KR101754687B1 - 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치는, 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정한다. 이에 따라, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.

Description

모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스{Motor driving apparatus and home appliance including the same}
본 발명은 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있는 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다.
모터 구동장치는, 회전 운동을 하는 회전자와 코일이 감긴 고정자를 구비하는 모터를 구동하기 위한 장치이다.
한편, 모터 구동장치는, 센서를 이용한 센서 방식의 모터 구동장치와 센서가 없는 센서리스(sensorless) 방식의 모터 구동장치로 구분될 수 있다.
최근, 제조 비용 저감 등을 이유로, 센서리스 방식의 모터 구동장치가 많이 사용되고 있으며, 이에 따라, 효율적인 모터 구동을 위해, 센서리스 방식의 모터 구동장치에 대한 연구가 수행되고 있다.
한편, 국제 공개번호 WO 2003/030348에, dc 단의 전류 검출기를 이용하여 상 전류를 검출하는 것이 개시된다.
본 발명의 목적은, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있는 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치는, 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동장치는, 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스는, 모터와, 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 홈 어플라이언스는, 모터와, 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 인버터 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 함으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 모드에서의 샘플링된 상 전류에 기초하여, 상 전류를 추정함으로써, 정확한 상 전류 추정이 가능하게 된다
한편, 상 전류 추정시, 평균 전류 추정 기법을 사용함으로써, 전압 벡터 왜곡을 저감하여, 토크 맥동이 작아지도록 할 수 있게 된다. 이에 따라, 소음 저감, 및 전류 왜곡 저감, 그리고, 열전 손실도 저감할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc 단의 저항 소자를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 인버터 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동함으로써, 다양한 전압 벡터 인가 시간에도 불구하고, 안정적으로 상전류를 추정할 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시한다.
도 2는 도 1의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도 3은 도 2의 인버터 제어부의 내부 블록도이다.
도 4는 도 2의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도 6 내지 도 15는 평균전류 추정 기법을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 제1 모드와 제2 모드가 혼용되는 것을 예시한다.
도 17a 내지 도 19c는 도 16의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라인스의 일예인 세탁물 처리기기를 도시한 사시도이다.
도 21은 도 20의 세탁물 처리기기의 내부 블록도이다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라인스의 다른 예인 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
도 23은 도 22의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도 24은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라인스의 또 다른 예인 냉장고를 도시한 사시도이다.
도 25는 도 24의 냉장고의 구성을 간략히 도시한 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
본 명세서에서 기술되는 모터 구동장치는, 모터의 회전자 위치를 감지하는 홀 센서(hall sensor)와 같은 위치 감지부가 구비되지 않는, 센서리스(sensorless) 방식에 의해, 모터의 회전자 위치를 추정할 수 있는 모터 구동장치이다. 이하에서는, 센서리스 방식의 모터 구동장치에 대해 설명한다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 모터 구동부로 명명할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시하고, 도 2는 도 1의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 센서리스(sensorless) 방식으로 모터를 구동하기 위한 것으로서, 인버터(420), 인버터 제어부(430)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 컨버터(410), dc 단 전압 검출부(B), 평활 커패시터(C), 출력전류 검출부(E)를 포함할 수 있다. 또한, 구동부(220)는, 입력 전류 검출부(A), 리액터(L) 등을 더 포함할 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여 상전류를 검출한다.
이때, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트되도록 제어할 수 있다. 즉, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록 제어할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 다른 상 전류 추정 또는 삼상 전류 추정시, 평균 상전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 한상 전류에 기초하여, 다른 두 상 전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다.
즉, 상전류 검출이 가능한 영역에 대해서는, 상 전류 검출이 가능하므로, 한 상 내지 삼상의 전류를 검출하고, 검출된 전류에 기초하여 다른 상의 전류를 추정할 수 있다.
예를 들어, 삼상 전류 모두 검출되는 경우, 상 전류 추정은 필요 없게 된다.
다른 예로, 삼상 전류 중 두 상 전류가 검출되는 경우, 상 평형 이론을 이용하여, 다른 상 전류를 연산할 수 있다.
한편, 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해 일부는 제1 모드로서, 데드 타임과 관련된 영역으로서, 정확한 상전류 검출이 어려우므로, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트시킬 수 있다. 이에 따라, 확보된 스위칭 소자의 스위칭 간격을 이용하여, 상전류 검출이 가능하도록 할 수 있다. 그리고, 검출 가능하게 된 상전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, 정확한 상 전류 검출이 가능하게 된다.
한편, 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해 다른 일부는 제2 모드로서, 상 전류 검출 가능 기간에 검출된 전류를 이용하여, 삼상 전류 모두를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 소음이 발생할 수 있는 제1 모드의 빈도를 줄일 수 있게 되며, 전체적으로, 모터 구동시의 소음이 저감될 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 즉, 저속 구동시, 삼상 벡터에 의한 인버터 스위칭 소자의 턴 온 타이밍 간격이 좁아지는 경향이 있다. 즉, 고속시에 비해, 상전류 검출 가능 기간이 더 줄어들게 되며, 상전류 검출 불가능 기간이 더 증가하게 된다.
이에 따라, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어하되, 제1 모드의 빈도가 제2 모드에 비해 작아지도록 제어할 수 있다.
여기서, 소정 속도는, 50rpm 이하일 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 상태에서, 모터의 속도가 작아질수록, 상기 제1 모드의 빈도가 조금씩 증가되도록 제어할 수도 있다.
이와 달리, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도와 관계 없이, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 이러한 경우, 제어 안정성이 향상될 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 제2 모드에 따라, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정할 수 있다. 이에 따라, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc 단의 저항 소자를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 펄스폭 가변 제어 주기 내에서, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정함으로써, 정확한 상전류 연산이 가능하게 된다.
특히, 인버터 제어부(430)는, 전압 벡터의 인가 시간이, 최소한의 전압 벡터 인가 시간 보다 작아, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 제2 모드에 따라, 상전류를 추정함으로써, 정확한 상전류 연산이 가능하게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 상전류 검출이 가능한 구간에서 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류, 및 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 패턴에 따른 상전류 기울기, 및 전압 지령치에 의한 전압 벡터 인가 시간에 기초하여, 상전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 추정시, 평균 상전류를 추정할 수 있다.
인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 펄스폭 가변 제어 주기 중, 상전류 검출이 가능한 구간에서, 모터에 흐르는 3상 전류 중 2 상 전류를 서로 다른 시간에 검출하며, 검출되는 2상 전류에 기초하여 나머지 한 상 전류를 연산할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 검출 및 연산 시간이 다른 3상 전류에 대해, 펄스폭 가변 제어 주기 내의 제1 시점을 기준으로, 전류 보상을 수행하고, 전류 보상된 3상 전류에 기초하여, 인버터를 제어할 수 있다. 이에 따라, 인버터 제어의 정확도가 더 향상될 수 있게 된다.
이하에서는, 도 1, 및 도 2의 모터 구동장치(220) 내의 각 구성 유닛들의 동작에 대해 설명한다.
리액터(L)는, 상용 교류 전원(405, vs)과 컨버터(410) 사이에 배치되어, 역률 보정 또는 승압동작을 수행한다. 또한, 리액터(L)는 컨버터(410)의 고속 스위칭에 의한 고조파 전류를 제한하는 기능을 수행할 수도 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(405)으로부터 입력되는 입력 전류(is)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(is)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 입력될 수 있다.
컨버터(410)는, 리액터(L)를 거친 상용 교류 전원(405)을 직류 전원으로 변환하여 출력한다. 도면에서는 상용 교류 전원(405)을 단상 교류 전원으로 도시하고 있으나, 삼상 교류 전원일 수도 있다. 상용 교류 전원(405)의 종류에 따라 컨버터(410)의 내부 구조도 달라진다.
한편, 컨버터(410)는, 스위칭 소자 없이 다이오드 등으로 이루어져, 별도의 스위칭 동작 없이 정류 동작을 수행할 수도 있다.
예를 들어, 단상 교류 전원인 경우, 4개의 다이오드가 브릿지 형태로 사용될 수 있으며, 삼상 교류 전원인 경우, 6개의 다이오드가 브릿지 형태로 사용될 수 있다.
