JP6764361B2 - ブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば車両用内燃機関の冷却システムで用いられる電動ウォータポンプ、あるいは油圧ポンプシステムで用いられる電動オイルポンプなどを駆動するブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法に関する。

特許文献１には、低速センサレス制御によるブラシレスモータの極低速回転の駆動時に、相電圧検出のためにパルスシフトを行う駆動装置が記載されている。パルスシフト制御では、モータ駆動回路におけるスイッチング素子のオン／オフ動作によるリンギング（電圧振れ）の収束後に非通電相のパルス誘起電圧を取得するために、電圧パルス幅の最小値を制限する必要がある。

そこで、例えば特許文献２では、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号の連続する２周期を主周期と調整周期とに区分し、主周期はパルス誘起電圧を検出する周期として下限デューティに制限し、調整周期は主周期デューティと調整周期デューティとを平均化したデューティが設定デューティとなるように調整周期デューティを設定している。

特開２０１２−２５３８４４号公報 特開２０１５−１７７６２２号公報

しかしながら、パルスシフト制御を行うと、位置計測頻度がＰＷＭ信号の２周期に１回となり、この期間にモータの負荷が変動すると制御が遅れる可能性がある。この制御の遅れは、極低速回転の駆動時にブラシレスモータの回転精度の低下を招き、制御性が低下する要因となる。しかも、正トルク方向への通電と、負トルク方向への通電が１周期毎に交互に行われるため、ＰＷＭキャリア周波数に同期したトルク変動が発生し、キャリア周波数付近で不快な騒音（例えば「キーン」の様な音）が発生する、という課題がある。

本発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、パルスシフト制御による回転精度と制御性の低下を抑制できるブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。
また、本発明の別の目的は、パルスシフト制御による回転精度と制御性の低下を抑制するとともに、パルスシフト制御時のＰＷＭキャリア周波数に同期したトルク変動に起因する騒音の発生も抑制できるブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。

本発明の一側面に係るブラシレスモータの駆動装置は、パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、３相ブラシレスモータを駆動する装置において、設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の１周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行い、次のパルス幅変調の１周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行い、２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とする。
また、３相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには、非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動装置において、パルス幅変調制御における主周期から補正周期までの最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とする。

本発明の別の側面に係るブラシレスモータの駆動方法は、パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、３相ブラシレスモータを駆動する方法において、設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の１周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行うステップと、次のパルス幅変調の１周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行うステップとを備え、２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とする。
また、３相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動方法において、パルス幅変調制御の主周期に最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップと、前記パルス幅変調制御の主周期に続く補正周期に、補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップとを備え、パルス幅変調制御の主周期と、この主周期の補正周期との２周期の通電平均で、前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とする。

本発明の一側面によれば、パルスシフト制御において、ＰＷＭ信号の２周期に２回の位置計測を行うことができるので、位置計測頻度を向上できる。従って、極低速回転の駆動時に、回転精度と制御性の低下を抑制できる。
また、本発明の別の側面によれば、ＰＷＭ信号の２周期に２回の通電を行うとともに、正トルク方向と負トルク方向の通電間隔を近づけることで、位置計測頻度を向上し、且つ正トルク方向に通電後、直ぐに負トルク方向に調整可能である。これによって、パルスシフト制御による回転精度と制御性の低下を抑制でき、パルスシフト制御時のＰＷＭキャリア周波数に同期したトルク変動による騒音の発生を抑制できる。

車両用内燃機関の冷却システムを示す概略構成図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置及びブラシレスモータの回路図である。 図２における制御ユニットの低速センサレス制御に関係する部分を抽出して例示する機能ブロック図である。 ブラシレスモータの１２０度通電方式での３相入力電圧の例を示すタイムチャートである。 １２０度通電方式のモータ動作のイメージを示しており、各角度範囲における３相入力電圧と磁束との関係を示す模式図である。 ブラシレスモータの低速センサレス制御について説明するための模式図である。 ブラシレスモータの低速センサレス制御について説明するための回路図である。 ＰＷＭ出力パターンと、その選択について説明するための図である。 第１のＰＷＭ出力パターン（パターンＡ）を示す波形図である。 第２のＰＷＭ出力パターン（パターンＢ）を示す波形図である。 第３のＰＷＭ出力パターン（パターンＣ）を示す波形図である。 第４のＰＷＭ出力パターン（パターンＤ）を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。 従来のブラシレスモータの駆動方法を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。 本発明の第２の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。 正トルクから正トルクまでの通電間隔が、負トルクから負トルクまでの通電間隔よりも短い場合の波形図である。 キャリア周波数付近で発生する騒音について、本発明と従来のスペクトラム解析結果を比較して示す特性図である。 本発明の第４の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法について説明するための波形図である。 従来と本発明の第５の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法を比較して説明するための波形図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、車両用内燃機関の冷却システムの概略構成を示しており、本発明を電動ウォータポンプのブラシレスモータに適用したものである。この冷却システムは、冷却水を循環通路内に循環させる水冷式冷却装置であり、ブラシレスモータ１００で駆動される電動ウォータポンプ４０を備え、該ブラシレスモータ１００がＥＣＵなどの制御装置２００によりセンサレス制御で駆動される。

そして、冷機始動時、暖機時、及び暖機後のアイドルストップ時など、内燃機関の動作状態に応じて、ブラシレスモータ１００で電動ウォータポンプ４０が駆動され、冷却水が内燃機関１０の発熱状態に応じて異なる循環経路で循環される。暖機後のアイドルストップ時には、低速センサレス制御により、ブラシレスモータ１００が極低速回転（例えば１００ｒｐｍ以下）駆動される際には、相電圧検出のために各相のスイッチタイミングを任意にずらす、いわゆるパルスシフト制御が実施される。

すなわち、内燃機関１０の出力軸には、動力伝達装置の一例としてのＣＶＴ（Continuously Variable Transmission）などの変速機２０が接続され、変速機２０の出力が車両の駆動輪（図示せず）に伝達される。
この内燃機関１０の冷却システムは、流量制御弁３０、ブラシレスモータ１００を駆動源とする電動ウォータポンプ４０、ラジエータ５０、シリンダヘッド側冷却水通路６１、シリンダブロック側冷却水通路６２、ヒータコア（Ｈｅａｔｅｒ）９１、変速機２０のオイルウォーマー（Ｏ／Ｗ）２１、及びこれらを接続する配管群７０などを含んで構成されている。

