JP6408403B2 - 車両用モータの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばオイルポンプを駆動するモータなどの車両用モータをＰＷＭ制御によって駆動する車両用モータの駆動装置に関する。

特許文献１には、入力電圧やインバータへの供給電圧、負荷状態に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑制する、ブラシレスＤＣモータの駆動方法が開示されている。

特開２００４−３２８９１２号公報

ところで、騒音対策のためにキャリア（三角波）の周波数をより高く変更した場合、キャリアに同期して実施される制御処理の周期が短くなることで、制御装置（マイクロコンピュータ）の処理負荷が増加する。また、キャリア周波数を高くすれば、インバータにおけるスイッチング周波数が上昇し、スイッチング素子の発熱量が増加する。
更に、低機能なマイクロコンピュータでは、動作中にキャリア周波数を切り替えることができないものがあり、騒音対策としてキャリア周波数の切替え処理を適用することができない場合があった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、低機能なマイクロコンピュータにも適用でき、かつ、マイクロコンピュータの処理負荷の増大やスイッチング素子の発熱量の増加を抑制しつつモータ騒音を低減した運転が可能な車両用モータの駆動装置を提供することを目的とする。

そのため、本願発明に係る車両用モータの駆動装置は、その一態様において、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、前記制御部は、キャリアの１周期当たりのオン時間割合である指令デューティがＸ（％）であるときに、通電上流側相のデューティを０（％）に設定し通電下流相のデューティをＸ（％）に設定して倍率を１倍とし、通電上流側相のデューティを（１００−Ｘ）／２（％）に設定し通電下流相のデューティを１００−（（１００−Ｘ）／２）（％）に設定して前記倍率を２倍とする。
また、本願発明に係る車両用モータの駆動装置は、その一態様において、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、前記制御部は、キャリアの１周期で通電を１回行って倍率を１倍とし、前記キャリアの１周期の前半での１回の通電と後半での１回の通電との２回通電を行って前記倍率を２倍とし、前記キャリアの１周期の前半での通電時間と後半での通電時間とのいずれか一方で前記車両用ブラシレスモータの開放相の電圧を検出して通電モードの切り替えを行う。
また、本願発明に係る車両用モータの駆動装置は、その一態様において、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、前記制御部は、前記車両用ブラシレスモータの開放相の電圧に基づいて通電モードの切り替えタイミングを検出して通電モードの切り替えを行い、前記通電モードを切り替るときに倍率を切り替える。

上記発明によると、キャリア周波数を変更することなくモータ通電周波数を切り替えてモータ騒音の低減を図ることが可能となるから、低機能なマイクロコンピュータで構成される制御装置にも適用でき、また、モータ騒音の低減に伴う処理負荷の増大やスイッチング素子の発熱量の増加を抑制できる。

本発明の実施形態における油圧ポンプシステムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態におけるモータ制御装置及びブラシレスモータの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態における制御ユニットの機能ブロック図である。 本発明の実施形態におけるＰＷＭ制御の概略を説明するためのタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるモータ通電周波数の切替え処理の流れを示すフローチャートである。 本発明の実施形態におけるモータ通電周波数の切替えに伴う電圧検出タイミングの切替えを示すタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるモータ通電周波数の切替えに伴う電圧検出タイミングの周期変化を示すタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＡでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＢでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＣでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＤでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＥでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＦでの通電制御を例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態における主周期及び補正周期での通電制御の流れを示すフローチャートである。 本発明の実施形態における主周期及び補正周期での通電制御の流れを示すフローチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＡ〜Ｆの切替え制御の流れを示すフローチャートである。 本発明の実施形態におけるパターンＦ’での通電制御を例示するタイムチャートである。

以下に本発明の実施の形態を説明する。
以下では、本発明に係る車両用モータの駆動装置の一例として、車両用自動変速機の油圧ポンプシステムを構成するブラシレスモータの駆動に適用した例を説明する。

図１に示す油圧ポンプシステムは、変速機構７やアクチュエータ８にオイルを供給するオイルポンプとして、車両の動力源である内燃機関１２の出力により駆動される機械式オイルポンプ６と、ブラシレスモータで駆動される電動オイルポンプ１とを備えている。
そして、電動オイルポンプ１は、例えば、内燃機関１２がアイドルストップ制御などにより一時停止して機械式オイルポンプ６が停止したときに駆動されて機械式オイルポンプ６に代わってオイルの供給を行ったり、機械式オイルポンプ６の駆動中に駆動されて補助的にオイル供給を行ったりする。

電動オイルポンプ１は、ブラシレスモータ（３相同期電動機）２により駆動され、ブラシレスモータ２は、駆動装置としてのモータ制御装置（ＭＣＵ）３によって制御される。
モータ制御装置３は、ＡＴ制御装置（ＡＴＣＵ）４からの指令に基づいてブラシレスモータ２を駆動制御する。