한편, 컨버터(410)는, 예를 들어, 2개의 스위칭 소자 및 4개의 다이오드가 연결된 하프 브릿지형의 컨버터가 사용될 수 있으며, 삼상 교류 전원의 경우, 6개의 스위칭 소자 및 6개의 다이오드가 사용될 수도 있다.
컨버터(410)가, 스위칭 소자를 구비하는 경우, 해당 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해, 승압 동작, 역률 개선 및 직류전원 변환을 수행할 수 있다.
평활 커패시터(C)는, 입력되는 전원을 평활하고 이를 저장한다. 도면에서는, 평활 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
한편, 도면에서는, 컨버터(410)의 출력단에 접속되는 것으로 예시하나, 이에 한정되지 않고, 직류 전원이 바로 입력될 수도 있다., 예를 들어, 태양 전지로부터의 직류 전원이 평활 커패시터(C)에 바로 입력되거나 직류/직류 변환되어 입력될 수도 있다. 이하에서는, 도면에 예시된 부분을 위주로 기술한다.
한편, 평활 커패시터(C) 양단은, 직류 전원이 저장되므로, 이를 dc 단 또는 dc 링크단이라 명명할 수도 있다.
dc 단 전압 검출부(B)는 평활 커패시터(C)의 양단인 dc 단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, dc 단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 dc 단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 입력될 수 있다.
인버터(420)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원(va,vb,vc)으로 변환하여, 삼상 동기 모터(230)에 출력할 수 있다.
인버터(420)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결된다. 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다.
인버터(420) 내의 스위칭 소자들은 인버터 제어부(430)로부터의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)에 기초하여 각 스위칭 소자들의 온/오프 동작을 하게 된다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 삼상 교류 전원이 삼상 동기 모터(230)에 출력되게 된다.
인버터 제어부(430)는, 센서리스 방식을 기반으로, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 이를 위해, 인버터 제어부(430)는, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)를 입력받을 수 있다.
인버터 제어부(430)는, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(420)에 출력한다. 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)을 기초로 생성되어 출력된다. 인버터 제어부(430) 내의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)의 출력에 대한 상세 동작은 도 3를 참조하여 후술한다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(420)와 삼상 모터(230) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 모터(230)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(420)와 모터(230) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
션트 저항이 사용되는 경우, 3개의 션트 저항이, 인버터(420)와 동기 모터(230) 사이에 위치하거나, 인버터(420)의 3개의 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)에 일단이 각각 접속되는 것이 가능하다. 한편, 삼상 평형을 이용하여, 2개의 션트 저항이 사용되는 것도 가능하다. 한편, 1개의 션트 저항이 사용되는 경우, 상술한 커패시터(C)와 인버터(420) 사이에서 해당 션트 저항이 배치되는 것도 가능하다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 인버터 스위칭 제어신호(Sic)가 생성된다. 이하에서는 검출된 출력전류(io)가 삼상의 출력 전류(ia,ib,ic)인 것으로 병행하여 기술할 수도 있다.
한편, 삼상 모터(230)는, 고정자(stator)와 회전자(rotar)를 구비하며, 각상(a,b,c 상)의 고정자의 코일에 소정 주파수의 각상 교류 전원이 인가되어, 회전자가 회전을 하게 된다.
이러한 모터(230)는, 예를 들어, 표면 부착형 영구자석 동기전동기(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 전동기(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다. 이 중 SMPMSM과 IPMSM은 영구자석을 적용한 동기 전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM)이며, Synrm은 영구자석이 없는 것이 특징이다.
도 3은 도 2의 인버터 제어부의 내부 블록도이다.
도 3을 참조하면, 인버터 제어부(430)는, 축변환부(310), 속도 연산부(320), 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340), 축변환부(350), 및 스위칭 제어신호 출력부(360)를 포함할 수 있다.
축변환부(310)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.
한편, 축변환부(310)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다.
속도 연산부(320)는, 축변환부(310)에서 축변화된 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)에 기초하여, 연산된 위치(
Figure 112016010183352-pat00001
)와 연산된 속도(
Figure 112016010183352-pat00002
)를 출력할 수 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure 112016010183352-pat00003
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure 112016010183352-pat00004
)와 속도 지령치(ω* r)의 차이에 기초하여, PI 제어기(335)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 도면에서는, 전류 지령치로, q축 전류 지령치(i* q)를 예시하나, 도면과 달리, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성하는 것도 가능하다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
다음, 전압 지령 생성부(340)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(330) 등에서의 전류 지령치(i* d,i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 생성한다. 예를 들어, 전압 지령 생성부(340)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(344)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(340)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(348)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다. 한편, 전압 지령 생성부(340)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 축변환부(350)에 입력된다.
축변환부(350)는, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure 112016010183352-pat00005
)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 축변환부(350)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure 112016010183352-pat00006
)가 사용될 수 있다.
그리고, 축변환부(350)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(1050)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 출력하게 된다.
스위칭 제어 신호 출력부(360)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력한다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
한편, 상술한 바와 같이, 모터 구동장치(100)는, 인버터(420) 제어를 통하여, 모터(230)를 구동하는 벡터(vector) 제어를 하기 위해서, 모터(motor)에 흐르는 츨력 전류(io), 특히, 상전류(Phase current)를 감지하는 것이 필수적이다.
인버터 제어부(430)는, 감지된 상전류를 이용하여, 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340)를 이용하여, 모터(230)를, 원하는 속도와 토크(torque)로 제어할 수 있게 된다.
도 4는 도 2의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 4의 출력 전류 검출부(Ex)는, 모터(230)에 흐르는 3 상전류(a,b,c 상전류) 중 a 상전류와, c 상전류의 센싱을 위해, 2개의 전류 센서(CSa,CSc)를 구비하는 것을 예시한다.
한편, b 상 전류는, 3상의 전류의 합이 0이라는 조건을 이용하여, 연산될 수 있다.
한편, 이러한 도 4의 방식 보다, 도 5와 같이, 1개의 dc 단의 저항 소자를 이용하여 모터 전류를 센싱하는 방식이, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이하다는 장점이 있다.
이에 따라, 본 발명에서는, 도 5와 같은, 1 션트(shunt) 저항 소자를 이용하여, 모터 전류를 센싱하는 방안을 중심으로 기술한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 출력 전류 검출부(Edc)는, dc단 커패시터(C)와 인버터(420) 사이에 배치되는 dc단 저항 소자(Rdc)를 구비할 수 있다.
인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류에 기초하여, 모터(230)에 흐르는 전류를 연산하고, 연산된 모터 전류에 기초하여 인버터(420)를 제어할 수 있다.
도면과 같이, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용한, 전류 획득 방법을 션트(shunt) 알고리즘이라 한다.
션트(shunt) 알고리즘은, 션트 저항 소자의 위치와 개수에 따라 1-션트(shunt), 2-션트(shunt), 3-션트(shunt)로 구분되는데, 본 발명에서는 1-션트(shunt) 방식에 대해 기술한다.
이러한 1-션트(shunt) 방식에 따르면, 모터(230)에 흐르는 3 상전류(a,b,c 상전류)를, dc단에 배치되는, 하나의 션트(shunt) 저항 소자만으로 획득한다.
따라서, 도 4에 비해, 전류 센서를 줄일 수 있고, 2-션트(shunt), 3-션트(shunt) 방법에 비해, 전압 증폭기, A/D 포트 등의 주변 회로를 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 모터 구동 장치(220)의 제조 비용 및 부피가 감소하는 등의 많은 장점이 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여 상전류를 검출한다.
이때, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동하며, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트되도록 제어할 수 있다. 즉, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록 제어할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 다른 상 전류 추정 또는 삼상 전류 추정시, 평균 상전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 한상 전류에 기초하여, 다른 두 상 전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다.
즉, 상전류 검출이 가능한 영역에 대해서는, 상 전류 검출이 가능하므로, 한 상 내지 삼상의 전류를 검출하고, 검출된 전류에 기초하여 다른 상의 전류를 추정할 수 있다.
예를 들어, 삼상 전류 모두 검출되는 경우, 상 전류 추정은 필요 없게 된다.
다른 예로, 삼상 전류 중 두 상 전류가 검출되는 경우, 상 평형 이론을 이용하여, 다른 상 전류를 연산할 수 있다.