内燃機関１０のシリンダヘッド側冷却水通路６１は、シリンダヘッド１１の気筒配列方向の一方端に設けた冷却水入口１３とシリンダヘッド１１の気筒配列方向の他方端に設けた冷却水出口１４とを接続してシリンダヘッド１１内に延設される。
また、内燃機関１０のシリンダブロック側冷却水通路６２は、シリンダヘッド側冷却水通路６１から分岐してシリンダブロック１２に至り、シリンダブロック１２内に延設されてシリンダブロック１２に設けた冷却水出口１５に接続される。

シリンダヘッド１１の冷却水出口１４には、第１冷却水配管７１の一端が接続され、第１冷却水配管７１の他端は、ラジエータ５０の冷却水入口５１に接続される。
一方、シリンダブロック側冷却水通路６２の冷却水出口１５には、第２冷却水配管７２の一端が接続され、第２冷却水配管７２の他端は、流量制御弁３０の４つの入口ポート３１〜３４のうちの第１入口ポート３１に接続される。

また、第３冷却水配管７３は、一端が第１冷却水配管７１の途中に接続され、他端が流量制御弁３０の第２入口ポート３２に接続され、この第３冷却水配管７３の途中には、変速機２０の作動油の温度を調整するオイルウォーマー２１が設けられる。
更に、第４冷却水配管７４は、一端が冷却水出口１４と第３冷却水配管７３の接続点との間の第１冷却水配管７１に接続され、他端が流量制御弁３０の第３入口ポート３３に接続される。この第４冷却水配管７４には、車両空調装置において空調空気を暖めるヒータコア９１などの各種の熱交換デバイスが設けられる。

第５冷却水配管７５は、一端がラジエータ５０の冷却水出口５２に接続され、他端が流量制御弁３０の第４入口ポート３４に接続される。
流量制御弁３０は、１つの出口ポート３５を有し、この出口ポート３５には第６冷却水配管７６の一端が接続され、第６冷却水配管７６の他端は、電動ウォータポンプ４０の吸込口４１に接続される。

そして、電動ウォータポンプ４０の吐出口４２には第７冷却水配管７７の一端が接続され、第７冷却水配管７７の他端はシリンダヘッド１１の冷却水入口１３に接続される。
また、第８冷却水配管７８の一端は、第３冷却水配管７３、第４冷却水配管７４が接続される部分よりも下流側の第１冷却水配管７１に接続され、他端は第６冷却水配管７６に接続される。

流量制御弁３０は、前述したように４つの入口ポート３１〜３４と１つの出口ポート３５とを有し、入口ポート３１〜３４には冷却水配管７２，７３，７４，７５がそれぞれ接続され、各冷却水配管７２，７３，７４，７５の開口面積（各冷却水循環ラインの出口面積）を制御することで、冷却水配管７２，７３，７４，７５（各冷却水循環ライン）を循環する冷却水量を調整する。
なお、流量制御弁３０の入口ポート３１〜３４が全て閉じられても、シリンダヘッド側冷却水通路６１を経由した冷却水を第８冷却水配管７８によってラジエータ５０をバイパスさせて循環させることができるよう構成されている。

上記の電動ウォータポンプ４０（ブラシレスモータ１００）及び流量制御弁３０は、制御装置２００によって制御される。
制御装置２００は、水温センサ８１，８２で検出される内燃機関１０の冷却水温度情報などに基づき、電動ウォータポンプ４０の吐出流量（ブラシレスモータ１００の回転速度）、及び流量制御弁３０の入口ポート３１〜３４の開口面積を制御する。なお、例えば水温センサ８１，８２のうちの水温センサ８２を省略することができ、水温センサを２つ備える構成に限定されるものではない。

制御装置２００は、例えば内燃機関１０の冷却水温度が冷機判定閾値よりも低い冷機始動時に、入口ポート３１〜３４が全て閉じるように流量制御弁３０を制御し、また、電動ウォータポンプ４０（ブラシレスモータ１００）の回転速度を極低回転速度（例えば１００ｒｐｍ〜２００ｒｐｍ程度）に制御する。
つまり、内燃機関１０の冷機始動時には、シリンダヘッド１１（シリンダヘッド側冷却水通路６１）に流入した冷却水は、ラジエータ５０を含む他の熱交換デバイスを経由することなく循環され、且つ冷却水の循環量が最小限に抑制される。これにより、シリンダヘッド１１の温度上昇が促進され、且つ冷却水循環経路内で温度のばらつきが生じることが抑制される。

その後、制御装置２００は、内燃機関１０の冷却水温度の上昇に伴って入口ポート３１〜３４を開口させるとともに電動ウォータポンプ４０（ブラシレスモータ１００）の回転速度を増加させ、冷却水温度が適正温度範囲内に保持されるようにする。
暖機された状態でアイドルストップなどにより内燃機関１０が停止した場合には、パルスシフト制御が実施される。電動ウォータポンプ４０（ブラシレスモータ１００）の回転速度は極低回転速度（例えば１００ｒｐｍ以下）で駆動され、低流量化されて内燃機関１０の停止中にも冷却水がシリンダヘッド１１に循環されて温度上昇が抑制される。

この場合には、シリンダヘッド側冷却水通路６１に流入した冷却水が、ラジエータ５０を含む他の熱交換デバイスを経由して循環され、シリンダヘッド１１がゆっくりと冷却される。これによって、暖機後に内燃機関１０が停止した場合に、エンジン及びその近傍、特にシリンダヘッド１１における冷却水温度だけが上昇するホットスポットの発生が抑制され、冷却水温度を均一化して再起動時の異常燃焼を抑制できる。しかも、電動ウォータポンプ４０が極低回転速度で駆動されることにより、シリンダヘッド１１が冷えすぎたり消費電力が増大したりするのも抑制できる。

なお、流量制御弁３０で冷却水の流路を切り替える際に、電動ウォータポンプ４０を極低回転速度で駆動していると、流路抵抗が急変する場合がある。この際、ブラシレスモータ１００は極低速で回転しているためトルクが小さく、負荷が急増すると脱調する可能性があるので、冷却水の流路切替のときには位置計測頻度を増加させると良い。

