JP2015208071A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パルスシフトを適用した場合にも高い精度で電源入力電流を推定できるインバータ装置の提供。【解決手段】インバータ装置１００において、電源電流演算器２４０は、インバータ回路１３０の直流母線電流Idcの瞬時値を用いて、１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalを演算する。電源電流演算器２４０は、この１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalを、そのＰＷＭ周期での電源入力電流Isrcと推定する。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

モータを駆動するインバータを有するインバータ装置においては、平滑コンデンサよりも電源側の電流（以下、電源入力電流）の電流値を得るに際し、電流センサを用いて電源入力電流を検出するか、もしくは、電流センサを用いずに、平滑コンデンサからインバータ回路側の電流、すなわち、インバータの直流母線電流（以下、単に、直流母線電流）の検出値を用いて電源入力電流を推定している。

特許文献１には、電源入力電流（ただし、当該文献では「コンバータ回路の母線直流電流」と表記されている）を検出する発明が記載されている。しかし、その電源入力電流を検出する電流センサを追加するため、実装面積が増大するとともにコストアップするという問題がある。

そこで、特許文献２に記載の発明のように、電源入力電流を検出する電流センサを用いずに、直流母線電流を検出し、その検出した直流母線電流の検出信号にフィルタ処理したものを電源入力電流として推定し、モータ制御する技術が記載されている。

ところで、直流母線電流を検出するには、直流母線電流のサンプリング期間を十分確保する必要がある。

特許文献３では、インバータ装置のPWMパルスとインバータに流入するパルス状の直流母線電流を検出する際に、三相のうち少なくとも２相のPWMパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）が所定の時間未満であるとき、直流母線電流のサンプリング期間を十分確保するために、PWMパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を大きくして必要な線間電圧のパルス幅を確保する方式（以下、単にパルスシフトと呼ぶ）が記載されている。

しかし、特許文献２に記載の発明に上述のパルスシフトを適用すると、フィルタ処理後の直流母線電流の電流リプルが増大するという問題がある。

特許５０６９８８２号 特許３８４３３９１号 特開平１１−００４５９４号公報

そこで、電源入力電流を検出する電流センサを用いないインバータ装置であって、パルスシフトを適用した場合にも高い精度で電源入力電流を推定できるインバータ装置が望まれていた。

本発明によるインバータ装置は、電源の正極側に接続される正極側端子と、電源の負極側に接続される負極側端子と、モータに接続され、モータを駆動する三相のインバータ回路と、平滑コンデンサと、正極側端子と、インバータ回路と、平滑コンデンサと、を電気的に接続する正極側接続点と、負極側端子と、インバータ回路と、平滑コンデンサと、を電気的に接続する負極側接続点と、インバータ回路を駆動する三相のＰＷＭ波を生成するＰＷＭ生成器と、ＰＷＭ波に基づいて、ＰＷＭ生成器がパルスシフトを実行する第１指令、または、ＰＷＭ生成器がパルスシフトを実行しない第２指令を生成するパルスシフト部と、インバータ回路が駆動することで正極側接続点とインバータ回路の間または負極側接続点とインバータ回路との間を流れる直流母線電流を検出する電流検出器と、ＰＷＭ周期内における所定の電圧ベクトルの出力継続時間のそれぞれの所定の時点で検出された直流母線電流の瞬時値に基づいて、ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を演算する演算部と、ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を、ＰＷＭ周期内において正極側端子と正極側接続点の間または負極側端子と負極側接続点の間を流れる電源入力電流として推定する電源入力電流推定部と、を備える。

本発明によれば、パルスシフトを適用した場合にも、精度の高い電源入力電流を推定できる。

本発明のインバータ装置等の構成を示すブロック図。 第１の実施形態における直流母線電流とモータ電流の関係を示す図。 第１の実施形態における電流検出タイミングを示す波形図。 第１の実施形態におけるパルスシフト動作を示す波形図。 第１の実施形態における電源入力電流検出結果を示す特性図。 第２の実施形態における電源入力電流の演算動作を示す波形図。 本発明のインバータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 本発明のインバータ装置が適用された電動ブレーキ装置の構成図。 第２の実施形態における電流誤差を取得するための波形図。 パルスシフト部のパルスシフトに関する機能について説明した図。

―第１の実施形態―
図１は、本発明のインバータ装置およびその周辺の構成を示すブロック図である。
モータ装置５００は、モータ出力に応じてインバータ回路のPWM波をパルスシフトして、インバータ回路の直流母線電流の検出精度を向上することでモータを高効率に駆動する用途に適したものである。モータ装置５００は、モータ３００とインバータ装置１００を有している。

インバータ装置１００は、インバータ回路１３０、インバータ回路１３０の直流母線電流を検出するシャント抵抗Rsh、電流検出器１２０、パルスシフト部２３０、電源電流演算器２４０、三相演算器１２１、ｄｑ変換器１１１、電流制御器１１０、ＰＷＭ生成器２２０、回転位置検出器１５０、平滑コンデンサ１６０、正極側端子８０、負極側端子８１、正極側接続点９０、負極側接続点９１を有している。正極側接続点９０は、正極側端子８０と、平滑コンデンサ１６０と、インバータ回路１３０とを接続する。負極側接続点９１は、負極側端子８１と、平滑コンデンサ１６０と、インバータ回路１３０とを接続する。

バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源である。バッテリ２００の正極は、正極側端子８０を介してインバータ装置１００に接続されている。また、バッテリ２００の負極は、負極側端子８１を介してインバータ装置１００に接続されている。バッテリ２００の直流電圧ＶＢは、インバータ装置１００のインバータ回路１３０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。

モータ３００は、３相交流の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて３相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられている。回転位置検出器１５０は、回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θを演算すると共に回転速度ωｒを演算する。ここで、回転位置センサ３２０は、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。

インバータ装置１００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有しており、インバータ回路１３０に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑コンデンサ１６０とインバータ回路１３０の間に挿入されたシャント抵抗Rshの両端の電圧（直流母線電流Idc）として検出する。ここで、シャント抵抗Rshをバッテリ２００の負極側に取り付けているが、バッテリ２００の正極側に取り付けても問題ない。