ブラシレスモータ２で駆動される電動オイルポンプ１は、オイルパン１０のオイルを吸引して、オイル配管５を介して変速機構７やアクチュエータ８に供給する。変速機構７やアクチュエータ８に供給されたオイルはオイルパン１０に戻されて再度電動オイルポンプ１によって吸引され、オイルの閉回路を循環する。
電動オイルポンプ１の下流側のオイル配管５には、逆止弁１１が配設されている。

なお、上記の自動車用自動変速機の油圧ポンプシステムは、ブラシレスモータを用いる車両システムの一例であり、ブラシレスモータをアクチュエータとして用いる種々の車両用システムに本願発明に係る駆動装置を適用することができる。
例えば、ハイブリッド車両などにおいてエンジンの冷却水の循環に用いる電動ウォータポンプを駆動するブラシレスモータを、本願発明に係る駆動装置によって駆動することができる。

図２は、ブラシレスモータ２及びモータ制御装置３の一例を示す回路図である。
ブラシレスモータ２を駆動する駆動装置であるモータ制御装置３は、モータ駆動回路２１２と制御ユニット２１３とを備え、制御ユニット２１３はＡＴ制御装置４との間で通信を行う。制御ユニット２１３は、Ａ／Ｄ変換器２１３ａやマイクロプロセッサ（ＣＰＵ，ＭＰＵなど）などを含んで構成されるマイクロコンピュータ（マイコン）２１３ｂを備える。

ブラシレスモータ２は、３相ＤＣブラシレスモータであり、スター結線されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相巻線２１５ｕ、２１５ｖ、２１５ｗを、図示省略した円筒状の固定子に備え、該固定子の中央部に形成した空間に永久磁石回転子（ロータ）２１６を回転可能に備える。
モータ駆動回路２１２は、逆並列のダイオード２１８ａ〜２１８ｆを含んでなるスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを３相ブリッジ接続したインバータ回路２１２ａと、電源回路２１９とを有する。スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆは例えばＦＥＴで構成される。

スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆの制御端子（ゲート端子）は、制御ユニット２１３に接続され、制御ユニット２１３は、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆのオン、オフを三角波比較方式のパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）によって制御してブラシレスモータ２に印加する電圧を制御する。
三角波比較方式のＰＷＭ制御においては、三角波（キャリア）と、指令デューティ比（指令パルス幅）に応じて設定されるＰＷＭタイマ（ＰＷＭデューティ）とを比較することで、各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆをオン、オフさせるタイミングを検出する。
なお、ＰＷＭタイマの値は、デューティ比が大きいほど大きな値に設定され、デューティ１００％では最大値、デューティ０％では最小値（零）に設定される。

ブラシレスモータ２は回転子の位置情報を検出するセンサを備えず、制御ユニット２１３は、ブラシレスモータ２の駆動制御を回転子の位置情報を検出するセンサを用いないセンサレス駆動方式によって行い、更に、制御ユニット２１３は、センサレスでの駆動方式をモータ回転速度に応じて正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とに切り替える。
正弦波駆動方式は、各相に正弦波電圧を加えてブラシレスモータ２を駆動する方式である。この正弦波駆動方式では、制御ユニット２１３は、回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）から回転子の位置情報を得る一方、速度起電圧による回転子位置の検出周期の間で、モータ回転速度に基づき回転子位置を推定し、推定した回転子位置とＰＷＭデューティとから３相出力設定値を算出し、相間電圧の差で電流の向きと強さとを制御して３相交流電流を各相に流す。

また、矩形波駆動方式は、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターン（通電モード）を所定の回転子位置毎に順次切り替えることでブラシレスモータ２を駆動する方式である。
この矩形波駆動方式では、制御ユニット２１３は、通電相に対するパルス状の電圧印加によって非通電相（開放相）に誘起される電圧（変圧器起電圧、パルス誘起電圧）から回転子の位置情報を得て、通電相の選択パターンである通電モードの切り替えタイミングを検出する。

ここで、正弦波駆動方式において位置検出のために検出する速度起電圧は、モータ回転速度の低下に伴って出力レベルが低下し、低回転域では位置検出の精度が低下する。一方、矩形波駆動方式において位置検出のために検出するパルス誘起電圧は、モータ停止状態を含む低回転域においても検出可能であり、低回転域でも位置検出の精度を維持できる。
そこで、制御ユニット２１３は、正弦波駆動方式で位置情報を十分な精度で検出できる高回転領域、つまり、設定値よりもモータ回転速度が高い領域では、正弦波駆動方式でブラシレスモータ２を制御する。

また、制御ユニット２１３は、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転領域では、矩形波駆動方式でブラシレスモータ２を制御する。なお、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転領域には、設定値よりもモータ回転速度が低い領域、及び、モータの起動時が含まれる。
更に、制御ユニット２１３は、ブラシレスモータ２のＰＷＭ制御において、例えば、モータ回転速度の検出値と目標モータ回転速度との偏差に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を決定して、実際のモータ回転速度を目標モータ回転速度に近づける。