図２は、電動ウォータポンプ４０の駆動源であるブラシレスモータ１００、及び制御装置２００におけるブラシレスモータ１００の駆動装置２００Ａの構成例を抽出して示す回路図である。
ブラシレスモータ１００を駆動制御する駆動装置２００Ａは、モータ駆動回路（ＢＬＭ駆動回路）２１０、制御ユニット２２０及び電源回路（バッテリ）２３０を備える。制御ユニット２２０は、Ａ／Ｄ変換器やマイクロプロセッサ（ＣＰＵ，ＭＰＵ）などを含んで構成されるマイクロコンピュータを有する。

ブラシレスモータ１００は、３相ＤＣブラシレスモータであり、スター結線されたＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相巻線１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗを、図示しない円筒状の固定子に備え、該固定子の中央部に形成した空間に永久磁石回転子（ロータ）１２０が回転可能に設けられている。
モータ駆動回路２１０は、スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆを３相ブリッジ接続したインバータ回路を有する。各スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆは、本例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されているが、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）など他の電力制御用の半導体素子でも良い。これらＩＧＢＴのコレクタ，エミッタ間にはそれぞれ、ダイオード２１２ａ〜２１２ｆのカソード，アノードが通電方向を逆にして接続されている。

スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆの制御端子（ゲート端子）は、制御ユニット２２０に接続され、制御ユニット２２０は、スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆのオン／オフを三角波比較方式のＰＷＭによって制御してブラシレスモータ１００に印加する電圧（モータ入力電圧）を制御する。
三角波比較方式のＰＷＭ制御において、制御ユニット２２０は、三角波（キャリア）と、指令デューティ比（指令パルス幅）に応じて設定されるＰＷＭタイマ（ＰＷＭデューティ）とを比較することで、各スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆをオン／オフさせるタイミングを検出する。

なお、ＰＷＭタイマの値は、デューティ比が大きいほど大きな値に設定され、デューティ比１００％では最大値、デューティ比０％では最小値（零）に設定される。
ブラシレスモータ１００は回転子１２０の位置情報を検出するセンサを備えず、制御ユニット２２０は、ブラシレスモータ１００の駆動制御を、回転子１２０の位置情報を検出するセンサを用いないセンサレス駆動方式によって行い、更に、制御ユニット２２０は、センサレスでの駆動方式をモータ回転速度に応じて正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とに切り替える。

正弦波駆動方式は、３相巻線１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗの各相に正弦波電圧を加えてブラシレスモータ１００を駆動する方式である。
この正弦波駆動方式では、制御ユニット２２０は、回転子１２０が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）から回転子１２０の位置情報を得る一方、速度起電圧による回転子位置の検出周期の間で、モータ回転速度に基づき回転子位置を推定し、推定した回転子位置とＰＷＭデューティとから３相出力設定値を算出し、相間電圧の差で電流の向きと強さとを制御して３相交流電流を各相に流す。
なお、制御ユニット２２０は、モータ回転速度を回転子位置の検出周期に基づき算出する。

また、矩形波駆動方式は、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターン（通電モード）を所定の回転子位置毎に順次切り替えることでブラシレスモータ１００を駆動する方式である。
この矩形波駆動方式では、制御ユニット２２０は、通電相に対するパルス状の電圧印加によって非通電相（開放相）に誘起される電圧（変圧器起電圧）と閾値とを比較することで回転子１２０の位置情報を得て、係る位置情報に基づき通電相の選択パターンである通電モードの切り替えタイミングを検出する。

ここで、正弦波駆動方式において位置検出のために検出する速度起電圧は、モータ回転速度の低下に伴って出力レベルが低下し、低回転域では位置検出の精度が低下する。一方、矩形波駆動方式において位置検出のために検出する誘起電圧は、モータ停止状態を含む低回転域においても検出可能であり、低回転域でも位置検出の精度を維持できる。
そこで、制御ユニット２２０は、正弦波駆動方式で位置情報を十分な精度で検出できる高回転領域、つまり、設定値よりもモータ回転速度が高い領域では、正弦波駆動方式でブラシレスモータ１００を制御し、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転領域では、矩形波駆動方式でブラシレスモータ１００を制御する。

なお、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転領域には、設定値よりもモータ回転速度が低い領域、及びブラシレスモータ１００の起動時が含まれる。
更に、制御ユニット２２０は、ブラシレスモータ１００のＰＷＭ制御において、例えば、モータ回転速度の検出値と目標モータ回転速度（回転速度指令値）との偏差に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を決定して、実際のモータ回転速度を目標モータ回転速度に近づける。

図３は、制御ユニット２２０のうち、低速センサレス制御に関係する部分を抽出して例示する機能ブロック図である。
制御ユニット２２０は、印加電圧演算部３０２、ＰＷＭ発生部３０４、ゲート信号切替部３０６、通電モード決定部３０８、比較部３１０、電圧閾値切替部３１２、電圧閾値学習部３１４、非通電相電圧選択部３１６、主周期デューティ設定部３１８、補正周期デューティ設定部３２０、デューティ補正部３２２などを備えている。

水温センサ８１，８２で検出された内燃機関１０の冷却水温度情報は、印加電圧演算部３０２に入力される。この印加電圧演算部３０２は、冷却水温度情報と比較部３１０から出力されるモード切替トリガ信号とに基づき、ブラシレスモータ１００の目標回転速度とモータ回転速度とを演算し、演算された目標回転速度とモータ回転速度とに基づいて、印加電圧の指令値を演算する。

ＰＷＭ発生部３０４は、印加電圧演算部３０２で演算された印加電圧の指令値に基づき、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を生成する。

通電モード決定部３０８は、モータ駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力するデバイスであり、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号をトリガとして通電モードを６通りに切り替える。

通電モードとは、ブラシレスモータ１００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターンを示し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１、Ｕ相からＷ相に向けて電流を流す第２通電モードＭ２、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流す第３通電モードＭ３、Ｖ相からＵ相に向けて電流を流す第４通電モードＭ４、Ｗ相からＵ相に向けて電流を流す第５通電モードＭ５、Ｗ相からＶ相に向けて電流を流す第６通電モードＭ６の６種類の通電モードからなる。

そして、通電モード決定部３０８は、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号に応じて、第１通電モードＭ１から第６通電モードＭ６のいずれか１つを指令するモード指令信号を出力する。

ゲート信号切替部３０６は、モータ駆動回路２１０の各スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆがどのような動作でスイッチングするかを、通電モード決定部３０８の出力であるモード指令信号、及びＰＷＭ発生部３０４で生成されたＰＷＭ信号に基づいて決定し、該決定に従い６つのゲートパルス信号をモータ駆動回路２１０に出力する。