電流検出器１２０は、パルスシフト部２３０のトリガタイミングTrigによって１ＰＷＭ周期内で少なくとも２つの検出値（Id1,Id2）を直流母線電流値として検出する（図１、図４参照）。

三相演算器１２１は、直流母線電流値(Id1,Id2)と、ＰＷＭパルスパターンによって決定される電圧ベクトルとに基づいて、三相のモータ電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を推定する。三相のモータ電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の推定については、図２、３を用いて後述する。

ｄｑ変換器１１１は、三相のモータ電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と回転位置θとからｄｑ変換した電流推定値（Ｉｄ，Ｉｑ）を演算する。

電流制御器１１０は、電流推定値（Ｉｄ，Ｉｑ）が目標トルクに応じて生成された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を演算する。ただし、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）には、電源電流演算器２４０によって推定された電源入力電流Isrcが電源入力電流の制限値（電源入力電流指令）を超えないようにするための制限がかかっている。これは、バッテリ負荷状態や推定寿命状態を考慮してのことである。

ＰＷＭ生成器２２０は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と回転角度θとから、パルス幅変調（ＰＷＭ）したドライブ信号であるＰＷＭ波を生成する。そのＰＷＭ波をパルスシフト部２３０に送信する。

パルスシフト部２３０は、ＰＷＭ生成器２２０の生成したＰＷＭパルスパターン（ＰＷＭ波）を受信して、パルスシフトを実行するかどうかの指令をＰＷＭ生成器２２０に送信する。

図１０を用いてパルスシフト部２３０のパルスシフトに関する機能について具体的に説明する。まず、図１０のステップＳ１において、パルスシフト部２３０は、ＰＷＭ生成器２２０の生成したＰＷＭ波の信号を受信する。ステップＳ２において、パルスシフト部２３０は、所定の電圧ベクトルの区間の２つ（図２の立ち下がりエッジ側のＶ１、Ｖ２参照）がいずれも所定の時間（TPS）以上であるか判別する。肯定判定されればステップＳ４に進み、否定判定されれば、ステップＳ３に進む。ステップＳ４では、パルスシフト部２３０はパルスシフトを実行しない指令をＰＷＭ生成器２２０に送信する。その後、フローチャートを終了する。ステップＳ３では、パルスシフト部２３０は、パルスシフトを実行する指令をＰＷＭ生成器２２０に送信する。その後、フローチャートを終了する。なお、図１０に示すフローチャートは、それぞれのＰＷＭ周期ごとに実行される。

ＰＷＭ生成器２２０は、パルスシフト部２３０の指令を受け、パルスシフトをしない場合は、パルスシフト部２３０に送信したＰＷＭ波をインバータ回路１３０に送信する。パルスシフトをする場合は、パルスシフト部２３０に送信したＰＷＭ波にパルスシフトを施して、そのパルスシフトが施されたＰＷＭ波をインバータ回路１３０に送信する。
インバータ回路１３０は、ＰＷＭ生成器２２０からのＰＷＭ波を受信して、それをもとに半導体スイッチ素子をオン／オフ制御して出力電圧を調整する。

電源電流演算器２４０は、電流検出器１２０が検出する直流母線電流Idcの瞬時値Id1、Id2と、ＰＷＭ生成器２２０からのPWMパルスパターンと、パルスシフト部２３０からのパルスシフト量をもとに、１PWM周期の電流平均値Icalを演算する演算部（不図示）を有し、かつ、電流平均値Icalを電源入力電流（電源電流）Isrcとして推定する電源入力電流推定部（不図示）を有する。電源電流演算器２４０は、電流平均値Icalの情報を電流制御器１１０に送信する。なお、電源電流演算器２４０の具体的な演算については、図４などを用いて後述する。

なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を生成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を生成する。

図２（ａ）はインバータの出力電圧のベクトル（ＰＷＭパターン）とモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗ）及び直流母線電流Ｉｄｃの関係を示している。図２（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ電圧ベクトルＶ１、Ｖ２において、インバータ装置１００およびモータ３００に電流が印加される様子を示している。図３はキャリア周波数の１周期（１ＰＷＭ周期）分のＰＷＭとパルス状の直流母線電流を示している。
図２と図３を用いて、直流母線電流を検出して三相のモータ電流を推定する動作について説明する。

図２（ａ）に示す電圧ベクトル（Ｖ０〜Ｖ７）によって、インバータ回路１３０のスイッチング素子（スイッチ）の開閉状態が決定する。図２（ａ）のＰＷＭパターンの欄のＵ、Ｖ、Ｗは、それぞれ、Ｕ相のスイッチＵ＋、Ｕ−、Ｖ相のスイッチＶ＋、Ｖ−、Ｗ相のスイッチＷ＋、Ｗ−（図１参照）の開閉状態を意味する。ＰＷＭパターンの欄の０は、正極側のスイッチが閉じており（ＯＦＦ状態）、且つ、負極側のスイッチが開いている（ＯＮ状態）ことを示している。また、ＰＷＭパターンの欄の１は、正極側のスイッチが開いており、且つ、負極側のスイッチが閉じていることを示している。例えば、ＰＷＭパターンのＵ相の欄が０である場合は、正極側のスイッチＵ＋が閉じており、且つ、負極側のスイッチＵ−が開いていることを示す。

よって、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、すなわち、ＰＷＭパターンが（１，０，０）でのスイッチの開閉状態は、Ｕ＋が開、Ｕ−が閉、Ｖ＋が閉、Ｖ−が開、Ｗ＋が閉、Ｗ−が開を示す。よって、上記スイッチの開閉状態に従い、図２（ｂ）に示すような電流が印加される。この場合、シャント抵抗Rshには、Ｕ＋に流れる電流Ｉｕと等しい電流が流れる。

同様に、図２（ｃ）に示すように、電圧ベクトルＶ２、すなわち、ＰＷＭパターンが（１，１，０）でのスイッチの開閉状態は、Ｕ＋が開、Ｕ−が閉、Ｖ＋が開、Ｖ−が閉、Ｗ＋が閉、Ｗ−が開を示す。よって、上記スイッチの開閉状態に従い、図２（ｃ）に示すような電流が印加される。この場合、シャント抵抗Rshには、Ｗ−に流れる電流−Ｉｗと等しい電流が流れる。