한편, 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해 일부는 제1 모드로서, 데드 타임과 관련된 영역으로서, 정확한 상전류 검출이 어려우므로, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트시킬 수 있다. 이에 따라, 확보된 스위칭 소자의 스위칭 간격을 이용하여, 상전류 검출이 가능하도록 할 수 있다. 그리고, 검출 가능하게 된 상전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, 정확한 상 전류 검출이 가능하게 된다.
한편, 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해 다른 일부는 제2 모드로서, 상 전류 검출 가능 기간에 검출된 전류를 이용하여, 삼상 전류 모두를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 소음이 발생할 수 있는 제1 모드의 빈도를 줄일 수 있게 되며, 전체적으로, 모터 구동시의 소음이 저감될 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 즉, 저속 구동시, 삼상 벡터에 의한 인버터 스위칭 소자의 턴 온 타이밍 간격이 좁아지는 경향이 있다. 즉, 고속시에 비해, 상전류 검출 가능 기간이 더 줄어들게 되며, 상전류 검출 불가능 기간이 더 증가하게 된다.
이에 따라, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어하되, 제1 모드의 빈도가 제2 모드에 비해 작아지도록 제어할 수 있다.
여기서, 소정 속도는, 50rpm 이하일 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 상태에서, 모터의 속도가 작아질수록, 상기 제1 모드의 빈도가 조금씩 증가되도록 제어할 수도 있다.
이와 달리, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도와 관계 없이, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 이러한 경우, 제어 안정성이 향상될 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 제2 모드에 따라, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정할 수 있다. 이에 따라, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc 단의 저항 소자를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 펄스폭 가변 제어 주기 내에서, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정함으로써, 정확한 상전류 연산이 가능하게 된다.
특히, 인버터 제어부(430)는, 전압 벡터의 인가 시간이, 최소한의 전압 벡터 인가 시간 보다 작아, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 제2 모드에 따라, 상전류를 추정함으로써, 정확한 상전류 연산이 가능하게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 상전류 검출이 가능한 구간에서 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류, 및 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 패턴에 따른 상전류 기울기, 및 전압 지령치에 의한 전압 벡터 인가 시간에 기초하여, 상전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 상전류 추정시, 평균 상전류를 추정할 수 있다.
인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 펄스폭 가변 제어 주기 중, 상전류 검출이 가능한 구간에서, 모터에 흐르는 3상 전류 중 2 상 전류를 서로 다른 시간에 검출하며, 검출되는 2상 전류에 기초하여 나머지 한 상 전류를 연산할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 검출 및 연산 시간이 다른 3상 전류에 대해, 펄스폭 가변 제어 주기 내의 제1 시점을 기준으로, 전류 보상을 수행하고, 전류 보상된 3상 전류에 기초하여, 인버터를 제어할 수 있다. 이에 따라, 인버터 제어의 정확도가 더 향상될 수 있게 된다.
도 6은 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭 조합에 따른, 공간 벡터 기반의 전압 벡터를 예시한다.
도면을 참조하면, 인버터(420) 내의 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)가 모두 온(On)인 경우, V0(111)의 영 벡터(zero vector)에 대응하며, 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 모두 온(On)인 V7(000)의 영 벡터에 대응하게 된다. 즉, 공간 벡터 영역(800)에, 2개의 영 벡터가 존재한다.
한편, 그 외, 도면에서는, 6개의 유효 벡터(V1~V6)를 예시한다.
도 7a 내지 도 7f는 도 6의 영 벡터와 유효 벡터에 대응하여, 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 7a는 도 6의 섹터(sector) 1에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7b는 도 6의 섹터(sector) 2에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7c는 도 6의 섹터(sector) 3에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7d는 도 6의 섹터(sector) 4에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7e는 도 6의 섹터(sector) 5에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7f는 도 6의 섹터(sector) 6에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시한다.
도 8은, 도 6의 각 벡터에 대해 dc단 저항 소자에서 검출되는 모터 전류의 상태를 예시한다.
도면을 참조하면, 섹터 1에서의 유효 벡터 V1에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, a 상전류인 Ias 전류가 검출되며, 섹터 2에서의 유효 벡터 V2에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, c 상전류인 -Ics 전류가 검출되며, 섹터 3에서의 유효 벡터 V3에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, b 상전류인 Ibs 전류가 검출되며, 섹터 4에서의 유효 벡터 V4에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, a 상전류인 -Ias 전류가 검출되며, 섹터 5에서의 유효 벡터 V5에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, c 상전류인 Ics 전류가 검출되며, 섹터 6에서의 유효 벡터 V6에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, b 상전류인 -Ibs 전류가 검출된다.
한편, 영 벡터인, V0,V7 벡터에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 전류 검출이 불가능하게 된다.
도 9a는 전압 벡터의 일예를 나타내며, 도 9b는 도 9a의 전압 벡터에 대응하는 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
먼저, 도 9a를 참조하면, 섹터 1에서의 유효 벡터 V1과 V2의 조합으로, 전압 벡터(V*)가 생성될 수 있다. 한편, 이러한 전압 벡터(V*)는, 상술한 전압 지령 생성부(340)에서 생성될 수 있다.
1-션트(shunt) 방식은, 한 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM)을 위한 제어 주기(Ts)에서, 유효 벡터가 인가될 때, dc단 저항 소자(Rdc)로부터 상전류를 검출하고, 검출된 상전류를 아날로그 디지털(A/D)변환하고, 스위칭 제어 신호 출력부(360) 내의 게이트 신호 생성부(미도시)에서, 현재의 섹터와, 유효 벡터를 판단하여, 상전류를 복원한다.
이때, 벡터가 한 주기(Ts) 내에서 인가되므로, 2상의 상전류를 복원할 수 있으며, 나머지 한 상의 전류는 세 상의 전류의 합이 0이라는 것을 이용하여 구한다.
도 10은 제1 유효 벡터와 제2 유효 벡터에 대응하여, 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
이하에서는, 제1 유효 벡터와 제2 유효 벡터의 인가 기간(1010)을 중심으로 기술한다.
도 10에서는, 첫 유효 벡터가 V1(100) 이므로 T2/2 시간 동안에, a 상전류인 ia를 검출하고 다음의 유효 벡터 V2(110)에서는 T1/2시간 동안, c 상전류인 -ic 전류를 검출하는 것을 나타낸다.
한편, 나머지 한 상(b 상)의 전류인 ib는, 인버터 제어부(430) 내의 내부 연산을 통하여 얻는다. 인버터 제어부(430)는, 이렇게 획득한 3상의 전류를 이용해 벡터 제어를 수행한다.
한편, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용한 전류 복원은, 유효 벡터 구간에서, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류를 감지하여 상전류를 복원하는 것이 기본 원리이다.
이때, 유효 벡터가 인가되는 구간이 짧을 경우, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류를 감지하는데 문제가 발생하게 된다.
한편, 인버터(420) 내의 스위칭 소자가 스위칭을 할 경우, 스위칭 시 발생하는 링잉(ringing) 현상에 따른 안정 시간(settling time)(Tsettling ), 인버터(420)의 데드 타임(dead time)(Tdead), A/D 변환 시간(TA/D)에 의해 문제가 발생하게 되는데, 이에 따라, 정상적인 전류를 검출하기 위해서는, 이러한 시간이 지난 다음에 샘플링해야한다.
결국, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류 검출을 위한 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)은, 다음의 수학식 1과 같이 연산된다.
Figure 112016010183352-pat00007
즉, 최소한의 전압 벡터 인가 시간(Tmin)은, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 시 발생하는 링잉 현상에 따른 안정 시간(Tsettling), 인버터의 데드 타임 시간(Tdead), 및 샘플링시의 아날로그 디지털 변환 시간(TA/D)의 합에 대응될 수 있다.
한편, 유효 벡터가, 최소한의 유효벡터 인가 시간 보다 적게 인가되는 경우에 대해서는, 도 11a 내지 도 11d를 참조하여 설명한다.
도 11a 내지 도 11b는, 유효 벡터가, 최소한의 유효벡터 인가 시간 보다 적게 인가되는 것을 예시한다.
도 11a는, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, 스위칭 한 주기 내에서 한 유효 벡터의 인가시간이, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우를 예시한다.
도 11a에 따르면, V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)에서, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)이 발생하게 되며, 이를 측정 불가영역 또는 데드 밴드(dead band)라 명명할 수 있다.