電圧閾値切替部３１２は、通電モードの切り替えタイミングの検出に用いる電圧閾値を、通電モードに応じて順次切り替えて出力し、閾値の切り替えタイミングは、通電モード決定部３０８の出力であるモード指令信号に基づき決定される。

非通電相電圧選択部３１６は、モード指令信号に従い、ブラシレスモータ１００の３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中から非通電相の電圧の検出値を選択し、比較部３１０及び電圧閾値学習部３１４に出力する。

なお、非通電相の端子電圧は、厳密にはグランド（ＧＮＤ）−端子間の電圧であるが、本実施形態では、中性点の電圧を検出し、あるいは中性点の電圧を電源電圧ＶＢの１／２とみなして、この中性点の電圧とグランド（ＧＮＤ）−端子間の電圧との差（すなわち、相電圧）を求めて、非通電相の端子電圧とする。

比較部３１０は、電圧閾値切替部３１２が出力する閾値と、非通電相電圧選択部３１６が出力する非通電相の電圧検出値（パルス誘起電圧の検出値）とを比較することで、通電モードの切り替えタイミング、換言すれば、通電モードを切り替える回転子位置（磁極位置）になったか否かを検出し、切り替えタイミングを検出したときに通電モード決定部３０８に向けてモード切替トリガを出力する。

また、電圧閾値学習部３１４は、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値を更新して記憶するデバイスである。

非通電相（開放相）のパルス誘起電圧は、ブラシレスモータ１００の製造ばらつき、電圧検出回路の検出ばらつきなどによって変動するため、閾値として固定値を用いると通電モードの切り替えタイミングを誤って判定する可能性がある。

そこで、電圧閾値学習部３１４は、通電モードの切り替えを行う所定磁極位置でのパルス誘起電圧を検出し、当該検出結果に基づいて電圧閾値切替部３１２が記憶する閾値を修正する閾値の学習処理を実施する。

通電モードは、前述のように６通りの通電モードＭ１〜Ｍ６からなり、制御ユニット２２０は、これらの通電モードＭ１〜Ｍ６を電気角６０ｄｅｇ間隔で設定される切り替え角度位置で順次切り替え、ブラシレスモータ１００の３相のうちパルス電圧（パルス状の電圧）を印加する２相を順次切り替えることでブラシレスモータ１００を回転駆動する。

制御ユニット２２０は、Ｕ相巻線１１０ｕの角度位置を回転子（磁極）１２０の基準位置（角度＝０ｄｅｇ）とすると、図４に示すように、回転子１２０の角度位置（磁極位置θ）が３０ｄｅｇであるときに第３通電モードＭ３から第４通電モードＭ４への切り替えを行い、回転子角度位置が９０ｄｅｇであるときに第４通電モードＭ４から第５通電モードＭ５への切り替えを行い、回転子角度位置が１５０ｄｅｇであるときに第５通電モードＭ５から第６通電モードＭ６への切り替えを行い、回転子角度位置が２１０ｄｅｇであるときに第６通電モードＭ６から第１通電モードＭ１への切り替えを行い、回転子角度位置が２７０ｄｅｇであるときに第１通電モードＭ１から第２通電モードＭ２への切り替えを行い、回転子角度位置が３３０ｄｅｇであるときに第２通電モードＭ２から第３通電モードＭ３への切り替えを行う。

ここで、制御ユニット２２０の電圧閾値切替部３１２は、通電モードの切り替えを行う回転子１２０の角度位置での非通電相の誘起電圧（変圧器起電圧）を閾値として更新可能に記憶しており、そのときの通電モードに応じた閾値を出力する。
比較部３１０は、非通電相の誘起電圧が閾値に達したときに次の通電モードへの切り替えを実施する角度を検出したことを示す信号を出力し、係る信号に基づき通電モード決定部３０８は通電モードの切り替えを実行する。

そして、制御ユニット２２０（ゲート信号切替部３０６）は、例えばＵ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１では、Ｕ相上段のスイッチング素子２１１ａ（Ｕ相の上アーム）をオンに制御する一方で、Ｖ相上段のスイッチング素子２１１ｃ（Ｖ相の上アーム）、及びＶ相下段のスイッチング素子２１１ｄ（Ｖ相の下アーム）のオン／オフ比率を相補ＰＷＭ制御することで、電流を流すＵ相及びＶ相の平均印加電圧をＰＷＭデューティによって可変に制御する。
ここで、制御ユニット２２０（ゲート信号切替部３０６）は、例えば、第１通電モードＭ１で、Ｕ相上段のスイッチング素子２１１ａ、Ｖ相上段のスイッチング素子２１１ｃ及びＶ相下段のスイッチング素子２１１ｄ以外のスイッチング素子２１１ｂ，２１１ｅ，２１１ｆについてはオフに制御する。

なお、制御ユニット２２０（ゲート信号切替部３０６）は、第１通電モードＭ１以外でも相補制御方式により、下流側相の上アームのスイッチング素子及び下アームのスイッチング素子のオン／オフをＰＷＭ制御する。

図５（ａ）〜（ｆ）はそれぞれ、モータ動作のイメージを示しており、各角度範囲における３相入力電圧と磁束との関係を示す模式図である。図５（ａ）はθ＝−３０〜３０［ｄｅｇ］の場合であり、第３通電モードＭ３に対応する。図５（ｂ）はθ＝３０〜９０［ｄｅｇ］の場合であり、第４通電モードＭ４に対応する。図５（ｃ）はθ＝９０〜１５０［ｄｅｇ］の場合であり、第５通電モードＭ５に対応する。図５（ｄ）はθ＝１５０〜２１０［ｄｅｇ］の場合であり、第６通電モードＭ６に対応する。図５（ｅ）はθ＝２１０〜２７０［ｄｅｇ］の場合であり、第１通電モードＭ１に対応する。図５（ｆ）はθ＝２７０〜３３０［ｄｅｇ］の場合であり、第２通電モードＭ２に対応する。
このように、３相入力電圧により磁束を生成し、合成磁束の向きを６０度ずつ順次切り替えることで、ブラシレスモータ１００が回転駆動される。