このように、それぞれのＰＷＭパターンによって三相のモータ電流と、直流母線電流の関係は対応しており、パルス状の直流母線電流を検出することで三相のモータ電流を推定することが可能になる。

図３はキャリア周波数の１周期（ＰＷＭ１周期）分のＰＷＭとパルス状の直流母線電流を示している。図３（ａ）はＰＷＭ生成タイマ動作で、のこぎり波あるいは三角波と電圧指令値とが一致するタイミングで、図３（ｂ）のＰＷＭパルスを生成する。図では、電圧指令Ｖｕ１とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングＴ１でＵ相のＰＷＭパルスが立ち上がり、Ｕ相のインバータ出力として電圧Ｖｕが出力され、電圧指令Ｖｕ２とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングでＵ相のＰＷＭパルスが立ち下がる。Ｖ相、Ｗ相においても同様である。

図３（ｃ）は、このときの直流母線電流Ｉｄｃを示しており、ＰＷＭ１周期内で２回の電流サンプリング（図では、立下りエッジ側のＶ１、Ｖ２）を行うことで、図２（ｂ）、（ｃ）に示したとおり、２つの相のモータ電流（図では、Ｉｕ、および、−Ｉｗ）を求めることができ、残り１相分は
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０
の関係から演算によって求めることができる。

なお、「１周期内で２回の電流サンプリングを行う」とあるが、図３（ｃ）に示す通り、２回の電流サンプリングは同時刻に行っていない。しかし、モータは、インバータ装置に比べて、時定数が十分に大きい系であるため、インバータ装置１００のスイッチ状態が変化しても、モータ３００の電流状態はほとんど変化がないものとして扱うことができる。すなわち、２回の電流サンプリングを同時刻で行ったとみなすことができる。また、各電圧ベクトル内における直流母線電流Idcの時間変化は、モータインダクタンスの大きさを考慮すると十分に無視できるため、上記のようなサンプリングが可能となる。

この時、パルス状の直流母線電流Idcのピークを確実に検出するには、最小パルス幅TPS（最小サンプリング時間TPS）が必要となる。また、より細いＰＷＭパルスに対して検出精度を向上するためにパルスシフト部２３０にて２つの相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を予め演算し、電流検出器１２０の適切なトリガタイミングTrigで電流サンプリングする。最小パルス幅TPSの決定要因には、インバータの主回路インダクタンスの大きさ、検出回路のスルーレートや応答性、及びＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間などがある。好ましくはＶ０、Ｖ７ベクトルの時に電流サンプリングを行うことで電流検出回路のオフセット誤差検出が可能となり、電流センサのオフセット補正を行うことができる。なお、図１０のステップＳ２での「所定の時間」とは、最小パルス幅TPSを意味する。

次に、図４を用いて、電源電流演算器２４０で行う演算について説明する。図４（ａ）は、ＰＷＭパルス生成用のキャリア周期を示すノコギリ波状のタイマカウント値を示している。図４（ｂ）は、一般的なインバータの三相分のＰＷＭパルスで、瞬時の電圧指令における１ＰＷＭ周期を示している。図４（ｃ）は、図４（ｂ）における直流母線電流Ｉｄｃ’を示している。図４（ｄ）は、パルスシフトしたＰＷＭパルスを示している。図４（ｅ）は、図４（ｄ）における直流母線電流Ｉｄｃを示している。なお、図４（ｃ）に示すI_filt’、（ｅ）に示すI_filtは、従来技術に関するものであり、これについては、後述の本発明との対比の際に述べる。

まず、図４（ｂ）の一般的なPWMパルスにおける図４（ｃ）の直流母線電流Idc’ と電源入力電流Isrcの演算方法について説明する。U相PWMパルス幅Upw’とV相PWMパルス幅Vpw’およびW相PWMパルス幅Wpw’の各相間のパルス幅の差分がモータ３００の線間電圧として印加され、モータ電流が流れる。このとき、平滑コンデンサからインバータ回路１３０に流入する電流が直流母線電流（波形）Idc’である。

PWMパルスの立ち上がりエッジ側および立ち下がりエッジ側に見られるU相PWMパルスとV相PWMパルスの差分のパルス幅t1は、
（U相PWMパルス幅Upw’−V相PWMパルス幅Vpw’）／２
で計算される。なお、t1は、立ち上がりエッジ側および立ち下がりエッジ側に一つずつあるため、２で除算されている。また、その区間（電圧ベクトルＶ１）での直流母線電流値はId1’である。モータ電流Iuは、Id1’と等しいとして推定される。

同様に、PWMパルスの立ち上がりエッジ側および立ち下がりエッジ側に見られるV相PWMパルスとW相PWMパルスの差分のパルス幅t2は、
（V相PWMパルス幅Vpw’−W相PWMパルス幅Wpw’）／２
で計算される。なお、t2は、立ち上がりエッジ側および立ち下がりエッジ側に一つずつあるため、２で除算されている。また、その区間（電圧ベクトルＶ２）での直流母線電流値はId2’である。モータ電流 -Iw は、Id2’と等しいとして推定される。

なお、パルス幅t1,t2の区間内における直流母線電流Idcの変化は、モータインダクタンスによって無視できるため、上記のようなId1’、Id2’のサンプリングが可能である。

以上より、演算によって、パルスシフトしない場合の１ＰＷＭ周期における直流母線電流Idcの電流平均値Icalは、以下の式（Ａ）によって、求められる。
Ical = {(Id1’×t1+Id2’×t2)×2} / Tpwm …（Ａ）
そして、この電流平均値Icalを、電源入力電流Isrcとして推定する。

ここで、図４（ｄ）、（ｅ）を用いて、パルスシフトした場合の直流母線電流の波形について説明する。

マイコン等のAD変換器を用いて直流母線電流Idcの瞬時値Id1,Id2を検出する場合、パルス幅t1,t2はサンプリング時間Tadより大きな最小パルス幅TPSが必要になる。そこで、図４（ｂ）のＰＷＭパルスの相間波形を位相シフト（パルスシフト）することにより、最小パルス幅TPSを確保することで直流母線電流Idcを検出可能とする。