도 11b는, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, 스위칭 한 주기 내에서 두 유효 벡터의 인가시간이, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우를 예시한다.
도 11b에 따르면, 영 벡터(zerp vector) 주변 영역(Ara)에서, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)이 발생하게 된다.
도 11c 내지 도 11d는, 도 11a 내지 도 11b의, 전류 검출 불가능한, 전압 벡터에 대응하는 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
도 11c를 참조하면, V1(100) 벡터에 의한 구간 T2/2(1105)는, Tmin보다 크나, V2(110) 벡터에 의한 구간 T1/2(1110)는, Tmin보다 작게 된다. 이에 따라, T2/2 구간에서는 a 상의 전류 검출이 가능하나, T1/2 구간 에서는 c 상의 전류 검출이 불가능하게 된다.
도 11d를 참조하면, V1(100) 벡터에 의한 구간 T2/2(1115), 및 V2(110) 벡터에 의한 구간 T1/2(1120) 모두, Tmin보다 작게 된다. 이에 따라, T2/2 구간, 및 T1/2 구간 모드에서 a 상 및 c 상의 전류 검출이 불가능하게 된다.
한편, 이러한 전류 검출 불가능한 영역에서, 전류 검출을 수행하지 않게 되면, 정확한 모터 제어가 수행되지 못하는 단점이 있다.
한편, 이러한 전류 검출 불가능한 영역이 발생하는 것을 방지하기 위해, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin) 확보하는 방안이 있다.
이러한 방안에 따르면, 강제로, 대칭형 스위칭 타이밍을 비대칭형으로 변경하거나, 턴 온 타이밍을 시프트(shift)할 수 있게 된다. 그러나, 순시적으로 보면, 전압 벡터에 왜곡이 생겨, 노이즈가 발생할 수 있다.
이에 따라, 본 발명에서는, 전류 검출이 불가능한 영역에 대해, 스위칭 타이밍을 비대칭형으로 변경하되, 이러한 비대칭 구간을 최소화하는 방안을 제안한다.
한편, 노이즈 저감을 위해, 턴 온 타이밍의 시프트를 수행하지 않는 기법도 가능하다.
즉, 턴 온 타이밍을 시프트(shift) 등의 전압 벡터 왜곡 없이, 설정된 전압 벡터 기반으로, 인버터 스위칭 소자를 턴 온/ 오프시키되, 전류 검출 불가능한 영역에서는, 전류 추정 기법을 이용하여, 전류를 추정할 수 있다.
구체적으로, 검출 가능한 구간에서 검출되었던 전류값을 이용하여, 검출 불가능한 구간에서의 전류를 추정할 수 있다.
이러한 전류 추정 기법시, 본 발명에서는, 전류 스위칭 패턴에 따른 인가시간과 전류의 기울기를 이용하여 평균 전류를 추정하는 방안을 제안한다.
이 기법은, 두 유효 벡터 인가 시간이 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우와, 한 유효 벡터 인가 시간이 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin) 보다 작은 경우에 모두 적용이 가능하다.
이하에서는, 도 11d와 같이, 두 유효 벡터 인가 시간이 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우를 중심으로 기술한다.
한편, 전압 지령치(V*)가, 섹터(sector) 6에 위치하는 경우의, 스위칭 상태에 따른 b상 전류의 기울기를, 테브난 등가 정리로부터 구해보면, 도 12a 내지 도 12d와 같다.
도 12a 내지 도 12d는 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭에 따른 모터 등가 회로를 예시한다.
먼저, 도 12a는, 영 벡터(V0)(000)에 대응하여 b 상 전류 기준의 테브닌 등가 회로를 예시한다.
도 12a의 (a)는, 영 벡터(V0)(000)에 대응하여, 인버터(420) 내의 스위칭 소자의 스위칭하는 경우의, 모터(230)에 대한 회로를 예시한다.
도 12a의 (b)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 임피던스(Lth)를 예시하며, 도 12a의 (c)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 전압(Vth)를 예시한다.
즉, 수학식 2, 및 수학식 3에 의해, 테브닌 등가 임피던스(Lth)와, 테브닌 등가 전압(Vth)이 정리된다.
Figure 112016010183352-pat00008
여기서, L은 모터 인덕턴스를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00009
여기서, Va는 a 상 전압을 나타내며, Vb는 b상 전압을 나타내며, Vc는 c 상 전압을 나타낸다.
도 12a의 (d)는, 도 12a의 (a)를 테브닌 등가 원리를 이용하여 정리한 등가회로를 예시한다.
한편, 이러한 등가 회로에 의하면, 수학식 4와 같은 전압 방정식이 성립할 수 있다.
Figure 112016010183352-pat00010
여기서, ib는 b 상 전류를 나타내며,
Figure 112016010183352-pat00011
는 b상 전류의 기울기를 나타낸다.
다음, 도 12b는, 유효 벡터(V1)(100)에 대응하여 b 상 전류 기준의 테브닌 등가 회로를 예시한다.
도 12b의 (a)는, 유효 벡터(V1)(100)에 대응하여, 인버터(420) 내의 스위칭 소자의 스위칭하는 경우의, 모터(230)에 대한 회로를 예시한다.
도 12b의 (b)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 임피던스(Lth)를 예시하며, 도 12b의 (c)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 전압(Vth)를 예시한다.
즉, 수학식 5, 및 수학식 6에 의해, 테브닌 등가 임피던스(Lth)와, 테브닌 등가 전압(Vth)이 정리된다.
Figure 112016010183352-pat00012
여기서, L은 모터 인덕턴스를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00013
여기서, Va는 a 상 전압을 나타내며, Vb는 b상 전압을 나타내며, Vc는 c 상 전압을 나타낸다.
도 12b의 (d)는, 도 12b의 (a)를 테브닌 등가 원리를 이용하여 정리한 등가회로를 예시한다.
한편, 이러한 등가 회로에 의하면, 수학식 7와 같은 전압 방정식이 성립할 수 있다.
Figure 112016010183352-pat00014
여기서, ib는 b 상 전류를 나타내며, Vdc는 dc단 전압을 나타내며,
Figure 112016010183352-pat00015
는 b상 전류의 기울기를 나타낸다.
다음, 도 12c는, 유효 벡터(V6)(101)에 대응하여 b 상 전류 기준의 테브닌 등가 회로를 예시한다.
도 12c의 (a)는, 유효 벡터(V6)(101)에 대응하여, 인버터(420) 내의 스위칭 소자의 스위칭하는 경우의, 모터(230)에 대한 회로를 예시한다.
도 12c의 (b)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 임피던스(Lth)를 예시하며, 도 12c의 (c)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 전압(Vth)를 예시한다.
즉, 수학식 8, 및 수학식 9에 의해, 테브닌 등가 임피던스(Lth)와, 테브닌 등가 전압(Vth)이 정리된다.
Figure 112016010183352-pat00016
여기서, L은 모터 인덕턴스를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00017
여기서, Va는 a 상 전압을 나타내며, Vb는 b상 전압을 나타내며, Vc는 c 상 전압을 나타낸다.
도 12c의 (d)는, 도 12c의 (a)를 테브닌 등가 원리를 이용하여 정리한 등가회로를 예시한다.
한편, 이러한 등가 회로에 의하면, 수학식 10와 같은 전압 방정식이 성립할 수 있다.
Figure 112016010183352-pat00018
여기서, ib는 b 상 전류를 나타내며, Vdc는 dc단 전압을 나타내며,
Figure 112016010183352-pat00019
는 b상 전류의 기울기를 나타낸다.
다음, 도 12d는, 영 벡터(V7)(111)에 대응하여 b 상 전류 기준의 테브닌 등가 회로를 예시한다.
도 12d의 (a)는, 영 벡터(V7)(111)에 대응하여, 인버터(420) 내의 스위칭 소자의 스위칭하는 경우의, 모터(230)에 대한 회로를 예시한다.
도 12d의 (b)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 임피던스(Lth)를 예시하며, 도 12d의 (c)는, 모터(230)에 대한, 테브닌 등가 전압(Vth)를 예시한다.
즉, 수학식 11, 및 수학식 12에 의해, 테브닌 등가 임피던스(Lth)와, 테브닌 등가 전압(Vth)이 정리된다.