図６（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ、低速センサレス制御について説明するための模式図である。低速センサレス制御では、モータ磁気飽和特性の非線形性により１２０ｄｅｇ通電の開放相に生じる起電圧を検出し、回転子角度（Ｎ極中心位置）を推定する。すなわち、図６（ａ）に示すように、まず、Ｕ相からＶ相に通電してブラシレスモータ１００の回転子角度を３３０ｄｅｇにセットする。次に、図６（ｂ）に示すように、Ｖ相からＷ相に通電してブラシレスモータ１００を回転させる。そして、図６（ｃ）に示すように、開放相起電圧が所定値（閾値）に到達したら通電相を切り替える（所定値＝通電切替え回転子角度３０ｄｅｇ、９０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ、２１０ｄｅｇ、２７０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇでの起電圧）。以降は、開放相起電圧が所定値に到達する度に通電相を切り替える。

図７は、Ｖ相巻線からＷ相巻線への通電時の電流経路を示している。スイッチング素子２１１ｃ，２１１ｆをオンし、スイッチング素子２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｄ，２１１ｅオフすると、バッテリ電源（電圧ＶＢ）からスイッチング素子２１１ｃのコレクタ，エミッタ、Ｖ相巻線１１０ｖ、中性点、Ｗ相巻線１１０ｗ、及びスイッチング素子２１１ｆのコレクタ，エミッタを介してグランド（ＧＮＤ）に電流が流れる。このときの開放相（Ｕ相）電圧を開放相電圧計測器２２１で検出し、検出した電圧値をＡ／Ｄ変換して回転子１２０の位置情報を推定する。そして、制御ユニット２２０によりＰＷＭ制御で通電してブラシレスモータ１００を極低回転速度で駆動する。

図８は、ＰＷＭ出力パターンと、その選択について説明するための図である。本第１の実施形態に係るモータ駆動装置では、３つのＰＷＭ出力パターン（パターンＡ，Ｂ，Ｄ）の中から指令デューティ比に応じたＰＷＭ出力パターンを選択するようになっている。これらのＰＷＭ出力パターンは、図３に示した制御ユニット２２０により生成される。ブラシレスモータ１００を駆動装置２００Ａで駆動する際には、開放相電圧計測器２２１で検出した開放相電圧と、電動ウォータポンプ４０の動作要求に応じて、通電方式とＰＷＭ出力パターンの切り替えを行う。

パターンＡは、指令デューティ比（設定デューティ比）の電圧パルス幅Ｄｔが最大値ｍａｘから最低デューティ比（制限デューティ比）の電圧パルス幅Ｄｍｉｎまでの範囲で用いるものである。このパターンＡでは、主周期には正トルク方向に指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔで通電し、補正周期にも正トルク方向に指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔで通電する。

パターンＢは、指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔが最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎ未満から最低デューティ比の１／２の電圧パルス幅（Ｄｍｉｎ／２）までの範囲で用いるものである。このパターンＢでは、主周期には正トルク方向に最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎで通電し、補正周期には正トルク方向に「Ｄｔ×２−Ｄｍｉｎ」で通電する。主周期の電圧パルス幅と補正周期の電圧パルス幅を平均化したパルス幅が駆動デューティ比の電圧パルス幅Ｄｄとなり、この電圧パルス幅Ｄｄが指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔに対応する。

パターンＣは、従来のＰＷＭ出力パターンを本発明のパターンＤとの比較のために示しており、指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔが最低デューティ比の１／２未満の電圧パルス幅（Ｄｍｉｎ／２）から最小値ｍｉｎまでの範囲で用いるものである。このパターンＣでは、主周期には正トルク方向に最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎで通電し、補正周期には負トルク方向に「Ｄｍｉｎ−Ｄｔ×２」で通電する。この場合にも、主周期の電圧パルス幅と補正周期の電圧パルス幅を平均化したパルス幅が駆動デューティ比の電圧パルス幅Ｄｄとなり、この電圧パルス幅Ｄｄが指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔに対応する。

パターンＤは、パターンＣと同様に、指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔが最低デューティ比の１／２（Ｄｍｉｎ／２）未満から最小値ｍｉｎの電圧パルス幅の範囲で用いるものである。このパターンＤでは、主周期には正トルク方向に最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎで２回通電し、補正周期には負トルク方向に「Ｄｍｉｎ−Ｄｔ」で２回通電する。主周期の電圧パルス幅と補正周期の電圧パルス幅の２周期を平均したパルス幅が駆動デューティ比の電圧パルス幅Ｄｄとなり、この電圧パルス幅Ｄｄが指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔに対応する。

図９は、第１のＰＷＭ出力パターン（パターンＡ）の波形図であり、指令デューティ比が５０％（Ｄｔ＝５０％）で最低デューティ比が２０％（Ｄｍｉｎ＝２０％）である。この時の主周期と補正周期のブラシレスモータ１００への通電波形は、ともにデューティ比が５０％であるので最低デューティ比は関係しない。主周期と補正周期の三角波の谷がそれぞれ開放相電圧のサンプリングタイミングとなり、この２回のサンプリングタイミングがモータ制御処理タイミングである。

図１０は、第２のＰＷＭ出力パターン（パターンＢ）の波形図であり、指令デューティ比が１５％（Ｄｔ＝１５％）で最低デューティ比が２０％（Ｄｍｉｎ＝２０％）である。この時、指令デューティ比が最低デューティ比より小さいので、主周期のブラシレスモータ１００への通電波形はデューティ比を２０％（最低デューティ比）、補正周期の通電波形のデューティ比（補正デューティ比）を１０％とする（Ｄｒ＝１０％）。これによって、駆動デューティ比は、主周期のデューティ比２０％と補正周期のデューティ比１０％とを平均化した１５％となる（Ｄｄ＝１５％）。ここで、開放相電圧のサンプリングタイミングは主周期の三角波の谷であり（１回）、モータ制御処理タイミングは主周期と補正周期の三角波それぞれの谷である（２回）。

図１１は、第３のＰＷＭ出力パターン（パターンＣ）の波形図であり、指令デューティ比が５％（Ｄｔ＝５％）で最低デューティ比が２０％（Ｄｍｉｎ＝２０％）である。このパターンＣは、本発明のパターンＤと対比することで、本発明をより理解しやすくするために記載した参考例である。従来は、パターンＡ，Ｂ，Ｃを組み合わせてブラシレスモータ１００の駆動制御を行っていた。
この時は、指令デューティ比が最低デューティ比より小さいので、主周期のブラシレスモータ１００への通電波形はデューティ比を２０％（最低デューティ比）、補正周期の通電波形のデューティ比（補正デューティ比）を−１０％とする。駆動デューティ比は、最低デューティ比２０％と補正デューティ−比１０％との差を平均化した５％となる（Ｄｄ＝５％）。ここでは、開放相電圧は主周期の三角波の谷で１回サンプリングタイミングし、主周期と補正周期の三角波それぞれの谷で２回のモータ制御処理を行う。