以下では、矩形波駆動方式によるブラシレスモータ２の駆動制御を詳述する。
図３は、矩形波駆動方式での駆動制御を実施する制御ユニット２１３の機能ブロック図である。
制御ユニット２１３は、ＰＷＭ発生部２５１、ゲート信号切替部２５２、通電モード決定部２５３、比較部２５４、電圧閾値切替部２５５、電圧閾値学習部２５６、非通電相電圧選択部２５７を備えている。

ＰＷＭ発生部２５１は、印加電圧指令（指令電圧）に基づき、三角波比較方式によってパルス幅変調されたＰＷＭ波を生成する。
通電モード決定部２５３は、モータ駆動回路２１２における通電モードを決定するモード指令信号を出力するデバイスであり、比較部２５４が出力するモード切替トリガ信号をトリガとして通電モードを６通りに切り替える。

通電モードとは、ブラシレスモータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターンを示す。
通電モードとして、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１、Ｕ相からＷ相に向けて電流を流す第２通電モードＭ２、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流す第３通電モードＭ３、Ｖ相からＵ相に向けて電流を流す第４通電モードＭ４、Ｗ相からＵ相に向けて電流を流す第５通電モードＭ５、Ｗ相からＶ相に向けて電流を流す第６通電モードＭ６の６種類の通電モードが設定される。
そして、通電モード決定部２５３は、比較部２５４が出力するモード切替トリガ信号に応じて、第１通電モードＭ１〜第６通電モードＭ６のいずれか１つを指令するモード指令信号を出力する。

ゲート信号切替部２５２は、モータ駆動回路２１２の各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆがどのような動作でスイッチングするかを、通電モード決定部２５３の出力であるモード指令信号に基づいて決定し、該決定に従い６つのゲートパルス信号をモータ駆動回路２１２に出力する。
電圧閾値切替部２５５は、非通電相のパルス誘起電圧と閾値との比較に基づく通電モードの切り替え制御における前記閾値として、各通電モードに対応する値を順次切り替えて出力し、閾値の切り替えタイミングは、通電モード決定部２５３の出力であるモード指令信号に基づき決定される。

非通電相電圧選択部２５７は、モード指令信号に従い、ブラシレスモータ２の３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中から非通電相の電圧の検出値を選択し、比較部２５４及び電圧閾値学習部２５６に出力する回路である。
尚、非通電相の端子電圧は、厳密にはグランドＧＮＤ−端子間の電圧であるが、本実施形態では、中性点の電圧を検出し、この中性点の電圧とグランドＧＮＤ−端子間電圧との差を求めて、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。

比較部２５４は、電圧閾値切替部２５５が出力する閾値と、非通電相電圧選択部２５７が出力する非通電相の電圧検出値（パルス誘起電圧の検出値）とを比較することで、通電モードの切り替えタイミング、換言すれば、通電モードを切り替える所定の回転子位置（磁極位置）になったか否かを検出し、切り替えタイミングを検出したときに通電モード決定部２５３に向けてモード切替トリガを出力する。
また、電圧閾値学習部２５６は、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値を更新して記憶するデバイスである。

非通電相のパルス誘起電圧は、ブラシレスモータ２の製造ばらつき、電圧検出回路の検出ばらつきなどによって変動するため、閾値として固定値を用いると通電モードの切り替えタイミングを誤って判定する可能性がある。
そこで、電圧閾値学習部２５６は、通電モードの切り替えを行う所定磁極位置でのパルス誘起電圧を検出し、当該検出結果に基づいて電圧閾値切替部２５５が記憶する閾値を修正する閾値の学習処理を実施する。

通電モードは、前述のように６通りの通電モードＭ１〜Ｍ６からなり、制御ユニット２１３は、これらの通電モードＭ１〜Ｍ６を電気角６０deg間隔で設定される切り替え角度位置で順次切り替え、３相のうちパルス電圧（パルス状の電圧）を印加する２相を順次切り替えることでブラシレスモータ２を回転駆動する。

制御ユニット２１３は、Ｕ相のコイルの角度位置を回転子（磁極）の基準位置（角度＝０deg）としたときに、回転子の角度位置（磁極位置）が３０degであるときに第３通電モードＭ３から第４通電モードＭ４への切り替えを行い、回転子角度位置が９０degであるときに第４通電モードＭ４から第５通電モードＭ５への切り替えを行い、回転子角度位置が１５０degであるときに第５通電モードＭ５から第６通電モードＭ６への切り替えを行い、回転子角度位置が２１０degであるときに第６通電モードＭ６から第１通電モードＭ１への切り替えを行い、回転子角度位置が２７０degであるときに第１通電モードＭ１から第２通電モードＭ２への切り替えを行い、回転子角度位置が３３０degであるときに第２通電モードＭ２から第３通電モードＭ３への切り替えを行う。