例えば、PWMパルスの立ち下がりエッジ側で、V相パルスを基準としてU相パルスをパルスシフト量Tt1だけ位相を遅らせて、電圧ベクトルはＶ１のまま最小パルス幅TPS以上のパルス幅TPS1になるようにパルス幅（U相パルスの立ち下がりエッジとV相パルスの立ち下がりエッジの時間差、すなわち、立ち下がりエッジ側の電圧ベクトルＶ１の出力継続時間）を広げ、直流母線電流Idcの瞬時値Id1をサンプリングする。

一方で、PWMパルスの立ち上がりエッジ側ではU相パルスとV相パルスの関係が変化し、電圧ベクトルがＶ４になり直流母線電流Idcの瞬時値Id2”のパルス電流（Ｕ相電流の符号が反転した瞬時値-Iu）が流れる。

PWMパルスの立下りエッジ側で増加した電圧ベクトルＶ１をPWMパルスの立ち上がりエッジ側の電圧ベクトルＶ４でキャンセルさせ、パルスシフト前の１PWM区間の平均電圧が同じになるように動作する。

同様に、V相パルスを基準としてW相パルスをパルスシフト量Tt2だけ位相を進ませて、電圧ベクトルV2のまま最小パルス幅TPS以上のパルス幅TPS2（W相パルスの立ち下がりエッジとV相パルスの立ち下がりエッジの時間差）になるようにパルス幅を広げる。PWMパルスの立ち上がりエッジ側では電圧ベクトルがV5になり直流母線電流Idcの瞬時値Id1”のパルス電流（Ｗ相電流の瞬時値Iw）が流れる。

このような操作によりPWMパルスの立下りエッジ側で十分なサンプリング時間を生成しながら、モータ印加電圧の１ＰＷＭ周期内の平均値は変化させずに、モータ印加電圧と位相を調整してモータを制御できる。

なお、三相各相のPWMパルス幅はUpw,Vpw,Wpwであり、モータ電流は一定制御されているため、パルスシフトしない場合とパルスシフトする場合で、モータ電流値はほぼ等しく制御されている。例えば、Ｕ相とＶ相のPWMパルスの関係に着目すれば、
パルスシフトしない場合の直流母線電流Idcの瞬時値Id1’ ≒ パルスシフトする場合の直流母線電流Idcの瞬時値Id1
である。

次に、図４（ｄ）、（ｅ）を参照して、パルスシフトした場合の１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalの求め方について説明する。なお、言うまでもなく、このパルスシフトした場合の１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalが、パルスシフトした場合に推定される電源入力電流Isrcとなる。

図４（ｄ）において、PWMパルスの立ち下がりエッジ側におけるU相印加電圧とV相印加電圧の差分のパルス幅であるTPS1は以下の式で求められる。
TPS1＝（U相パルスエッジタイミング−V相パルスエッジタイミング）
なお、TPS1は、インバータのデッドタイムTdを考慮して、上の式よりもTd分だけ大きくするのが好ましいが、ここでは省略した。

Ｕ相とＶ相のPWMパルスの立ち下がり側の電流量はTPS1×Id1である。
ここで、パルス幅TPS1＝パルス幅t1＋パルスシフト量Tt1であり、
(t1 + Tt1)×Id1 = t1 ×Id1’ + Tt1×Id1
である。

三相各相のPWMパルス幅はUpw’,Vpw’,Wpw’のまま、パルスシフト量Tt1だけパルスシフトしてPWMパルスUpw,Vpw,Wpwとしているため、瞬時値Id2”のパルス幅はt1-Tt1(図４(d)ではt1<Tt1) であり、Id2”≒-Id1’である。
その結果、Ｕ相とＶ相のPWMパルスの立上がり側の電流量は、
(t1-Tt1)×Id2” = t1 ×Id1’ - Tt1×Id1
となることから、Ｕ相とＶ相のPWMパルスの立ち上がり側と立ち下がり側の合計は、
(t1-Tt1)×Id2” ＋ (t1+Tt1)×Id1＝2×t1×Id1’ ＝2×t1×Id1
で求めることができ、
t1 = (TPS1 - Tt1)
であるから、Ｕ相とＶ相の関係から流れる１ＰＷＭ周期の電流平均値Ical1は、
Ical1 = 2×(TPS1 - Tt1)×Id1 / Tpwm …（Ｂ）
である。

Ｗ相とＶ相についても同様に、Ｗ相とＶ相のＰＷＭパルスの立ち下がり側の電流量はTPS2×Id2で、パルス幅TPS2＝パルス幅t2＋パルスシフト量Tt2であり、
Id2’≒Id2
である。
よって、
(t2 + Tt2)×Id2 = t2 ×Id2’ + Tt2×ΔId2
である。

三相各相のPWMパルス幅はUpw’,Vpw’,Wpw’のまま、パルスシフト量Tt2だけパルスシフトしてPWMパルスUpw,Vpw,Wpwとしているため、瞬時値Id2”のパルス幅はt2-Tt2(図４(d)ではt2<Tt2) であり、Id1”≒-Id2’である。
その結果、Ｗ相とＶ相のＰＷＭパルスの立ち上がり側の電流量は、
(t2-Tt2)×Id1” = t2 ×Id2’ - Tt2×Id2
となることから、Ｖ相とＷ相のＰＷＭパルスの立ち上がり側と立ち下がり側の合計は、
(t2-Tt2)×Id1” ＋ (t2+Tt2)×Id2＝2×t2×Id2’ ＝2×t2×Id2
で求めることができ、
t2 = (TPS2 - Tt2)
であるから、Ｗ相とＶ相の関係から流れる１ＰＷＭ周期の電流平均値Ical2は、
Ical2 = 2×(TPS2 - Tt2)×Id2 / Tpwm …（Ｃ）
である。

よって、求めるべき１PWM周期の電流平均値Icalは、式（Ｂ）、（Ｃ）より、
Ical = Ical1 + Ical2 = 2×{ (TPS1 - Tt1)×Id1 + (TPS2 - Tt2)×Id2 }/ Tpwm …（Ｄ）
で求めることができる。そして、このIcalを、パルスシフトした場合の電源入力電流Isrcであると推定する。なお、
TPS1 - Tt1 = t1
TPS2 - Tt2 = t2
Id1 ≒ Id1’
Id2 ≒ Id2’
より、式（Ａ）と式（Ｄ）はほぼ等しいものであることが理解される。すなわち、パルスシフトしない場合の１PWM周期の電流平均値Icalと、パルスシフトする場合の１PWM周期の電流平均値Icalは、ほぼ等しい。