このように、従来は、パルスシフト制御において、主周期ではパルス誘起電圧を検出する周期として最低デューティ比に制限し、補正周期では最低デューティ比の電圧パルス幅と、補正デューティ比の電圧パルス幅とを平均化した駆動デューティ比の電圧パルス幅となるように、補正デューティ比を設定していた。これによって、スイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆのオン／オフ動作によるリンギングの収束後に非通電相のパルス誘起電圧を取得できる。しかし、主周期と補正周期の２周期で位置計測頻度が１回となっていた。

図１２は、第４のＰＷＭ出力パターン（パターンＤ）の波形図であり、指令デューティ比が５％（Ｄｔ＝５％）で最低デューティ比が２０％（Ｄｍｉｎ＝２０％）である。この時、指令デューティ比が最低デューティ比より小さいので、主周期のブラシレスモータ１００への通電波形はデューティ比を２０％（最低デューティ比）で２回、補正周期の通電波形はデューティ比（補正デューティ比）を−１５％で２回とする。駆動デューティ比は、最低デューティ比２０％×２と補正デューティ−比１５％×２との差を平均化した５％となる（Ｄｄ＝５％）。

このパターンＤでは、主周期の三角波の両側の山付近のタイミングで２回の開放相電圧のサンプリングを行い、モータ制御処理タイミングは主周期と補正周期の三角波の谷のタイミングで２回となる。従って、Ｄｍｉｎ／２未満から最小値ｍｉｎの範囲でブラシレスモータ１００を極低回転速度で駆動する場合に、パターンＣに比べて位置計測頻度を向上でき、回転精度と制御性の低下を抑制できる。
上述した指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔと最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎの設定はそれぞれ、主周期デューティ設定部３１８と補正周期デューティ設定部３２０で行う。そして、デューティ補正部３２２によりＰＷＭ発生部３０４で生成したＰＷＭ信号のデューティ比を補正するように、ゲート信号切替部３０６からスイッチング素子２１１ａ〜２１１ｆにゲート信号を供給し、上記パターンＡ，Ｂ，Ｄを組み合わせてブラシレスモータ１００の駆動制御を行う。

図１３は、本発明の第１の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図であり、図１４は、従来の駆動方法の波形図を対比して示している。図１３及び図１４では、通電モードがＵ相巻線からＶ相巻線、指令デューティ比が５％で最低デューティ比が２０％のＰＷＭ出力パターン（パターンＤ，Ｃ）、ＰＷＭ出力周期が８３．３μｓ（ＰＷＭキャリア周波数が１２ｋＨｚ）の場合を例に取っている。

本第１の実施形態では、図１３に示すように、主周期における三角波の両側の山付近で開放相電圧のサンプリングを２回行い、補正周期における三角波の両側の山付近のタイミングで２回補正する。そして、開放相電圧をサンプリングしたときの位置計測結果を用いて主周期と補正周期における三角波の谷でモータ制御を行う。このように、パルスシフト制御において、ＰＷＭ信号の２周期に２回の位置計測を行うことができるので、位置計測頻度を向上できる。従って、極低速回転の駆動時に、回転精度と制御性の低下を抑制できる。

これに対し、従来は、図１４に示すように、主周期における三角波の谷で開放相電圧のサンプリングを１回行い、この位置計測結果を用いて主周期と補正周期における三角波の谷でモータ制御を行っていた。このため、極低速回転の駆動時には、位置計測頻度が下がってブラシレスモータの回転精度と制御性が低下する要因となっていた。

なお、図１３に示した例では、主周期の三角波の両側の山付近のタイミングで２回の開放相電圧のサンプリングを行い、補正周期の三角波の両側の山付近のタイミングで２回補正するようにした。すなわち、ブラシレスモータ１００の通電波形は、正トルク、正トルク、負トルク、負トルクとなるようにした。このような制御は、制御ユニット２２０の処理を軽減できるので、比較的処理能力が低いマイクロコンピュータを用いた制御ユニット２２０であっても適用できる。

しかし、開放相電圧のサンプリングと補正のタイミングはこれに限られない。例えばマイクロコンピュータに処理能力が高いものを用いれば、ブラシレスモータ１００の通電波形を、正トルク、負トルク、正トルク、負トルクと交互にすることもできる。この場合には、最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くすれば良い。

図１５は、本発明の第１の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法を示すフローチャートである。まず、主周期のタイミングであるか否かを判定する（ステップＳ１）。この判定には、例えば周期カウンタを用い、周期カウンタ＝０であれば主周期であると判定する。主周期であると判定されると、ＰＷＭ制御による通電期間中に開放相電圧計測器２１１で開放相電圧をサンプリングし（ステップＳ２）、検出した電圧値から回転子１２０の位置（モータ位置）を推定する（ステップＳ３）。

そして、通電モード決定部３０８で通電モードを決定し（ステップＳ４）、モータ駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力する。続いて、印加電圧演算部３０２から出力される印加電圧の指令値に基づいて、ＰＷＭ発生部３０４でＰＷＭ出力パターンを算出する（ステップＳ５）。主周期デューティ設定部３１８でＰＷＭ制御のデューティ比、すなわち指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔを設定し（ステップＳ６）、デューティ補正部３２２でデューティ比を補正する。その後、周期カウンタの計数値を１（周期カウンタ＝１）にして（ステップＳ７）次の周期の検出に戻る。

一方、ステップＳ１で主周期でないと判定された場合には、補正周期であるのでＰＷＭ出力パターンがパターンＡ（またはパターンＤ）であるか否かが判定される（ステップＳ８）。ＰＷＭ出力パターンがパターンＡまたはパターンＤであると判定された場合には、ＰＷＭ制御による通電期間中に開放相電圧計測器２１１で開放相電圧をサンプリングし（ステップＳ９）、検出した電圧値から回転子１２０の位置情報を推定する（ステップＳ１０）。その後、通電モード決定部３０８で通電モードを決定し（ステップＳ１１）、モータ駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力する。続いて、印加電圧演算部３０２から出力される印加電圧の指令値に基づいて、ＰＷＭ発生部３０４でＰＷＭ出力パターンを算出する（ステップＳ１２）。ステップＳ８で、ＰＷＭ出力パターンがパターンＡまたはパターンＤでないと判定された場合には、ステップＳ１２に移動してＰＷＭ出力パターンを算出する。