ここで、制御ユニット２１３の電圧閾値切替部２５５は、通電モードの切り替えを行う回転子の角度位置での非通電相の電圧（パルス誘起電圧）を閾値として更新可能に記憶していて、そのときの通電モードに応じた閾値を出力する。
比較部２５４は、非通電相の電圧が閾値に達したときに次の通電モードへの切り替えを実施する角度を検出したことを示す信号を出力し、係る信号に基づき通電モード決定部２５３は通電モードの切り替えを実行する。

そして、制御ユニット２１３（ゲート信号切替部２５２）は、例えばＵ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１では、図４に示すように、Ｕ相上段のスイッチング素子２１７ａ（Ｕ相の上アーム）をオンに制御する一方で、Ｖ相下段のスイッチング素子２１７ｄ（Ｖ相の下アーム）のオン／オフ比率をＰＷＭ制御することで、電流を流すＵ相及びＶ相の平均印加電圧をＰＷＭデューティによって可変に制御する。
ここで、第１通電モードＭ１では、Ｕ相上段のスイッチング素子２１７ａ及びＶ相下段のスイッチング素子２１７ｄ以外のスイッチング素子２１７についてはオフに制御することができるが、本実施形態では、図４に示したように、Ｖ相上段のスイッチング素子２１７ｃ（Ｖ相の上アーム）を、Ｖ相下段のスイッチング素子２１７ｄを駆動するＰＷＭ波と逆位相のＰＷＭ波で駆動する。

つまり、本実施形態では、通電相の上アームを、通電相の下アームを駆動するＰＷＭ波と逆位相のＰＷＭ波で駆動する相補制御方式を採用する。
また、本実施形態では、キャリア周波数は12kHzに設定され、キャリアの１周期（83.3μs）当たりのオン時間割合としてＰＷＭ制御における指令デューティ比（％）が設定される。

また、制御ユニット２１３（ＰＷＭ発生部２５１）は、図４の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間及び時刻ｔ３以降に示すようにブラシレスモータ２の通電周波数（モータ通電波形の周波数）をキャリア周波数と同じ12kHzとする通電制御と、図４の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間のようにブラシレスモータ２の通電周波数をキャリア周波数の２倍の24kHzとする通電制御とを切り替える通電周波数制御部としての機能をソフトウエア的に備えている。
つまり、通電周波数制御部は、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える機能を有する。

人間の可聴域は20Hz程度から15kHzないし20kHz程度であり、キャリア周波数の12kHzはこの可聴域の周波数に含まれるため、モータ通電周波数がキャリア周波数と同じ12kHzであると、モータ駆動中にブラシレスモータ２が人間に聞こえる不快な騒音を発生することになる。
特に、内燃機関１２がアイドルストップ制御によって一時的に停止したときには、内燃機関１２の運転音が無く、また、車両の停止状態であって車体の風切音やタイヤの転がり音などが無いため、内燃機関１２の運転中や走行中などに比べてブラシレスモータ２の騒音が際立ち、モータ騒音が乗員に不快感を与える可能性がある。

一方、モータ通電周波数をキャリア周波数の２倍である24kHzとすれば、モータ通電周波数は人間の可聴域を超える高周波となり、車両の乗員などに聞こえるモータ騒音が低下し、アイドルストップ中にブラシレスモータ２を駆動しても、モータ騒音が乗員に与える不快感を低減できる。
そこで、制御ユニット２１３（ＰＷＭ発生部２５１）は、内燃機関１２がアイドルストップ制御によって一時停止しているときのような車両においてモータ騒音の低減が要求される所定条件であるときに、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍から２倍に切り替える。

図５は、制御ユニット２１３によるモータ通電周波数の切替え処理の基本的な流れを示すフローチャートである。
まず、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０１で、モータ騒音を低減することが要求される所定条件であるか否かを検出する。

モータ騒音を低減することが要求される所定条件は、例えば、内燃機関１２がアイドルストップで停止している状態、内燃機関１２のアイドル運転状態、車両の停止状態などである。
なお、例えば、内燃機関１２がアイドルストップで停止している状態でも、車両のオーディオ機器が所定以上の音量で動作している場合や、雨が降っていて車体に雨が衝突する音が大きいと推定される場合などを、モータ騒音の低減要求条件から除外することができる。

また、車室内の音をマイクロフォンで検出し、車室内の音の強さ（dB）が所定以下であるときを、モータ騒音を低減することが要求される所定条件とすることができる。
モータ騒音を低減することが要求される所定条件が成立していない場合、換言すれば、モータが可聴域の騒音を発しても係る騒音が他の可聴域の音に比べて十分に弱くモータ騒音を低減させる処理の実行が不要である場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０２に進み、ブラシレスモータ２のＰＷＭ制御におけるモータ通電周波数をキャリア周波数の１倍、つまり、モータ通電周波数をキャリア周波数と同じ12kHzに設定する。