ここで、インバータのデッドタイムを無視できるときには、
Isrc = { (Upw - Vpw)×Id1 + (Vpw - Wpw)×Id2 }/ Tpwm
としても問題ない。

本発明では上述のように、パルスシフトがある場合にも高精度に１PWMパルス区間における電流量を高精度に演算でき、電源入力電流推定値である１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalの演算精度を向上できる。

モータ３００の駆動中は、PWMパルスの大小関係に従って演算すれば、アナログフィルタによる周波数特性の影響を受けない高精度な電源入力電流Isrcを推定することができる。

なお、パルスシフトする場合であっても、パルスシフトしないV相の立ち下がりエッジを基準とするタイミングを用いて直流母線電流の瞬時値Id1,Id2をサンプリングすることで、パルスシフトの有無あるいはパルスシフトの時間幅に拘わらずモータ電流Iu、および、モータ電流-Iwを精度良く検出することができる。

以上より、電源電流演算器２４０は、パルスシフトする場合およびパルスシフトしない場合、すなわち、モータ３００の動作領域全域にわたって電流平均値Icalを高精度に演算し、電源入力電流Isrcを高精度に推定することができる。さらに、電源電流演算器２４０は、バッテリ負荷状態や推定寿命状態などに応じて、推定された電源入力電流Isrcが電源入力電流Isrcの制限値（電源入力電流指令）を超えないようにインバータ回路１３０で制御できる。

図５は、本発明の演算ロジックを用いて直流母線電流Idcを用いて演算した電流平均値Ical（推定された電源入力電流Isrc）と実測した実際の電源入力電流Isrcと比較した結果である。最大定格電流を１００％とした時の電流検出精度を示しており、ゼロ電流から最大電流まで精度よく電源入力電流Isrcを推定できている。

第１実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）第１実施形態のインバータ装置１００は、以下のような構成を備える。
正極側端子８０と、負極側端子８１と、インバータ回路１３０と、平滑コンデンサ１６０と、正極側端子８０とインバータ回路１３０の正極側と平滑コンデンサ１６０とを電気的に接続する正極側接続点９０と、負極側端子８１とインバータ回路１３０の負極側と平滑コンデンサ１６０とを電気的に接続する負極側接続点９１と、インバータ回路１３０を駆動する三相のＰＷＭ波を生成するＰＷＭ生成器２２０と、以下に示すパルスシフト部２３０と、負極側接続点９１とインバータ回路１３０との間を流れる直流母線電流Idcを検出する電流検出器１２０と、以下に示す電源電流演算器２４０を備える。
パルスシフト部２３０は、ＰＷＭ波の各相の時間的位置関係（ＰＷＭパルスパターン）によって生成される各々の電圧ベクトルのうちの所定の２つの電圧ベクトル（立下りエッジ側の電圧ベクトルＶ１、Ｖ２。図４参照）の出力継続時間に基づいて、所定の２つの電圧ベクトルの出力継続時間のうちの少なくとも１つが所定の時間ＴＰＳ１、ＴＰＳ２未満である場合にはＰＷＭ生成器２２０がパルスシフトを実行する第１指令を生成し、所定の２つの電圧ベクトルの出力継続時間のうちのいずれもが所定の時間ＴＰＳ１、ＴＰＳ２以上である場合にはＰＷＭ生成器２２０がパルスシフトを実行しない第２指令を生成する。
電源電流演算器２４０は、ＰＷＭ周期内における電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力継続時間のそれぞれの所定の時点で検出された直流母線電流Idcの瞬時値Id1,Id2に基づいて、ＰＷＭ周期における直流母線電流Idcの電流平均値Icalを演算する演算部（不図示）と、ＰＷＭ周期における直流母線電流Idcの電流平均値Icalを、ＰＷＭ周期内において正極側端子８０と正極側接続点９０の間または負極側端子８１と負極側接続点９１の間を流れる電源入力電流Isrcとして推定する電源入力電流推定部（不図示）と、を備える。

第１実施形態のインバータ装置１００は、以上のような構成を備えるため、以下のような作用効果を奏する。
パルスシフトを適用した場合であっても、高精度に電源入力電流Isrcを推定することができ、かつ、以下で示すような応答性の向上を示すことができる。また、インバータ回路１３０の直流母線電流Idcを検出するためのシャント抵抗Rshのみ設けているので、直流母線電流Idcを検出するためのシャント抵抗Rshの他に、モータ電流Iu、Iv、Iwや電源入力電流Isrcを検出するためのシャント抵抗を設けている発明と比較して、部品点数を減らし実装面積を小さいものにすることができ、コストダウンできる。

本発明と、比較例である直流母線電流Idcの検出値をフィルタ処理した電流値で電源入力電流を推定する発明とを対比する。図４（ｃ）、（ｅ）には、本発明との比較のために、フィルタ処理した電流値I_filtが示されている。比較例では、フィルタ後電流値I_filtの検出リプルが、PWMパルスシフトをすることにより大きくなる。このように、フィルタ後電流値I_filtの検出リプルは、パルスシフトを適用するかしないかという、モータ印加電圧の条件によって変化するため、モータの動作領域全域にわたって検出精度を良く直流母線電流Idcをサンプリングできず、電源入力電流Isrcを精度よく推定することが難しい。また、フィルタ時定数を大きくして安定性を得る場合には、直流母線電流Idcの応答性が低下し十分な特性が得られない。

一方、本発明のインバータ装置１００では、ＰＷＭパルス幅とパルスシフト量と直流母線電流Idcとから演算により１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalを求め、Icalを電源入力電流Isrcであると推定するものである。以下に示すように、パルスシフトを適用しない場合と、パルスシフトを適用する場合の１ＰＷＭ周期の電流平均値Icalはほぼ等しいため、本発明では、パルスシフトを適用した場合であっても、パルスシフトを適用しない場合と同様に、高精度に電源入力電流Isrcを推定することができる。そのため、比較例よりも高精度に電源入力電流Isrcを推定できる。また、本発明では、フィルタ処理を行わないため、フィルタ時定数を大きくすることによる応答性の悪化も起こらない。よって、本発明は、比較例よりも、応答性が良くなる。