続くステップＳ１３では、補正周期デューティ設定部３２０でＰＷＭ制御のデューティ比、すなわち補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒを設定し、デューティ補正部３２２でデューティ比を補正する。次に、周期カウンタの計数値を０（周期カウンタ＝０）にして次の周期の検出に戻る。
このように、周期カウンタが０の場合と、ＰＷＭ出力パターンがＡまたはＤの場合に開放相電圧を取得することで、ＰＷＭ信号の２周期中に２回の位置情報を計測できる。従って、極低速回転の駆動時に、回転精度と制御性の低下を抑制できる。

［第２の実施形態］
図１６は、本発明の第２の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。本第２の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒによる通電の切り替えを、通電パターンが切り替わるときに実施するようにしている。例えば、図１６に示すように、パターンＢ，Ｄ，Ｂと通電パターンが切り替わる場合に、最低デューティ比の通電と補正デューティ比の通電を切り替えるタイミングを一致させる。換言すれば、ＰＷＭ出力パターンを切り替える際には、１つの通電モードの途中では切り替えずに、通電モードの変更と合わせて切り替えを行う。これは、通電モードの途中でＰＷＭ出力パターンの切り替えを行うと、切り替えの度に通電間隔が変動し、振動や騒音の発生に繋がるからである。

図１７は、図１６に示した駆動方法を示すフローチャートである。まず、主周期のタイミングであるか否かを判定する（ステップＳ１）。この判定には、例えば周期カウンタを用い、周期カウンタ＝０であれば主周期であると判定する。主周期であると判定されると、ＰＷＭ制御による通電期間中に開放相電圧計測器２１１で開放相電圧をサンプリングし（ステップＳ２）、検出した電圧値から回転子１２０の位置（モータ位置）を推定する（ステップＳ３）。そして、通電モード決定部３０８で通電モードを決定し（ステップＳ４）、モータ駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力する。

次に、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号により通電モードを変更するか否か判定し（ステップＳ２１）、モード変更の要求があれば、印加電圧演算部３０２から出力される印加電圧の指令値に基づいて、ＰＷＭ発生部３０４でＰＷＭ出力パターンを算出してから（ステップＳ５）、ＰＷＭ制御のデューティ比を設定する（ステップＳ６）。デューティ比の設定は、主周期デューティ設定部３１８で指令デューティ比の電圧パルス幅Ｄｔを設定し、デューティ補正部３２２でデューティ比を補正する。ステップＳ２１でモード変更の要求がないと判定された場合には、ＰＷＭ出力パターンを変更せずにＰＷＭ制御のデューティ比を設定する（ステップＳ６）。続いて、周期カウンタの計数値を１（周期カウンタ＝１）にして（ステップＳ７）次の周期の検出に戻る。

一方、ステップＳ１で主周期でない（補正周期である）と判定された場合には、ＰＷＭ出力パターンがパターンＡ（またはパターンＤ）であるか否かが判定される（ステップＳ８）。ＰＷＭ出力パターンがパターンＡまたはパターンＤであると判定された場合には、ＰＷＭ制御による通電期間中に開放相電圧計測器２１１で開放相電圧をサンプリングし（ステップＳ９）、検出した電圧値から回転子１２０の位置情報を推定する（ステップＳ１０）。その後、通電モード決定部３０８で通電モードを決定し（ステップＳ１１）、モータ駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力する。

次に、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号により通電モードを変更するか否か判定し（ステップＳ２２）、モード変更の要求があれば、印加電圧演算部３０２から出力される印加電圧の指令値に基づいて、ＰＷＭ発生部３０４でＰＷＭ出力パターンを算出してから（ステップＳ１２）、ＰＷＭ制御のデューティ比を設定する（ステップＳ１３）。ステップＳ８で、ＰＷＭ出力パターンがパターンＡまたはパターンＤでないと判定された場合、及びステップＳ２２でモード変更の要求がないと判定された場合には、ＰＷＭ制御のデューティ比を設定する（ステップＳ１３）。デューティ比の設定は、補正周期デューティ設定部３２０で補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒを設定し、デューティ補正部３２２でデューティ比を補正する。続いて、周期カウンタの計数値を０（周期カウンタ＝０）にして（ステップＳ１４）次の周期の検出に戻る。

このように、周期カウンタが０の場合と、ＰＷＭ出力パターンがＡまたはＤの場合に開放相サンプリング値を取得することで、ＰＷＭ信号の２周期中に２回の位置情報を計測できる。従って、極低速回転の駆動時に、回転精度と制御性の低下を抑制できる。しかも、最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒによる通電の切り替えを、通電パターンが切り替わるときに実施することで、切り替えの度に通電間隔が変動して振動や騒音が発生するのを抑制できる。電動ウォータポンプでは、アイドルストップ等でエンジン停止中にも極低速回転で駆動することがあるため、低騒音化可能な本発明の有効性は高い。

［第３の実施形態］
図１８は、本発明の第３の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。本第３の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒによる通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くしている。すなわち、ブラシレスモータ１００の通電波形は、正トルクと負トルクの通電間隔Ｄ１が、正トルクから正トルクの間隔Ｄ２、及び負トルクから負トルクの間隔Ｄ３よりも短い。このように、ＰＷＭ制御の１周期中に２回の通電を行い、正トルク方向と負トルク方向の通電間隔を近づけることで、正トルク方向に通電後、直ぐに負トルク方向に調整可能なため、キャリア周波数に同期したトルク変動の発生を抑制できる。

図１９は、正トルクから正トルクまでの通電間隔が、負トルクから負トルクまでの通電間隔よりも短い場合の波形図を、図１８に示した本発明の波形図と対比して示している。ブラシレスモータ１００の通電波形は、正トルクと負トルクの通電間隔Ｄ１が、正トルクから正トルクの間隔Ｄ２、及び負トルクから負トルクの間隔Ｄ３よりも長くなっている。この場合には、ＰＷＭ制御の１周期中に２回の通電を行っても、補正が遅れるため、正トルクと負トルクが強く出てトルク変動が増大する。