一方、モータ騒音を低減することが要求される所定条件が成立している場合、換言すれば、モータ以外の音が小さくなり相対的にモータ騒音が目立って乗員に不快感を与える可能性がある場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０３に進み、ブラシレスモータ２のＰＷＭ制御におけるモータ通電周波数をキャリア周波数の２倍、つまり、モータ通電周波数を24kHzに設定する。
上記のようにしてモータ通電周波数を、12kHz又は24kHzに設定すると、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０４に進み、ブラシレスモータ２（電動オイルポンプ１）の駆動要求があるか否かを判別する。

そして、ブラシレスモータ２（電動オイルポンプ１）の駆動要求がない場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０５に進み、ブラシレスモータ２の駆動（ブラシレスモータ２への電力供給）を停止する。
一方、ブラシレスモータ２（電動オイルポンプ１）の駆動要求がある場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ１０６に進み、ステップＳ１０２又はステップＳ１０３で設定したモータ通電周波数でモータが通電されるようにＰＷＭ制御を行ってブラシレスモータ２を駆動する。

例えば、モータ騒音を低減することが要求される所定条件がアイドルストップ状態である場合、内燃機関１２の運転中はモータ通電周波数を12kHzとしてブラシレスモータ２がＰＷＭ制御され、係る状態からアイドルストップ条件が成立して内燃機関１２が一時的に停止すると、モータ通電周波数が24kHzに切り替えられてブラシレスモータ２がＰＷＭ制御される。

前述のように、12kHzは人間の可聴域内の周波数であるが、24kHzは人間の可聴域よりも高い周波数であるから、モータ通電周波数を12kHzから24kHzに切り替えることで、車両の乗員に聞こえるモータ騒音を低減できる。このため、アイドルストップ状態などの車室内が比較的静かな状態のときにモータ通電周波数を12kHzから24kHzに切り替えることで、モータ騒音が乗員に不快感を与えることを抑制できる。
換言すれば、アイドルストップ状態であって機械式オイルポンプ６が停止するときに、機械式オイルポンプ６に代わって電動オイルポンプ１によりオイル供給を行わせ、かつ、電動オイルポンプ１の騒音によって乗員に不快感を与えることを抑制できる。

以下では、モータ通電周波数を24kHzとするＰＷＭ制御を詳細に説明する。
ＰＷＭ制御における指令デューティ比Ｘ（％）は、キャリアの１周期（83.3μs）当たりのオン時間割合として設定される。
そして、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数を12kHzとする場合、通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし、通電下流相のＰＷＭデューティをＸ（％）に設定し、キャリア１周期でＸ（％）のデューティ幅の通電を１回行う。

なお、本願では、通電相の上アームを、通電相の下アームを駆動するＰＷＭ波と逆位相のＰＷＭ波で駆動する相補制御方式を採用し、通電相のＰＷＭデューティは、通電相の下アームの駆動デューティとして設定され、上アームは下アームの駆動デューティの逆位相の駆動デューティで駆動される。また、例えばＵ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１では、Ｕ相が通電上流相、Ｖ相が通電下流相である。

例えば、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１では、図４の時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に示すように、通電上流相であるＵ相の下アームはオフ保持（０％デューティ）に制御され、Ｕ相の上アームはオン保持（１００％デューティ）に制御され、通電下流相であるＶ相の下アームはキャリアの谷を中心とするデューティＸ（％）の時間だけオンに制御され、Ｖ相の上アームは、下アームと逆位相でキャリアの谷を中心とするデューティＸ（％）の時間だけオフに制御される。

係るＰＷＭ制御により、Ｖ相の下アームのオン期間においてＵ相からＶ相に向けて電流が流れ、キャリア１周期でＸ（％）のデューティ幅の通電が１回だけ行われることになり、モータ通電周波数はキャリア周波数と同じ12kHzになる。
デューティＸ（％）が５０％である場合、通電下流相であるＶ相の下アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の５０（％）の時間だけオンに制御され、Ｖ相の上アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の５０（％）の時間だけオフに制御される。

一方、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数を24kHzとする場合、通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−Ｘ）／２（％）に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを１００−（（１００−Ｘ）／２）（％）に設定し、キャリア１周期でＸ／２（％）のデューティ幅の通電を２回、つまり、キャリア半周期でＸ／２（％）のデューティ幅の通電を１回行う。
なお、１００−（（１００−Ｘ）／２）は、（１００＋Ｘ）／２と書き換えることができるが、通電上流相のＰＷＭデューティ＝（１００−Ｘ）／２（％）を、１００％から減算した値を、通電下流相のＰＷＭデューティとすることから、上記では、１００−（（１００−Ｘ）／２）と記してある。

例えば、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１では、図４の時刻ｔ２から時刻ｔ３の間に示すように、通電上流相であるＵ相の下アームはキャリアの谷を中心とするデューティ（１００−Ｘ）／２（％）の時間だけオンに制御され、Ｕ相の上アームは上アームと逆位相でキャリアの谷を中心とするデューティ（１００−Ｘ）／２（％）の時間だけオフに制御され、通電下流相であるＶ相の下アームはキャリアの谷を中心とするデューティ１００−（（１００−Ｘ）／２）（％）の時間だけオンに制御され、Ｖ相の上アームは下アームと逆位相でキャリアの谷を中心とするデューティ１００−（（１００−Ｘ）／２）（％）の時間だけオフに制御される。