Figure 112016010183352-pat00020
여기서, L은 모터 인덕턴스를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00021
여기서, Va는 a 상 전압을 나타내며, Vb는 b상 전압을 나타내며, Vc는 c 상 전압을 나타낸다.
도 12d의 (d)는, 도 12d의 (a)를 테브닌 등가 원리를 이용하여 정리한 등가회로를 예시한다.
한편, 이러한 등가 회로에 의하면, 수학식 13와 같은 전압 방정식이 성립할 수 있다.
Figure 112016010183352-pat00022
여기서, ib는 b 상 전류를 나타내며,
Figure 112016010183352-pat00023
는 b상 전류의 기울기를 나타낸다.
이와 같은 방법으로, 각 스위칭 패턴에 따른 상전류를 구해보면 도 13과 같다.
도 13은, 각 스위칭 패턴에 따른 상전류를 예시한다.
특히, 도면에서는, 유효 벡터(V1~V6), 및 제로 벡터(V0,V7)의 각 스위칭 패턴에 따른 a상 전류 기울기(
Figure 112016010183352-pat00024
), b상 전류의 기울기(
Figure 112016010183352-pat00025
), c상 전류의 기울기(
Figure 112016010183352-pat00026
)를 각각 나타낸다.
도 14a는 소정 전압 벡터에 따라 a 상 전류의 기울기를 연산하는 것을 예시하는 도면이다.
도면과 같이, 두 유효 벡터 전압 인가 시간이, Tmin 보다 클 때, 유효 전압 벡터에서 샘플링하여 복원한 상전류는, PWM 제어 주기의 평균 전류 값과 일치하지 않는다.
이렇게 복원된 상전류로 모터(230)를 제어를 하면, 성능을 저하시키는 문제점이 발생한다.
이에 따라, 본 발명은 dc단 저항 소자(Rdc)로부터 샘플링 된 전류를 기반으로 PWM 제어 주기에서의 평균 전류 값을 추정하는 알고리즘을 제안한다.
예를 들어, 인버터 제어부(430)는, 상술한 바와 같이, PWM 제어 주기 중 상전류 검출이 불가능한 구간에서, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정하는 것은 물론이고, 인버터 제어부(430)는, PWM 제어 주기 내내, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상전류를 추정하는 것도 가능하다. 이에 따라, 다양한 전압 벡터 인가 시간에도 불구하고, 안정적으로 상전류를 추정할 수 있게 된다.
인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자(Rdc)으로부터 샘플링한 상전류를 기반으로, 도 13의 각 스위칭 패턴에 따른 상전류의 기울기(
Figure 112016010183352-pat00027
,
Figure 112016010183352-pat00028
,
Figure 112016010183352-pat00029
)와, 전압 벡터 인가시간(To,T1)을 이용하여 평균 상전류를 추정한다.
수학식 14, 및 15는, 도 14a의 a 상 평균 전류를 연산하는 것을 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00030
여기서, ia 는 a 상의 순시치 전류를 나타내며, ia_avg는 a 상의 평균 전류를 나타내며, Ea는, a상 역기전력을 나타내며, L은 모터의 인덕턴스를 나타내며, ia_s는 샘플링된 a 상의 전류를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00031
여기서, T0,T1은 전압 벡터 인가 시간을 나타내며, Vdc는 dc단 전압, Vas는 a상 전압 지령치, Vbs는 b상 전압 지령치를 나타낸다.
도 14b는 소정 전압 벡터에 따라 b 상 전류의 기울기를 연산하는 것을 예시하는 도면이다.
수학식 16, 및 17은, 도 14b의 b 상 평균 전류를 연산하는 것을 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00032
여기서, ib_avg는 b 상의 평균 전류를 나타내며, ib_s는 샘플링된 b 상의 전류를 나타낸다.
Figure 112016010183352-pat00033
여기서, T0은 전압 벡터 인가 시간을 나타내며, Ts는 한 주기 시간을 나타내며, Ea는, a상 역기전력, dc는 dc단 전압, Vas는, a상 전압 지령치, Vbs는 b상 전압 지령치를 나타낸다.
한편, 수학식 14 내지 17을 종합하여, 본 발명의 실시예에 따른, 스위칭 패턴에 따른 평균 전류 추정 알고리즘은, 다음의 수학식 18과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112016010183352-pat00034
여기서, 첨자 avg는 추정한 평균 전류를 나타내며, 첨자 sampling은 dc단 저항 소자(Rdc)로부터 샘플링한 시점에서의 전류를 나타내며, 첨자 1st, 2nd, 3rd 각각은 PWM 한 주기 동안 듀티비(duty ratio)가 가장 긴 순서대로 나열한 것이다.
도 14c는 섹터(sector)당 듀티비(duty ratio)의 길이 순서를 나타낸다.
섹터 1, 6에서는 a상의 듀티비가 가장 크며, 섹터 2, 3에서는 b상의 듀티비가 가장 크며, 섹터 4, 5에서는 c상의 듀티비가 가장 크다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 센싱 전류와, 추정 전류를 예시하는 도면이다.
도 15의 (a)는, 데드 밴드에서, 전류 추정 알고리즘을 미적용한 센싱 전류(iaa)를 나타내며, 도 15의 (b)는, 데드 밴드에서, 전류 추정 알고리즘을 적용한 추정 전류(iab)를 나타낸다.
도 15의 (a)의 전류 추정 알고리즘을 미적용한 센싱 전류(iaa)의 파형은, 실제 전류와의 비교시, 93.5%의 정확도를 가진다.
특히, 도 15의 (b)는, 유효 전압 벡터에서, 샘플링된 시점의 전류를 이용한 전류의 기울기와, 유효 전압 벡터의 인가 시간을 이용하여, 평균전류를 추정한 파형으로서, 실제 전류와의 비교시, 99.5%의 정확도를 가진다.
이에 따라, 본 발명에서의, 평균전류 추정 기법에 의하면, 데드 밴드에서도, 실제 전류와 거의 동일한 값의 전류 추정을 할 수 있게 된다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 제1 모드와 제2 모드가 혼용되는 것을 예시하고, 도 17a 내지 도 19c는 도 16의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 16의 (a)는, 모터(230)의 회전 속도 그래프를 예시한다. 도 16의 (a)는,모터(230)의 회전 속도가 순차적으로 증가하는 것을 예시한다.
한편, 도 16의 (b)는, 도 16의 (a)에 대응하여, 순차적으로 모터(230)의 회전 속도가 증가하는 것과 관계 없이, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드가 혼용되는 것을 예시한다. 특히, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되는 것을 예시한다.
도면에서는, 제1 모드가, Tk1 기간, 및 Tk2 기간 동안에 수행되는 것을 예시하며,제2 모드가, 제1 모드 보다 더 빈번히 수행되어, Tm1 기간, 및 Tm2 기간 동안에 수행되는 것을 예시한다.
한편, 도 17a는, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)의, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101), 및 영 벡터(zerp vector) 주변 영역(Ara)의 dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)을 예시한다.
이 중 V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)의, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)에 대해, 인버터 제어부(430)는, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 특히, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어할 수 있다.
도 17b는 소정 전압 벡터에 따라 b 상 전류의 기울기를 연산하고, b 상의 평균 전류를 추정하는 것을 예시한다. 여기서, ib_avg는 b 상의 평균 전류를 나타내며, ib_s는 샘플링된 b 상의 전류를 나타낸다.
한편, 도 17c는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) V1 벡터 주변의 제1 영역(1101a) 부근에서의, 상전류 검출 또는 추정을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
전압 벡터는, 순차적으로, 시계 반대 방향으로 생성되며, 도 17c와 같이, Vtpp 벡터에서, Vtip 벡터가, 인버터 제어부(430) 내에서 생성된다.
한편, Vtpp 벡터는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)의 외부이므로, 전류 검출이 가능하게 된다.
따라서, 인버터 제어부(430)는, Vtpp 벡터에 따른 인버터의 스위칭시, dc단 저항 소자를 통해, 상 전류를 검출할 수 있게 된다.
한편, Vtip 벡터는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) 내에 있으므로, 전류 검출이 불가능하게 된다.
전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) 내에 있는 경우, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동할 수 있다.