図２０（ａ），（ｂ）はそれぞれ、本第３の実施形態におけるキャリア周波数付近で発生する騒音の低減について説明するためのもので、図２０（ａ）は従来のパルスシフト制御による駆動方法に対応し、図２０（ｂ）は図１８に示した波形図のパルスシフト制御による駆動方法に対応している。図２０（ａ）に破線Ｎ１で囲んで示すように、従来はキャリア周波数付近にピークがある不快な騒音が発生した。これに対し、本第３の実施形態では、図２０（ｂ）に破線Ｎ２で囲んで示すように、キャリア周波数付近の波形のピークがなくなっており、騒音を低減できていることを確認した。

［第４の実施形態］
図２１（ａ），（ｂ）はそれぞれ、本発明の第４の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法について説明するための波形図である。図２１（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの電圧と、Ｕ相上段ＩＧＢＴ（スイッチング素子２１１ａ）、Ｕ相下段ＩＧＢＴ（スイッチング素子２１１ｂ）、Ｖ相上段ＩＧＢＴ（スイッチング素子２１１ｃ）及びＶ相下段ＩＧＢＴ（スイッチング素子２１１ｄ）のゲート電圧波形を示している。図２１（ｂ）は、図２１（ａ）の破線部ΔＴの拡大図である。本第４の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Ｄｍｉｎによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Ｄｒによる通電の間隔をデッドタイムに対応させている。すなわち、デッドタイムまたはデッドタイムに相当する時間にしている。

換言すれば、図２１（ｂ）の時刻ｔ１のタイミングにおいて、Ｕ相下段ＩＧＢＴをオフさせるタイミングと、Ｖ相上段ＩＧＢＴをオフさせるタイミングを合わせる。このようにすると、デッドタイム経過後に、Ｕ相上段ＩＧＢＴがオンするタイミングと、Ｖ相下段ＩＧＢＴがオンするタイミングが一致する。この結果、最低デューティ比と補正デューティ比の通電間隔が最短となり、静音効果が最も高くなる。

［第５の実施形態］
図２２（ａ）は、従来のブラシレスモータの駆動方法によるＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの電圧と、Ｕ相上段ＩＧＢＴ、Ｕ相下段ＩＧＢＴ、Ｖ相上段ＩＧＢＴ及びＶ相下段ＩＧＢＴのゲート電圧波形を示している。また、図２２（ｂ）は、本発明の第５の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法について説明するための波形図であり、各電圧波形を図２１（ａ）と対比して示している。図２２（ａ）に示す如く、従来は最低デューティ比（制限デューティ比）の電圧パルスと補正デューティ比の電圧パルスが離れていた。これに対し、本第５の実施形態では、補正デューティ比の電圧パルスの直後に最低デューティ比の電圧パルス、または最低デューティ比の電圧パルスの直後に補正デューティ比の電圧パルスが印加される。この際、補正デューティ比の電圧パルスの直後に最低デューティ比の電圧パルスによる通電を繋げることで、最低デューティ比の電圧パルスでのリンギング幅ｒ２を、従来のリンギング幅ｒ１より短くすることができる。

最低デューティ比の電圧パルスの直後に補正デューティ比の電圧パルスによる通電を繋げた場合の最低デューティ比でのリンギング幅ｒ３は、リンギング幅ｒ２より長くなるが、従来のリンギング幅ｒ１と同等である。
このように、補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の直後の最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を相電圧計測対象とすることで、リンギング幅の短縮効果がある。また、この拡大した測定可能範囲に応じてパルスシフト領域を縮小すると良い。

なお、上述した各実施形態では、電動ウォータポンプの駆動に用いられるブラシレスモータの駆動を例に取って説明したが、車両用内燃機関の油圧ポンプシステムにおける電動オイルポンプの駆動に用いられるブラシレスモータにも同様に適用できる。また、冷却水やオイル以外の流体を循環させるためのポンプにも適用できるのは勿論である。
更に、低速センサレス制御を用いた電動アクチュエータ全般に適用可能であり、極低速回転の駆動時に、パルスシフト制御が実施されるものであれば車両用に限らない。

１０…内燃機関、２０…変速機、３０…流量制御弁、４０…電動ウォータポンプ、１００…ブラシレスモータ（３相ＤＣブラシレスモータ）、１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗ…３相巻線、１２０…永久磁石回転子（ロータ）、２１１ａ〜２１１ｆ…スイッチング素子、２００…制御装置、２００Ａ…モータ駆動装置、２１０…モータ駆動回路、２２０…制御ユニット、Ｄｔ…指令デューティ比（設定デューティ比）の電圧パルス幅、Ｄｍｉｎ…最低デューティ比の電圧パルス幅、Ｄｒ…補正デューティ比の電圧パルス幅、Ｄｄ…駆動デューティ比の電圧パルス幅

Claims (12)

1. パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、３相ブラシレスモータを駆動する装置において、
   設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の１周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行い、次のパルス幅変調の１周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行い、２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、
   前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
2. ３相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには、非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動装置において、
   パルス幅変調制御における主周期から補正周期までの最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、
   前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
3. 前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の切り替えを、ＰＷＭ出力パターンが切り替わるときに実施する、請求項１または２に記載のブラシレスモータの駆動装置。
4. 前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、デッドタイムに相当する時間とする、請求項１又は２に記載のブラシレスモータの駆動装置。
5. 前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の直後の前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を相電圧の計測対象とする、請求項４に記載のブラシレスモータの駆動装置。
6. 拡大した測定可能範囲に応じてパルスシフト領域を縮小する、請求項５に記載のブラシレスモータの駆動装置。
7. 前記パルス幅変調制御は、キャリア周波数が固定されて実行される、請求項１乃至６いずれか１つの項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
8. 前記ブラシレスモータはポンプを駆動し、該ポンプの動作要求に応じてＰＷＭ出力パターンの切り替えを行う、請求項１乃至７いずれか１つの項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
9. 前記ポンプは異なる循環経路で流体を循環させ、前記ポンプの流路切替のときに位置計測頻度を増加させる、請求項８に記載のブラシレスモータの駆動装置。
10. パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、３相ブラシレスモータを駆動する方法において、
    設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の１周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行うステップと、
    次のパルス幅変調の１周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を２回行うステップとを備え、
    ２周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、
    前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。
11. ３相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動方法において、
    パルス幅変調制御の主周期に最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップと、
    前記パルス幅変調制御の主周期に続く補正周期に、補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップとを備え、
    パルス幅変調制御の主周期と、この主周期の補正周期との２周期の通電平均で、前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、
    前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。
12. 前記パルス幅変調制御は、キャリア周波数が固定されて実行される、請求項１０又は１１に記載のブラシレスモータの駆動方法。