デューティＸ（％）が５０％である場合、通電上流相であるＵ相の下アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の２５（％）の時間だけオンに制御され、Ｕ相の上アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の２５（％）の時間だけオフに制御され、通電下流相であるＶ相の下アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の７５（％）の時間だけオンに制御され、Ｖ相の上アームはキャリアの谷を中心としてキャリア周期の７５（％）の時間だけオフに制御される。

係るＰＷＭ制御により、通電下流相であるＶ相の下アームがオンとなる期間と、Ｕ相の上アームがオンとなる期間とが重なる期間でＵ相からＶ相に向けて電流が流れることになる。
ここで、Ｕ相の上アームはキャリアの谷を中心としてオフになる期間が設定されることで、重複期間がキャリア１周期の前半周期と後半周期とに分かれ、前半周期でＸ／２（％）のデューティ幅の通電が１回行われ、後半周期でもＸ／２（％）のデューティ幅の通電が１回行われることになる。つまり、キャリアの１周期において、Ｘ／２（％）のデューティ幅の通電が２回に行われることになり、モータ通電周波数はキャリア周波数の２倍の24kHzになる。

なお、本願において、キャリアの１周期はキャリアの山タイミングから次の山タイミングまでの期間であり、前半周期とは三角波の下り期間、後半期間とは三角波の上り期間である。
上記のように、制御ユニット２１３は、キャリア周波数を一定（12kHz）に保ったまま、指令デューティＸに基づく上アーム及び下アームのＰＷＭデューティの設定を切替えることで、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替えることができる。

従って、制御ユニット２１３に内蔵されるマイクロコンピュータが、動作中にキャリア周波数を変更できない低機能なマイクロコンピュータであっても、モータ通電周波数を12kHzと24kHzとに切り替えることができる。
また、制御ユニット２１３は、キャリア周波数を変更することなくモータ通電周波数を12kHzと24kHzとに切り替えることができるから、キャリア周期に同期したモータ制御周期が短くなることがなく、モータ通電周波数を24kHzに切り替えても制御ユニット２１３の処理負荷が増えることを抑制できる。

なお、制御ユニット２１３は、キャリアの谷タイミング毎、つまり、キャリア周期毎に指令デューティＸの演算処理や通電モードの決定処理などを含むモータ制御処理を実施するよう構成されている。
更に、モータ通電周波数を24kHzに切り替えても、インバータ回路２１２ａを構成するスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆのスイッチング周波数が上昇せず、スイッチング周波数の上昇によるスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆの発熱量の増加を抑制できる。

ところで、制御ユニット２１３は、ブラシレスモータ２のセンサレス制御において、開放相の電圧を検出するが、上記のようにモータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える場合、図６に示すタイミングで開放相の電圧検出を行うことができる。
図６に示す例では、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）であるときに、キャリアの谷タイミング（図６の時刻ｔ１）にてモータ制御処理（指令デューティの演算など）とともに開放相の電圧検出を行う。

また、図６に示す例では、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であるときに、キャリア１周期の前半周期、詳細には、前半周期での通電期間の中央付近のタイミング（図６の時刻ｔ２、時刻ｔ４）にて開放相の電圧検出を行い、その直後のキャリアの谷タイミング（図６の時刻ｔ３）にてモータ制御処理（指令デューティの演算など）を実施する。
なお、制御ユニット２１３は、キャリアの山タイミングをモータ制御処理のタイミングとする場合、キャリア１周期の後半周期、詳細には、後半周期での通電期間の中央付近のタイミングにて開放相の電圧検出を行い、その直後のキャリアの山タイミングにてモータ制御処理（指令デューティの演算など）を実施する。

つまり、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数をキャリア周波数の２倍（24kHz）に切り替えた後も、キャリア１周期毎に開放相の電圧検出を行う。
また、図７は、モータ通電周波数の切替えによる開放相電圧のサンプリング周期の変化を例示する。この図７に示すように、モータ通電周波数の切替えを実施すると、開放相電圧のサンプリング周期が変化し、１つの通電モードで通電制御している途中でモータ通電周波数の切替えを行うと、開放相電圧の検出値に基づく通電モードの切り替えタイミングの検出精度が低下する場合がある。

そこで、制御ユニット２１３は、１つの通電モードの途中ではモータ通電周波数の切替えを実施せずに、次の通電モードへの切り替えまで待ってモータ通電周波数の切替えを実施し、１つの通電モードの途中で開放相電圧のサンプリング周期が変化することを抑制する。
また、開放相電圧の検出値に基づき通電モードの切り替えタイミングを検出するセンサレス制御においては、制御ユニット２１３のマイクロコンピュータは開放相電圧の検出値をＡ／Ｄ変換して読み込むが、Ａ／Ｄ変換処理には時間を要し、また、通電の立ち上がり時には開放相電圧の変動が発生して電圧検出精度が低下する。