구체적으로, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며, 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
인버터 제어부(430)는, 도 18b와 같이, 제2 모드에 따라, 전류 추정 기법을 사용하여, 삼상 전류를 추정할 수 있다. 즉, 그 전에 검출되었던 상 전류를 이용하여, 도 17b의 ib_avg와 같이, 평균 전류를 추정할 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드 기간 동안, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트되도록 제어할 수 있다. 즉, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록 제어할 수 있다.
인버터 제어부(320)는, 도 18a와 같이, 제1 모드에 따라, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭이 되도록 제어하고, 비대칭 벡터에 따른 인버터 스위칭시, 한 상 전류를 검출하고, 검출된 한 상 전류에 기초하여 다른 두 상 전류를 추정할 수 있다.
이에 따라, 모터에 흐르는 상 전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
한편, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 함으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 제1 모드와 제2 모드 중 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 소음이 발생할 수 있는 제1 모드의 빈도를 줄일 수 있게 되며, 전체적으로, 모터 구동시의 소음이 저감될 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어할 수 있다. 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 즉, 저속 구동시, 삼상 벡터에 의한 인버터 스위칭 소자의 턴 온 타이밍 간격이 좁아지는 경향이 있다. 즉, 고속시에 비해, 상전류 검출 가능 기간이 더 줄어들게 되며, 상전류 검출 불가능 기간이 더 증가하게 된다.
이에 따라, 인버터 제어부(430)는, 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 제1 모드와 제2 모드가 혼용되도록 제어하되, 제1 모드의 빈도가 제2 모드에 비해 작아지도록 제어할 수 있다.
도 19a는, 모터가 정속 회전시, 전압 벡터가 나타날 수 있는 영역(1901)을 예시한다.
도 19b는, 모터가 정속 회전시, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)에 대해 제2 모드 만으로 구동하는 경우, 나타날 수 있는 전압 벡터를 예시한다.
도 19b는, 전압 벡터가 나타날 수 있는 영역(1902)을 예시하며, 제2 모드만으로 구동하는 경우, 결국, 제2 모드에 해당하는 6개의 유효 벡터(V1~V6)에 대응하여, 6개의 전압 벡터만이 나타날 수 있게 된다.
도 19c는, 모터가 정속 회전시, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)에 대해 제1 모드와 제2 모드가 혼용되는 경우, 나타날 수 있는 전압 벡터를 예시한다.
도 19c는, 전압 벡터가 나타날 수 있는 영역(1903)을 나타낸다. 제1 모드와 제2 모드가 혼용되는 경우, 결국, 제2 모드에 해당하는 6개의 유효 벡터(V1~V6) 외에, 제1 모드에 해당하는 6개의 비대칭 벡터가 추가로 나타나며, 결국 12개의 전압 벡터거, 도면과 같이, 스타(star) 형상으로 나타날 수 있게 된다.
한편, 상술한 모터 구동장치(220)는, 다양한 기기에 구비되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 홈 어플라이언스 중 세탁물 처리기기, 공기조화기, 냉장고, 정수기, 청소기 등에 사용될 수 있다. 또한, 모터로 동작 가능한 차량(vehicle), 로봇(robot), 드론(drone) 등에 적용 가능하다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 세탁물 처리기기를 도시한 사시도이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 세탁물 처리기기(100a)는, 포가 전면 방향으로 세탁조 내로 삽입되는 프론트 로드(front load) 방식의 세탁물 처리기기이다. 이러한 프론트 방식의 세탁물 처리기기는, 포가 삽입되어 세탁, 헹굼 탈수 등을 수행하는 세탁기 또는 습포가 삽입되어 건조를 수행하는 건조기 등을 포함하는 개념으로서, 이하에서는 세탁기를 중심으로 기술한다.
도 20의 세탁물 처리기기(100a)는, 세탁조식 세탁물 처리기기로서, 세탁물 처리기기(100a)의 외관을 형성하는 캐비닛(110)과, 캐비닛(110) 내부에 배치되며 캐비닛(110)에 의해 지지되는 터브(120)와, 터브(120) 내부에 배치되며 포가 세탁되는 세탁조(122)과, 세탁조(122)을 구동시키는 모터(130)와, 캐비닛 본체(111) 외측에 배치되며 캐비닛(110) 내부로 세탁수를 공급하는 세탁수 공급장치(미도시)와, 터브(120) 하측에 형성되어 세탁수를 외부로 배출하는 배수장치(미도시)를 포함한다.
세탁조(122)에는 세탁수가 통과되도록 복수개의 통공(122A)이 형성되며, 세탁조(122)의 회전시 세탁물이 일정 높이로 들어 올려진 후, 중력에 의해 낙하되도록 세탁조(112)의 내 측면에 리프터(124)가 배치될 수 있다.
캐비닛(110)은, 캐비닛 본체(111)와, 캐비닛 본체(111)의 전면에 배치되어 결합하는 캐비닛 커버(112)와, 캐비닛 커버(112) 상측에 배치되며 캐비닛 본체(111)와 결합하는 컨트롤패널(115)과, 컨트롤패널(115) 상측에 배치되며 캐비닛 본체(111)와 결합하는 탑플레이트(116)를 포함한다.
캐비닛 커버(112)는 포의 출입이 가능하도록 형성되는 포 출입홀(114)과, 포 출입홀(114)의 개폐가 가능하도록 좌우로 회동 가능하게 배치되는 도어(113)를 포함한다.
컨트롤패널(115)은 세탁물 처리기기(100a)의 운전상태를 조작하는 조작키들(117)과, 조작키들(117)의 일측에 배치되며 세탁물 처리기기(100a)의 운전상태를 표시하는 디스플레이장치(118)를 포함한다.
컨트롤패널(115) 내의 조작키들(117) 및 디스플레이 장치(118)는 제어부(미도시)에 전기적으로 연결되며, 제어부(미도시)는 세탁물 처리기기(100a)의 각 구성요소등을 전기적으로 제어한다. 제어부(미도시)의 동작에 대해서는 후술하기로 한다.
한편, 세탁조(122)에는 오토 밸런스(미도시)가 구비될 수 있다. 오토 밸런스(미도시)는 세탁조(122) 내에 수용된 세탁물의 편심량에 따라 발생하는 진동을 저감하기 위한 것으로, 액체밸런스, 볼밸런스 등으로 구현될 수 있다.
한편, 도면에는 도시하지 않았지만, 세탁물 처리기기(100a)는, 세탁조(122)의 진동량 또는 캐비닛(110)의 진동량을 측정하는 진동 센서를 더 구비할 수 있다.
도 21은 도 20의 세탁물 처리기기의 내부 블록도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 세탁물 처리기기(100a)는, 제어부(210)의 제어 동작에 의해, 구동부(220)가 제어되며, 구동부(220)는 모터(230)를 구동하게 된다. 이에 따라, 세탁조(122)에 모터(230)에 의해 회전하게 된다.
제어부(210)는, 조작키(1017)로부터 동작 신호를 입력받아 동작을 한다. 이에 따라, 세탁, 헹굼, 탈수 행정이 수행될 수 있다.
또한, 제어부(210)는, 디스플레이(18)를 제어하여, 세탁 코스, 세탁 시간, 탈수 시간, 헹굼 시간 등, 또는 현재 동작 상태 등을 표시하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(210)는, 구동부(220)를 제어하여, 구동부(220)는, 모터(230)를 동작시키도록 제어한다. 이때, 모터(230) 내부 또는 외부에는, 모터의 회전자 위치를 감지하기 위한, 위치 감지부가 구비되지 않는다. 즉, 구동부(220)는, 센서리스(sensorless) 방식에 의해 모터(230)를 제어한다.
구동부(220)는, 모터(230)를 구동시키기 위한 것으로, 인버터(미도시), 및 인버터 제어부(미도시), 모터(230)에 흐르는 출력 전류를 검출하는 출력전류 검출부(도 2의 E)와, 모터(230)에 인가되는 출력 전압(vo)을 검출하는 출력전압 검출부(도 2의 F)를 구비할 수 있다. 또한, 구동부(220)는, 인버터(미도시)에 입력되는 직류 전원을 공급하는, 컨버터 등을 더 포함하는 개념일 수 있다.
예를 들어, 구동부(220) 내의 인버터 제어부(도 2의 430)는, 출력 전류(io) 및 출력 전압(vo)에 기초하여, 모터(230)의 회전자 위치를 추정한다. 그리고, 추정된 회전자 위치에 기초하여, 모터(230)가 회전하도록 제어한다.