（２）電源電流演算器２４０は、直流母線電流の瞬時値と、その瞬時値を検出した所定の２つの電圧ベクトルの出力継続時間と、ＰＷＭ生成器２２０におけるパルスシフト量とに基づいて、パルスシフトを適用した時のＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値Ical（式（Ｄ）参照）を演算する。
これによって、パルスシフトを適用した時の直流母線電流の電流平均値Icalが、パルスシフトを適用しない時の直流母線電流の電流平均値Ical（式（Ａ）参照）とほぼ等しくなり、パルスシフトの影響をほとんど受けずに、電源入力電流Isrcの推定を行うことができる。

（３）電流制御器１１０は、推定された電源入力電流Isrcに基づいて、ＰＷＭ生成器２２０に指令を出す。ＰＷＭ生成器２２０は、この指令を受けて、インバータ回路１３０にＰＷＭ波を送信する。インバータ回路１３０は、このＰＷＭ波によって、実際の電源入力電流を制御する。
以上の（１）、（２）に示したように、推定された電源入力電流Isrcは高精度に推定されているので、インバータ回路１３０は、実際の電源入力電流Isrcを高精度に制御することができる。また、その結果、モータ３００も高精度に制御することができる。

（４）また、電源電流演算器２４０は、PWMパルスパターンに応じた電流値を検出して電源入力電流Isrcを演算しているため（図４参照）。
よって、モータ配線の断線やインバータ故障により三相の内の一相が通電できない故障モード（欠相モード）にある場合にも、故障相（欠相）での通電パターンにおける検出電流がゼロとして正しく演算できる。そのため、一相欠相故障の場合においても精度良く電源入力電流Isrcを演算できる。

―第２の実施形態―
次に本発明における第２の実施形態における電源入力電流の演算動作について、図６と図９を主に用いて説明する。

図６は、U相のモータ電流の一部区間を示している。図６に示すように、補正前のモータ電流値IU’ は、パルスシフトによる電流誤差Ips成分を含んでおり、モータ電流値IUは、パルスシフトによる電流誤差Ipsを補正した補正後の電流値である。

図９はPWMデューティ５０％におけるPWMパルスシフトと直流母線電流を示した図である。パルスシフトを適用せず、かつ、三相各相のPWMがデューティ５０％である場合（不図示）、三相各相のパルス幅が等しく、且つ、三相各相の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジが一致するため、直流母線電流Idcは流れず、ゼロである。１シャント電流検出ロジックでは、三相各相の相間の電位が発生するタイミング（例えば、U相とV相の差分のパルス幅TPS1’、 W相とV相の差分のパルス幅TPS2’）で電流検出するため、電流検出できない。

そこで、パルスシフトしてゼロ電流検出を可能にするが、図９（ｃ）に示すように、１ＰＷＭ周期内の直流母線電流Idcの平均値は、ほぼゼロ（１ＰＷＭ区間内のモータ電流の平均値もゼロ）であるのに対し、直流母線電流Idcの瞬時値Id3”,Id4”には電流誤差Ips1,Ips2が検出される。特に、モータ電流がゼロ電流付近で、電流誤差Ips1,Ips2の影響が大きくなるため、この電流誤差Ips1,Ips2は、電源投入時などにキャリブレーションすることで予め学習しておくことで、精度良くモータ電流を検出することができる。本実施形態において、図２の印加電圧ベクトルとモータ電流および直流母線電流の関係を用いて電源入力電流Isrcを推定演算することができる。

例えば、電圧ベクトルＶ１区間（図４（ｄ）、（ｅ）参照）であれば、Ｕ相とＶ相の相間のPWMパルス幅(Upw-Vpw)を用いて、
Ｖ１区間の電流量=IU*(Upw-Vpw)
で求めることができる。他の電圧ベクトル区間も同様に求める。それらの電流量の和を取り、その和を１ＰＷＭ周期Tpwmで除算して時間平均を求めることで電流平均値Icalを求め、電源入力電流Isrcを推定できる。

ここで、モータ電流(IU,IV,IW)を用いる場合には、モータ電流(IU,IV,IW)を演算する時にパルスシフトによる電流誤差Ips1,Ips2を補正した値を用いるため、電源入力電流Isrcを演算する時に改めて電流誤差Ips1,Ips2を用いる必要はない。本発明によれば、予めパルスシフトによる電流誤差Ips1,Ips2は補正されているため、電源入力電流Isrcを演算するマイコン演算処理を軽減できるといった効果がある。

なお、本実施形態では、PWMデューティ比（パルス幅）を５０％としたが、各相のデューティ比を互いに等しくして、パルスシフトさせれば、電流誤差Ips1,Ips2を得ることができる。

第２実施形態によれば、以下のような作用効果を奏する。
電源電流演算器２４０は、直流母線電流Idcの瞬時値と、その瞬時値の検出時の電圧ベクトルに基づいて、モータ電流IUを推定し、モータ電流IUから、その瞬時値の検出時の電圧ベクトルでのパルスシフトによる電流誤差Ips（Ips1）を除去することで、モータ電流IUを補正し、補正されたモータ電流IUと、ＰＷＭ波の各相のパルス幅Upw,Vpwとに基づいて、Ｖ１区間の電流量を求める。他の電圧ベクトル区間でも同様に電流量を求めて、最後にそれらの和を取り、ＰＷＭ周期Tpwmで除算することで、パルスシフト時のＰＷＭ周期における直流母線電流Idcの平均値Icalを演算する。
パルスシフトによるモータ電流に含まれる電流誤差Ipsは、ＰＷＭ生成器２２０が各相のＰＷＭデューティ比を互いに等しくしてパルスシフトを実行し、電流検出器１２０により検出される直流母線電流Idcの瞬時値である。
これによって、モータ電流に含まれる電流誤差Ipsを除去した分だけ、高い精度で電源入力電流Isrcを推定することができる。

―インバータ装置の搭載例１―
図７は、本発明のインバータ装置１００を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。図７を用いて、電動パワーステアリング装置６００について説明する。

電動パワーステアリング装置６００は、電動アクチュエータ６１０と、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。

電動アクチュエータ６１０は、図７に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００とインバータ装置１００とを搭載したモータ装置５００を有している。