そのため、制御ユニット２１３は、電圧の変動期間が経過してからＡ／Ｄ変換を開始し、かつＡ／Ｄ変換処理時間が経過するまで通電を継続させる必要が生じ、「電圧の変動期間＋Ａ／Ｄ変換処理時間」から開放相電圧の検出を行うための最低通電時間（最低デューティ）が決まる。

以下では、指令デューティに応じた通電を行わせつつ、最低デューティ以上のデューティとして開放相の電圧を検出させる処理を説明する。
図８−図１０は、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）であるときに、最低デューティＺ（％）の通電を行わせて開放相の電圧を検出させる制御パターンの一例を示す。なお、図８−図１０は、最低デューティＺ（％）を２０％と仮定した例であり、Ｕ相からＶ相に電流を流す第１通電モードＭ１でのデューティ制御の例である。

図８はパターンＡにおけるデューティの設定例を示す。図８の場合、指令デューティＸ（％）＝５０％であり、指令デューティＸは最低デューティＺ（％）＝２０％よりも大きいから、制御ユニット２１３は、指令デューティＸ（％）＝５０％による通電をキャリアの１周期毎に１回行わせ、かつ、キャリアの１周期毎に開放相の電圧検出を行う。
また、例えば、指令デューティＸ（％）が最低デューティＺ（％）＝２０％よりも小さい１５％である場合、キャリアの１周期毎に指令デューティＸ（％）＝１５％での通電を行うと、各通電におけるデューティが最低デューティＺ（％）＝２０％を下回り、開放相の電圧検出を行えなくなってしまう。

そこで、制御ユニット２１３は、指令デューティＸ（％）が最低デューティＺを下回る場合は、図９のパターンＢに示すように、最低デューティＺでの通電を行うキャリア１周期（主周期）と、主周期でのデューティの過剰分を補正するデューティで通電を行うキャリア１周期（補正周期）とを交互に設定する。
例えば、図９に示す例では、主周期において２０％デューティで通電させ、補正周期において１０％デューティで通電させることで、平均的なデューティは、平均デューティ＝（２０％＋１０％）／２＝１５％となり、指令デューティＸ（％）＝１５％に対応する通電が行われる。

そして、デューティ２０（％）での通電を行う主周期のときには、最低デューティＺ（％）＝２０％以上の条件を満たすので、制御ユニット２１３は、主周期のときに開放相の電圧検出を行い、デューティ１０（％）で通電を行わせる補正周期のときには開放相の電圧検出を行わず、キャリアの２周期に１回の割合で開放相の電圧検出を行う。
つまり、主周期では、最低デューティＺ（％）＝２０％以上のデューティで通電を行わせて開放相の電圧検出を可能とし、補正周期では、２０％を下回るデューティで通電を行わせることで、平均的には最低デューティＺ（％）を下回るデューティでの通電を可能にできる。

但し、主周期での通電をデューティ２０（％）で行わせ、補正周期での通電をデューティ０（％）で行わせた場合の平均デューティである１０％が、図９に例示した通電制御（パターンＢ）における最小平均デューティとなり、１０％を下回る指令デューティでの通電を実現できない。
そこで、指令デューティＸがＺ／２を下回る場合には、制御ユニット２１３は、図１０に例示するパターンＣで通電制御を行う。

図１０のパターンＣにおいて、指令デューティＸ（％）＝５％であり、主周期では、最低デューティＺ（％）＝２０％以上のデューティで通電を行わせて開放相の電圧検出を可能とする。
一方、補正周期では、Ｕ相からＶ相に電流を流す第１通電モードであるが逆にＶ相からＵ相に電流を流すように、Ｖ相のデューティを０％としＵ相のデューティを１０％に設定し、第１通電モードにおける電流の向きと逆方向の電流の流れをマイナスとすれば、補正周期で−１０％に相当する通電を行わせる。

つまり、主周期でデューティ２０（％）（最低デューティＺ）の通電を行わせ、補正周期で−１０％の通電を行わせることで、キャリア２周期（主周期と補正周期）の平均デューティが、（２０％−１０％）／２＝５％になって、指令デューティＸ（％）＝５％での通電を行え、主周期におけるデューティ２０（％）の通電において開放相の電圧検出を行わせる。
このように、主周期でデューティ２０（％）（最低デューティＺ）の通電を行わせ、補正周期でそのときの通電モードにおける電流の流れと逆方向に電流を流すデューティを設定することで、開放相の電圧検出を可能としつつ１０％を下回る指令デューティでの通電を実現できる。