구체적으로, 인버터 제어부(도 2의 430)가, 출력 전류(io) 및 출력 전압(vo)에 기초하여, 펄스폭 변조(PWM) 방식의 스위칭 제어 신호(도 2의 Sic)를 생성하여, 인버터(미도시)로 출력하면, 인버터(미도시)는 고속 스위칭 동작을 하여, 소정 주파수의 교류 전원을 모터(230)에 공급한다. 그리고, 모터(230)는, 소정 주파수의 교류 전원에 의해, 회전하게 된다.
한편, 구동부(220)는, 도 1의 모터 구동장치(220)에 대응할 수 있다.
한편, 제어부(210)는, 모터(230)에 흐르는 출력 전류(io) 등에 기초하여, 포량을 감지할 수 있다. 예를 들어, 세탁조(122)가 회전하는 동안에, 모터(230)의 전류값(io)에 기초하여 포량을 감지할 수 있다.
특히, 제어부(210)는, 포량 감지시, 모터 정렬 구간에서 측정된 모터의 고정자 저항과 인덕턴스 값을 이용하여, 포량을 정확히 감지할 수 있게 된다.
한편, 제어부(210)는, 세탁조(122)의 편심량, 즉 세탁조(122)의 언밸런스(unbalance; UB)를 감지할 수도 있다. 이러한 편심량 감지는, 모터(230)에 흐르는 출력 전류(io)의 리플 성분 또는 세탁조(122)의 회전 속도 변화량에 기초하여, 수행될 수 있다.
특히, 제어부(210)는, 포량 감지시, 모터 정렬 구간에서 측정된 모터의 고정자 저항과 인덕턴스 값을 이용하여, 편심량을 정확히 감지할 수 있게 된다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라인스의 다른 예인 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
본 발명에 따른 공기조화기(100b)는, 도 22에 도시된 바와 같이, 실내기(31b), 실내기(31b)에 연결되는 실외기(21b)를 포함할 수 있다.
공기조화기의 실내기(31b)는 스탠드형 공기조화기, 벽걸이형 공기조화기 및 천장형 공기조화기 중 어느 것이라도 적용 가능하나, 도면에서는, 스탠드형 실내기(31b)를 예시한다.
한편, 공기조화기(100b)는 환기장치, 공기청정장치, 가습장치 및 히터 중 적어도 하나를 더 포함할 수 있으며, 실내기 및 실외기의 동작에 연동하여 동작할 수 있다.
실외기(21b)는 냉매를 공급받아 압축하는 압축기(미도시)와, 냉매와 실외공기를 열교환하는 실외 열교환기(미도시)와, 공급되는 냉매로부터 기체 냉매를 추출하여 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(미도시)와, 난방운전에 따른 냉매의 유로를 선택하는 사방밸브(미도시)를 포함한다. 또한, 다수의 센서, 밸브 및 오일회수기 등을 더 포함하나, 그 구성에 대한 설명은 하기에서 생략하기로 한다.
실외기(21b)는 구비되는 압축기 및 실외 열교환기를 동작시켜 설정에 따라 냉매를 압축하거나 열교환하여 실내기(31b)로 냉매를 공급한다. 실외기(21b)는 원격제어기(미도시) 또는 실내기(31b)의 요구(demand)에 의해 구동될 수 있다. 이때, 구동되는 실내기에 대응하여 냉/난방 용량이 가변 됨에 따라 실외기의 작동 개수 및 실외기에 설치된 압축기의 작동 개수가 가변되는 것도 가능하다.
이때, 실외기(21b)는, 연결된 실내기(310b)로 압축된 냉매를 공급한다.
실내기(31b)는, 실외기(21b)로부터 냉매를 공급받아 실내로 냉온의 공기를 토출한다. 실내기(31b)는 실내 열교환기(미도시)와, 실내기팬(미도시), 공급되는 냉매가 팽창되는 팽창밸브(미도시), 다수의 센서(미도시)를 포함한다.
이때, 실외기(21b) 및 실내기(31b)는 통신선으로 연결되어 상호 데이터를 송수신하며, 실외기 및 실내기는 원격제어기(미도시)와 유선 또는 무선으로 연결되어 원격제어기(미도시)의 제어에 따라 동작할 수 있다.
리모컨(미도시)은 실내기(31b)에 연결되어, 실내기로 사용자의 제어명령을 입력하고, 실내기의 상태정보를 수신하여 표시할 수 있다. 이때 리모컨은 실내기와의 연결 형태에 따라 유선 또는 무선으로 통신할 수 있다.
도 23은 도 22의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 공기조화기(100b)는, 크게 실내기(31b)와 실외기(21b)로 구분된다.
실외기(21b)는, 냉매를 압축시키는 역할을 하는 압축기(102b)와, 압축기를 구동하는 압축기용 전동기(102bb)와, 압축된 냉매를 방열시키는 역할을 하는 실외측 열교환기(104b)와, 실외 열교환기(104b)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실외팬(105ab)과 실외팬(105ab)을 회전시키는 전동기(105bb)로 이루어진 실외 송풍기(105b)와, 응축된 냉매를 팽창하는 팽창기구(106b)와, 압축된 냉매의 유로를 바꾸는 냉/난방 절환밸브(110b)와, 기체화된 냉매를 잠시 저장하여 수분과 이물질을 제거한 뒤 일정한 압력의 냉매를 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(103b) 등을 포함한다.
실내기(31b)는 실내에 배치되어 냉/난방 기능을 수행하는 실내측 열교환기(109b)와, 실내측 열교환기(109b)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실내팬(109ab)과 실내팬(109ab)을 회전시키는 전동기(109bb)로 이루어진 실내 송풍기(109b) 등을 포함한다.
실내측 열교환기(109b)는 적어도 하나가 설치될 수 있다. 압축기(102b)는 인버터 압축기, 정속 압축기 중 적어도 하나가 사용될 수 있다.
또한, 공기조화기(100b)는 실내를 냉방시키는 냉방기로 구성되는 것도 가능하고, 실내를 냉방시키거나 난방시키는 히트 펌프로 구성되는 것도 가능하다.
도 22의 실외기(21b) 내의 압축기(102b)는, 압축기 모터(250b)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
또는, 실내팬(109ab) 또는 실외팬(105ab)은, 각각 실내팬 모터(109bb), 실외 팬 모터(150bb)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
도 24은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라인스의 또 다른 예인 냉장고를 도시한 사시도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명과 관련한 냉장고(100c)는, 도시되지는 않았지만 냉동실 및 냉장실로 구획된 내부공간을 가지는 케이스(110c)와, 냉동실을 차폐하는 냉동실 도어(120c)와 냉장실을 차폐하는 냉장실 도어(140c)에 의해 개략적인 외관이 형성된다.
그리고, 냉동실 도어(120c)와 냉장실 도어(140c)의 전면에는 전방으로 돌출형성되는 도어핸들(121c)이 더 구비되어, 사용자가 용이하게 파지하고 냉동실 도어(120c)와 냉장실 도어(140c)를 회동시킬 수 있도록 한다.
한편, 냉장실 도어(140c)의 전면에는 사용자가 냉장실 도어(140c)를 개방하지 않고서도 내부에 수용된 음료와 같은 저장물을 취출할 수 있도록 하는 편의수단인 홈바(180c)가 더 구비될 수 있다.
그리고, 냉동실 도어(120c)의 전면에는 사용자가 냉동실 도어(120c)를 개방하지 않고 얼음 또는 식수를 용이하게 취출할 수 있도록 하는 편의수단인 디스펜서(160c)가 구비될 수 있고, 이러한 디스펜서(160c)의 상측에는, 냉장고(100c)의 구동운전을 제어하고 운전중인 냉장고(100c)의 상태를 화면에 도시하는 컨트롤패널(210c)이 더 구비될 수 있다.
한편, 도면에서는, 디스펜서(160c)가 냉동실 도어(120c)의 전면에 배치되는 것으로 도시하나, 이에 한정되지 않으며, 냉장실 도어(140c)의 전면에 배치되는 것도 가능하다.
