のデューティ比αの大きさは、
第２実施形態と同様に０≦α≦α０＜１とし、デューテ
ィ比演算部１２０にてデューティ比αを算出した結果
が、α０を超える場合には、デューティ比αとして、α
０が決定される。回生状態での第２トランジスタＱ２で
のデューティ比（１−｜α｜）は、０≦｜α｜≦１とし
ている。

【００９６】第３実施形態では以下のような特徴があ
る。 （１） 第３実施形態では、ＣＰＵ２１は、力行状態と
判定すると、第１トランジスタＱ１のみをオンオフ制御
し、回生状態と判定すると、第２トランジスタＱ２のみ
をオンオフ制御するようにした。

【００９７】この結果、力行時（力行状態）では、第２
実施形態の力行時（力行状態）のときと同じ効果を奏す
る。又、回生時（回生状態）では、第２トランジスタＱ
２のみがオンオフ駆動されるため、第１実施形態の回生
時（回生状態）と同様に、本実施形態では、第２トラン
ジスタＱ２をオンした際に流れる電流による発熱量（ロ
ス）が少ないため、効率を上げることができる。

【００９８】なお、本発明の実施形態は以下のように変
更してもよい。 ○ 前記各実施形態では、操舵トルクτと、車速Ｖとを
使用した実施形態に代わって、操舵トルクτのみで、電
動機制御値を決定するようにしてもよい。

【００９９】○ 前記実施形態では、逆流防止用素子と
して第２トランジスタＱ２を使用したが、従来と同様に
ダイオードを使用してもよい。この場合、ダイオードが
逆流防止用素子に相当する。

【０１００】次に、請求項に記載した発明以外の技術的
思想であって、前記実施形態及び別例から把握できるも
のについて、以下に記載する。 （１） 前記スイッチング素子及び逆流防止用素子は、
ＦＥＴにて構成したことを特徴とする請求項１に記載の
電動パワーステアリング装置。

【０１０１】（２） 前記昇圧制御手段は、力行時及び
回生時には、前記スイッチング素子及び逆流防止用素子
を目標出力電圧と前記出力電圧との大小関係に基づい
て、交互にオンオフさせて電動機の供給電圧を昇圧し、
又、電動機からの回生電流を回生することを特徴とする
上記（１）に記載の電動パワーステアリング装置。

【０１０２】（３） 昇圧電圧の実測値と、前記目標出
力電圧の大小関係に基づいて、前記電動機の力行、回生
状態を判定する操舵状態判定手段を設け、前記昇圧回路
制御手段は、前記操舵状態判定手段の判定結果に応じて
スイッチング素子及び／又は逆流防止用素子をオンオフ
制御することを特徴とする上記（１）に記載の電動パワ
ーステアリング装置。

【０１０３】（４） 前記昇圧制御手段は、前記操舵状
態判定手段が力行状態と判定すると、スイッチング素子
のみをオンオフして制御し、前記操舵状態判定手段が回
生状態と判定すると、スイッチング素子、逆流防止用素
子の両者を交互にオンオフ制御することを特徴とする上
記（３）に記載の電動パワーステアリング装置。

【０１０４】（５） 前記昇圧制御手段は、前記操舵状
態判定手段が力行状態と判定すると、スイッチング素子
のみをオンオフ制御し、前記操舵状態判定手段が回生状
態と判定すると、逆流防止用素子のみをオンオフ制御す
ることを特徴とする上記（３）に記載の電動パワーステ
アリング装置。

【０１０５】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１及び請求
項２の発明は、昇圧回路の昇圧のための演算負荷が小さ
くでき、かつ、出力電圧がオーバーシュートしてコンデ
ンサの耐圧を越えることを防止できる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態に具体化した電動パワーステ
アリング装置の概略図。

【図２】同じく電動パワーステアリング装置の制御ブロ
ックダイヤグラム。

【図３】同じくＣＰＵ２１の制御ブロック図。

【図４】同じく昇圧回路の電気回路図。

【図５】同じく昇圧時のＣＰＵ２１の制御ブロックダイ
ヤグラム。

【図６】同じくトランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形
図。

【図７】ＣＰＵ２１が実行するフローチャート。

【図８】従来の電動パワーステアリング装置の昇圧回路
の電気回路図。

【図９】同じくトランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形
図。

【図１０】第２実施形態の各トランジスタのＰＷＭ駆動
信号の波形図。

【図１１】第３実施形態の各トランジスタのＰＷＭ駆動
信号の波形図。

【符号の説明】

６…モータ（電動機） ２０…制御装置 ２１…ＣＰＵ（昇圧制御手段） ３５…モータ駆動装置（電動機駆動手段） １００…昇圧回路（昇圧手段） １２０…デューティ比演算部 Ｂ…バッテリ（直流電源） Ｌ…コイル（昇圧用コイル） Ｃ２…コンデンサ（昇圧用コンデンサ） Ｑ１…第１トランジスタ（スイッチング素子） Ｑ２…第２トランジスタ（逆流防止用素子）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D032 DA15 DA23 DA64 DA65 DC01 DD10 EC23 EC24 GG01 3D033 CA03 CA13 CA16 CA20 CA21 5H576 AA15 BB05 CC02 DD02 DD07 EE01 EE10 EE11 GG02 GG04 HA03 HB02 JJ03 JJ22 JJ23 JJ24 KK06 LL07 LL22 LL38 LL41

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電動機制御値に基づいて電動機を駆動す
   る電動機駆動手段と、直流電源と前記電動機駆動手段間
   に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧手段と、ＰＷＭ駆
   動信号を生成出力する昇圧制御手段とを備え、前記昇圧
   手段は、直流電源の出力端子に接続された昇圧用コイル
   と、同昇圧用コイルの出力端子に対して共に接続された
   逆流防止用素子とスイッチング素子と、前記逆流防止用
   素子の出力端子に接続された昇圧用コンデンサとを備
   え、前記スイッチング素子を前記ＰＷＭ駆動信号により
   オン、オフすることによって、前記直流電源から昇圧用
   コイルに供給される電流を制御し、前記昇圧用コンデン
   サに昇圧電圧を充電する電動パワーステアリング装置に
   おいて、 前記昇圧制御手段は、昇圧手段が昇圧した昇圧電圧の実
   測値と、目標出力電圧との大小関係に応じて、前回の制
   御量に対して、所定割合の値をそれぞれ加算或いは減算
   した値に基づいたＰＷＭ駆動信号を生成出力することを
   特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 【請求項２】 前記昇圧制御手段は、昇圧電圧の実測値
   と、前記目標出力電圧の大小関係が、所定レベル範囲内
   であるときは、前回の制御時の制御量に基づいたＰＷＭ
   駆動信号を生成出力することを特徴とする請求項１に記
   載の電動パワーステアリング装置。