電動アクチュエータ６１０のトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として、操作量指令器９０３にて生成されたものであり、電動アクチュエータ６１０の出力を用いて運転者の操舵力を軽減するためのものである。

インバータ装置１００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。

モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達して運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）を電動力にて軽減（アシスト）し、車輪９２０，９２１の操舵角を操作する。

このアシスト量は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして操作量を検出し、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊として決定される。

インバータ装置１００は、上述したようにPWMパルスパターンに応じた電流値を検出して電源入力電流Isrcを演算しているため、モータ配線の断線やインバータ故障により三相の内の一相が通電できない故障モードにある場合にも、故障相（欠相）での通電パターンにおける検出電流がゼロとして正しく演算できるため、一相欠相故障の場合においても精度良く電源入力電流Isrcを演算できる。このため、三相の内の一相が故障した状態で非常手段として継続動作させた場合にも、操舵角を保ったまま縁石などへの乗りあげを行う際、過大なモータ出力を得ようとしてバッテリ電流の消費を大きくしすぎてしまうことを防止できる。

さらに、インバータ装置１００は、上述したように、推定された電源入力電流Isrcに基づいて、実際の電源入力電流を制御できるため、バッテリが弱った状態で、低車速でかつ操舵量が大きい場合など、バッテリ電圧の低下が懸念される場合に、アシスト量を抑制するような電源入力電流指令に従ってハンドルの切り返し動作による軽負荷と大負荷の繰り返し動作にも滑らかな操舵アシストを実現することができる。

―インバータ装置の搭載例２―
図８は車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。
図８におけるアシスト制御ユニット７０６は、インバータ装置１００と同様の機能を有し、車両用ブレーキ動作を行えるようにマイコンプログラムされている。また、モータ７３１は、制動アシスト装置７００に一体取付けされている点がモータ３００と異なる。更に、モータ７３１は、ケーシング７１２を介してアシスト制御ユニット７０６と一体構造となっている。

車両用ブレーキ装置は、ブレーキペダル７０１と制動アシスト装置７００と倍力装置８００及びホイール機構８５０ａ〜８５０ｄを備えている。制動アシスト装置７００は、アシスト機構７２０とプライマリ液室７２１ａとセカンダリ液室７２１ｂとリザーバタンク７１４を備えている。運転者が踏み込むブレーキペダル７０１の操作量は、ブレーキペダルの操作量は、インプットロッド７２２を介してアシスト機構７２０に入力され、プライマリ液室７２１ａ伝達される。

また、ブレーキペダル７０１に取り付けられたストロークセンサ７０２により検出されたブレーキ操作量は、アシスト機構７２０を制御するアシスト制御ユニット７０６へ入力される。アシスト制御ユニット７０６は、入力されたブレーキ操作量に応じた回転位置となるようにモータ７３１を制御する。そして、モータの回転トルクは、減速装置７２３を介して、回転動力を並進動力に変換する回転−並進変換装置であるボールネジ７２５へ伝達され、プライマリピストン７２６を押圧し、プライマリ液室７２１ａの液圧を高めると共に、セカンダリピストン７２７を加圧し、セカンダリ液室７２１ｂの液圧を高める。

倍力装置８００は、プライマリ液室７２１ａ，セカンダリ液室７２１ｂで加圧された作動液をマスタ配管７５０ａ、７５０ｂを介して作動液圧を入力し、倍力制御ユニット８３０の指令に従って、ホイール機構８５０ａ〜８５０ｄに液圧を伝達することで車両の制動力を得るものである。

アシスト制御ユニット７０６では、プライマリピストン７２６の押圧量を調整するためにプライマリピストン７２６の変位量を制御する。プライマリピストン７２６の変位量は直接検出していないため、モータ内に備えた回転位置センサ（図示省略）からの信号に基づいて、モータ７３１の回転角を算出し、ボールネジ７２５の推進量からプライマリピストン７２６の変位量を演算により求めている。

尚、モータ７３１が故障により停止し、ボールネジ７２５の軸の戻し制御が不能となった場合が発生しても、戻しバネ７２８の反力によってボールネジ７２５の軸を初期位置に戻すことにより運転者の制動操作を阻害しないようになっている。例えば、ブレーキの引きずりによる車両挙動の不安定化を回避することができる。

倍力機構８０１では、４輪ある内の対角２輪ずつの作動液を調整する２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂを備え、１系統の故障が発生しても安定して車両を停止できるようになっており、対角２輪のホイール機構８５０ａ，８５０９ｂの制動力を個々に調整できる。２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂはどちらも同様に動作するため、以下では１系統の液圧調整機構８１０ａを用いて説明する。液圧調整機構８１０ａには、ホイールシリンダ８５１への供給を制御するゲートＯＵＴ弁８１１と、同じくポンプへの供給を制御するゲートＩＮ弁８１２と、マスタ配管７５０ａからの作動液圧又はポンプから各ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するＩＮ弁８１４ａ、８１４ｂと、ホイールシリンダ８５１を減圧制御するＯＵＴ弁８１３ａ，８１３ｂと、マスタ配管７５０ａからの作動液圧で生成されたマスタ圧を昇圧するポンプ８５３と、ポンプ８５３を駆動するポンプモータ８５２を備えている。例えば、アンチロックブレーキ制御用の液圧制御をする場合には、ホイール機構８５０内の車輪回転センサからの信号を倍力制御ユニット８３０で処理し、制動時の車輪ロックを検知した場合に、各ＩＮ／ＯＵＴ弁（電磁式）とポンプを作動させて各車輪がロックしない液圧に調整する動作を行う。尚、車両挙動安定化制御用の液圧制御をする場合においても適用できる機構である。

このような車両用ブレーキ装置において、モータ装置は常に安定したアシストに用いられると共に、プライマリピストン７２６の変位量制御にも用いられる。このため、高精度でありながら、安定して動作し続けることと、異常を適確に検知できることが求められる。また、電源のバッテリ２００の充電容量が低下してしまった場合には、アシスト量の低下が生じるため、補助電源４００を電源としてブレーキアシスト動作を継続するシステムである。