한편, 냉동실(미도시)의 내측 상부에는 냉동실 내의 냉기를 이용하여 급수된 물을 제빙하는 제빙기(190c)와, 제빙기에서 제빙된 얼음이 이빙되어 담겨지도록 냉동실(미도시) 내측에 장착된 아이스 뱅크(195c)가 더 구비될 수 있다. 또한, 도면에서는 도시하지 않았지만, 아이스 뱅크(195c)에 담겨진 얼음이 디스펜서(160c)로 낙하되도록 안내하는 아이스 슈트(미도시)가 더 구비될 수 있다.
컨트롤패널(210c)은, 다수개의 버튼으로 구성되는 입력부(220c), 및 제어 화면 및 작동 상태 등을 디스플레이하는 표시부(230c)를 포함할 수 있다.
표시부(230c)는, 제어 화면, 작동 상태 및 고내(庫內) 온도 등의 정보를 표시한다. 예를 들어, 표시부(230c)는 디스펜서의 서비스 형태(각얼음, 물, 조각얼음), 냉동실의 설정 온도, 냉장실의 설정 온도를 표시할 수 있다.
이러한 표시부(230c)는, 액정 디스플레이(LCD), 발광다이오드(LED), 유기발광다이오드(OLED) 등 다양하게 구현될 수 있다. 또한, 표시부(230c)는 입력부(220c)의 기능도 수행 가능한 터치스크린(touch screen)으로 구현될 수도 있다.
입력부(220c)는, 다수개의 조작 버튼을 구비할 수 있다. 예를 들어, 입력부(220c)는, 디스펜서의 서비스 형태(각얼음, 물, 조각 얼음 등)를 설정하기 위한 디스펜서 설정버튼(미도시)과, 냉동실 온도설정을 위한 냉동실 온도설정 버튼(미도시)과, 냉동실 온도설정을 위한 냉장실 온도 설정 버튼(미도시) 등을 포함할 수 있다. 한편, 입력부(220c)는 표시부(230c)의 기능도 수행 가능한 터치스크린(touch screen)으로 구현될 수도 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 냉장고는, 도면에 도시된 더블도어형(Double Door Type)에 한정되지 않으며, 원 도어형(One Door Type), 슬라이딩 도어형(Sliding Door Type), 커튼 도어형(Curtain Door Type) 등 그 형태를 불문한다.
도 25는 도 24의 냉장고의 구성을 간략히 도시한 도면이다.
도면을 참조하여 설명하면, 냉장고(100c)는, 압축기(112c)와, 압축기(112c)에서 압축된 냉매를 응축시키는 응축기(116c)와, 응축기(116c)에서 응축된 냉매를 공급받아 증발시키되, 냉동실(미도시)에 배치되는 냉동실 증발기(124c)와, 냉동실 증발기(124c)에 공급되는 냉매를 팽창시키는 냉동실 팽창밸브(134c)를 포함할 수 있다.
한편, 도면에서는, 하나의 증발기를 사용하는 것으로 예시하나, 냉장실과 냉동실에 각각의 증발기를 사용하는 것도 가능하다.
즉, 냉장고(100c)는, 냉장실(미도시)에 배치되는 냉장실 증발기(미도시), 응축기(116c)에서 응축된 냉매를 냉장실 증발기(미도시) 또는 냉동실 증발기(124c)에 공급하는 3방향 밸브(미도시)와, 냉장실 증발기(미도시)에 공급되는 냉매를 팽창시키는 냉장실 팽창밸브(미도시)를 더 포함할 수 있다.
또한, 냉장고(100c)는 증발기(124c)를 통과한 냉매가 액체와 기체로 분리되는 기액 분리기(미도시)를 더 포함할 수 있다.
또한, 냉장고(100c)는, 냉동실 증발기(124c)를 통과한 냉기를 흡입하여 각각 냉장실(미도시) 및 냉동실(미도시)로 불어주는 냉장실 팬(미도시) 및 냉동실 팬(144c)을 더 포함할 수 있다.
또한, 압축기(112c)를 구동하는 압축기 구동부(113c)와, 냉장실 팬(미도시) 및 냉동실 팬(144c)을 구동하는 냉장실 팬 구동부(미도시) 및 냉동실 팬 구동부(145c)를 더 포함할 수 있다.
한편, 도면에 따르면, 냉장실 및 냉동실에 공통의 증발기(124c)가 사용되므로, 이러한 경우에, 냉장실 및 냉동실 사이에 댐퍼(미도시)가 설치되될 수 있으며, 팬(미도시)은 하나의 증발기에서 생성된 냉기를 냉동실과 냉장실로 공급되도록 강제 송풍시킬 수 있다.
도 25의 압축기(112c)는, 압축기 모터를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
또는, 냉장실 팬(미도시) 또는 냉동실 팬(144c)은, 각각 냉장실 팬 모터(미도시), 냉동실 팬 모터(미도시)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
한편, 본 발명의 모터 구동방법 또는 홈 어플라이언스의 동작방법은, 모터 구동장치 또는 홈 어플라이언스에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (17)

  1. 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 상기 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터;
    상기 dc단 커패시터와 상기 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자;
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 상기 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 상기 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 상기 인버터를 구동하며,
    상기 제1 모드 기간 동안, 상기 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하며,
    상기 제2 모드 기간 동안, 삼상 전류를 추정하며,
    상기 제어부는,
    상기 제1 모드와 상기 제2 모드 중 상기 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제1 모드 기간 동안, 상기 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 타이밍이 시프트되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제1 모드의 상 전류 추정 또는 상기 제2 모드의 삼상 전류 추정시, 평균 상전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여 상전류 검출이 불가능한 영역에 대해, 상기 제1 모드와 상기 제2 모드가 혼용되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 모터의 속도가 소정 속도 이하인 경우, 상기 제1 모드와 상기 제2 모드가 혼용되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    펄스폭 가변 제어 주기 내에서, 전압 벡터의 인가 시간이, 최소한의 전압 벡터 인가 시간 보다 작아, 상전류 검출이 불가능한 구간에서, 상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상기 상전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상전류 검출이 불가능한 구간에서,
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류, 및 상기 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 패턴에 따른 상전류 기울기, 및 전압 지령치에 의한 전압 벡터 인가 시간에 기초하여, 상기 상전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    펄스폭 가변 제어 주기 중, 상기 상전류 검출이 가능한 구간에서, 상기 모터에 흐르는 3상 전류 중 2 상 전류를 서로 다른 시간에 검출하며, 검출되는 2상 전류에 기초하여 나머지 한 상 전류를 연산하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 검출 및 연산 시간이 다른 상기 3상 전류에 대해, 상기 펄스폭 가변 제어 주기 내의 제1 시점을 기준으로, 전류 보상을 수행하고, 상기 전류 보상된 3상 전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  12. 제8항에 있어서,
    최소한의 전압 벡터 인가 시간은, 상기 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 시 발생하는 링잉 현상에 따른 안정 시간, 상기 인버터의 데드 타임 시간, 및 샘플링시의 아날로그 디지털 변환 시간의 합인 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  13. 제1항에 있어서,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 컨버터;
    상기 컨버터의 출력단인 dc단 전압을 저장하는 상기 dc단 커패시터;
    상기 dc단 전압을 검출하는 dc단 전압 검출부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 검출된 출력 전류에 기초하여 상기 모터의 회전자 속도를 연산하는 속도 연산부;
    상기 연산된 속도 정보와, 상기 속도 지령치에 기초하여, 상기 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부;
    상기 전류 지령치와 상기 검출된 출력 전류에 기초하여, 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부; 및
    상기 전압 지령치에 기초하여, 상기 인버터를 구동하기 위한 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어신호 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  15. 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 상기 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터;
    상기 dc단 커패시터와 상기 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자;
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 상기 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 삼상 벡터 중 일부 벡터가 비대칭인 제1 모드와, 상기 삼상 벡터 모두 대칭인 제2 모드를 혼용하여, 상기 인버터를 구동하며,
    상기 제어부는,
    상기 제1 모드와 상기 제2 모드 중 상기 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  16. 스위칭 동작에 의해, dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 상기 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터;
    상기 dc단 커패시터와 상기 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자;
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 상기 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 상기 샘플링된 전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 상기 인버터를 구동하며,
    상기 제어부는,
    상기 제1 모드와 상기 제2 모드 중 상기 제2 모드가 더 빈번히 수행되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  17. 제1항 내지 제3항, 제5항, 제7항 내지 제16항 중 어느 한 항의 모터 구동장치를 구비하는 홈 어플라이언스.
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