特に電動アシストタイプのブレーキシステムでは、バッテリ２００の配線が外れるなどした場合にも動作可能とするため、補助電源４００に切り替えて緊急バックアップ動作する必要がある。補助電源４００は緊急時対応の比較的容量の小さな電流しか供給する設計になっていないことが多く、緊急バックアップ動作時には小電流に制限するようにモータ出力をパワーセーブして動作させる必要がある。このとき、補助電源４００からの小さな電流を電源入力電流Isrcとして精度良く検出できるため制限値に近い最大限の電流値を概略一定値に制御してブレーキアシスト力が得られるブレーキシステムを提供できる。すなわち、本発明のアシスト制御ユニット７０６は、バッテリ異常時にも最大限のブレーキアシスト力が得られる。

なお、本発明は、以下のように変形することもできる。

図４（ｂ）、（ｃ）において、直流母線電流Idcの検出は１PWM周期内でPWMの立ち上がりエッジ側と立ち下がりエッジ側とで４回の電流サンプリングによって求めることもできるが、上述のように、異なる電圧ベクトル２つにおいて直流母線電流Idcが得られればモータ電流の推定は可能である。

図４（ｂ）、（ｃ）において、キャリア周期Tpwm（ＰＷＭ周期Tpwm）がインバータの出力周波数より十分短いときには、同種の電圧ベクトルにおいて、PWMパルスの立ち上がりエッジ側の直流母線電流の瞬時値と、PWMパルスの立ち下がりエッジ側の直流母線電流の瞬時値はほぼ等しい。例えば、立ち上がり側の電圧ベクトルＶ１における瞬時値と立ち下がりがわの電圧ベクトルＶ１における瞬時値は等しい。そのため、PWMパルスの立ち上がりエッジ側の直流母線電流の瞬時値２つ（Ｖ１，Ｖ２）でモータ電流を推定してもよいし、PWMパルスの立ち下がりエッジ側の直流母線電流の瞬時値２つ（Ｖ１，Ｖ２）でモータ電流を推定してもよい。

以上では、負極側接続点９１とインバータ回路１３０の間の電流を直流母線電流Idcとして検出したが、正極側接続点９０とインバータ回路１３０の間の電流を直流母線電流Idcとして検出してもよい。

以上では、バッテリ２００と正極側接続点９０の間の電源入力電流Isrcを推定したが、負極側接続点９１とバッテリ２００の間の電流を推定するようにしてもよい。

以上では、立ち下がりエッジ側の電圧ベクトル２つの出力継続時間（サンプリング期間）をサンプリングしたが、立ち上がりエッジ側の電圧ベクトル２つの出力継続時間をサンプリングしてもよい。

以上では、立ち下がりエッジ側の電圧ベクトル２つの出力継続時間（サンプリング期間）を拡張するようにパルスシフトさせたが、立ち上がりエッジ側の電圧ベクトル２つの出力継続時間を拡張するようにパルスシフトさせてもよい。

本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更、または、組み合わせが可能である。

１００：インバータ装置
１１０：電流制御器
１１１：ｄｑ変換器
１２０：電流検出器
１２１：三相演算器
１３０：インバータ回路
１５０：回転位置検出器
２００：バッテリ
２２０：ＰＷＭ生成器
２３０：パルスシフト部
２４０：電源電流演算器
３００：モータ
３２０：回転位置センサ
５００：モータ装置
Idc：直流母線電流
Id1, Id2, Id3：直流母線電流の瞬時値
Ical：電流平均値
Isrc：電源入力電流
Iu,Iv,Iw,IU,IU’：モータ電流
Ips1,Ips2：電流誤差
Tpwm：ＰＷＭ周期（キャリア周期）
Upw,Vpw,Wpw：パルス周期
Tt1,Tt2：パルスシフト量
TPS：最小パルス幅

Claims (5)

1. 電源の正極側に接続される正極側端子と、
   前記電源の負極側に接続される負極側端子と、
   モータに接続され、前記モータを駆動する三相のインバータ回路と、
   平滑コンデンサと、
   前記正極側端子と、前記インバータ回路と、前記平滑コンデンサと、を電気的に接続する正極側接続点と、
   前記負極側端子と、前記インバータ回路と、前記平滑コンデンサと、を電気的に接続する負極側接続点と、
   前記インバータ回路を駆動する三相のＰＷＭ波を生成するＰＷＭ生成器と、
   前記ＰＷＭ波に基づいて、前記ＰＷＭ生成器がパルスシフトを実行する第１指令、または、前記ＰＷＭ生成器がパルスシフトを実行しない第２指令を生成するパルスシフト部と、
   前記インバータ回路が駆動することで前記正極側接続点と前記インバータ回路の間または前記負極側接続点と前記インバータ回路との間を流れる直流母線電流を検出する電流検出器と、
   ＰＷＭ周期内における所定の電圧ベクトルの出力継続時間のそれぞれの所定の時点で検出された前記直流母線電流の瞬時値に基づいて、前記ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を演算する演算部と、
   前記ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を、前記ＰＷＭ周期内において前記正極側端子と前記正極側接続点の間または前記負極側端子と前記負極側接続点の間を流れる電源入力電流として推定する電源入力電流推定部と、を備えるインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記演算部は、前記瞬時値と、前記瞬時値を検出した前記所定の電圧ベクトルの出力継続時間と、前記ＰＷＭ生成器におけるパルスシフト量とに基づいて、前記パルスシフト時の前記ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を演算するインバータ装置。
3. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記演算部は、
   前記直流母線電流の瞬時値と、前記瞬時値の検出時の前記所定の電圧ベクトルに基づいて、モータ電流を推定するモータ電流推定部を有し、
   前記所定の電圧ベクトルでの前記パルスシフトによる電流誤差を、前記モータ電流から除去することで、前記モータ電流を補正し、
   前記補正されたモータ電流と、前記ＰＷＭ波の各相のパルス幅とに基づいて、前記パルスシフト時の前記ＰＷＭ周期における直流母線電流の平均値を演算するインバータ装置。
4. 請求項３に記載のインバータ装置において、
   前記パルスシフトによる前記モータ電流に含まれる電流誤差は、前記ＰＷＭ生成器が各相のＰＷＭデューティ比を互いに等しくしてパルスシフトを実行し、前記電流検出器により検出される前記直流母線電流の瞬時値であるインバータ装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載のインバータ装置において、
   前記推定された電源入力電流に基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ装置。
   
   
   

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