一方、図１１−図１３は、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であるときに、最低デューティＺ（％）の通電を行わせて開放相の電圧を検出させる処理の一例を示す。なお、図１１−図１３は、最低デューティＺ（％）を２０％と仮定した例であり、Ｕ相からＶ相に電流を流す第１通電モードＭ１でのデューティ制御の例である。
図１１に例示したパターンＤは、指令デューティＸが最低デューティＺ（％）＝２０％よりも大きい５０％のときのデューティ特性を示す。この場合は、通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−Ｘ）／２＝（１００−５０）／２＝２５％に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋Ｘ）／２＝（１００＋５０）／２＝７５（％）に設定する。

これにより、キャリア１周期でＸ／２＝５０／２＝２５％のデューティ幅の通電が２回行われ、キャリア１周期での合計デューティが指令デューティＸになるとともに、各通電のデューティが最低デューティＺよりも大きくなって、主周期及び補正周期の前半周期で開放相の電圧を検出させることができる。
つまり、「指令デューティＸ／２≧最低デューティＺ」を満たす指令デューティＸのときには、通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−Ｘ）／２（％）に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋Ｘ）／２（％）に設定する基本特性のままで、開放相の電圧検出が可能である。

これに対し、指令デューティＸが「指令デューティＸ／２≧最低デューティＺ」を満たさない場合、例えば、最低デューティＺが２０％であるときに指令デューティＸが４０％未満である場合に、各キャリア周期の前半周期及び後半周期でＸ／２（％）のデューティ幅の通電を行わせると、各通電が最低デューティＺを下回るデューティで実施されることになり、いずれの通電においても開放相の電圧を検出させることができなくなる。
そこで、指令デューティＸが「指令デューティＸ／２≧最低デューティＺ」を満たさない場合は、制御ユニット２１３は、図１２又は図１３に例示するようにして通電制御を行う。

図１２のパターンＥは、指令デューティＸが３０％であるときの通電制御を示す。
図１２のパターンＥにおいて、主周期では、前半周期及び後半周期で最低デューティＺ＝２０（％）のデューティ幅の通電が行われるように、通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２Ｚ）／２＝（１００−２＊２０）／２＝３０％に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２Ｚ）／２＝（１００＋２＊２０）／２＝７０％に設定する。

一方、主周期と補正周期との合計デューティが指令デューティＸの２倍のデューティになるように、補正周期における通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２＊（Ｘ−Ｚ））／２＝（１００−２＊１０）／２＝４０％に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２＊（Ｘ−Ｚ））／２＝（１００＋２＊１０）／２＝６０％に設定する。

これにより、主周期では最低デューティＺ＝２０（％）のデューティ幅の通電が２回行われて合計の通電時間は４０％デューティとなり、補正周期では１０％のデューティ幅の通電が２回行われて合計の通電時間は２０％デューティとなるから、主周期及び補正周期での平均デューティは、（４０＋２０）／２＝３０％となり、指令デューティＸ＝３０％を実現できる。
また、主周期では、最低デューティＺでの通電が行われるから、主周期の前半周期の通電において開放相の電圧を検出させることができる。

図１２に示したパターンＥの場合、主周期は、最低デューティＺ＝２０％での通電を２回行わせて合計４０％デューティだけ通電させるから、補正周期の通電を零にしても、実現可能な平均デューティの下限は最低デューティＺ＝２０％となり、最低デューティＺを下回る指令デューティＸを実現できない。
そこで、最低デューティＺを下回る指令デューティＸの場合、制御ユニット２１３は、図１３のパターンＦに示すように通電制御する。

図１３のパターンＦは、指令デューティＸが５％であるときの例であり、主周期では、パターンＥと同様に、前半周期及び後半周期で最低デューティＺ＝２０（％）のデューティ幅の通電が行われるように、通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２Ｚ）／２＝（１００−２＊２０）／２＝３０％に設定し、通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２Ｚ）／２＝（１００＋２＊２０）／２＝７０％に設定する。
一方、補正周期では、前半周期及び後半周期において１５％デューティで第１通電モードとは逆のＶ相からＵ相に電流を流すように、通電上流相であるＶ相のＰＷＭデューティを（１００＋２＊（Ｚ−Ｘ））／２＝（１００＋２＊（２０−５））／２＝６５％とし、通電下流相であるＵ相のＰＷＭデューティを（１００−２＊（Ｚ−Ｘ））／２＝（１００−２＊（２０−５））／２＝３５％に設定する。

これにより、主周期では２０％＋２０％＝４０％デューティに相当する時間だけ通電が行われ、補正周期では、第１通電モードの通電方向とは逆方向に電流が流れるので、電流の逆向きをデューティのマイナスとして表せば、−１５％−１５％＝−３０％デューティに相当する時間だけ通電が行われ、主周期と補正周期との平均デューティは（４０％−３０％）／２＝５％となり、指令デューティＸに相当するデューティで通電されることになる。
そして、主周期の前半周期における２０％デューティでの通電時に開放相の電圧を検出させることができる。

以下では、制御ユニット２１３によって実施される、最低デューティＺ以上のデューティによる通電を確保して開放相の電圧を検出させる通電制御の流れを、図１４、図１５のフローチャートを参照しつつ説明する。
なお、図１４、図１５のフローチャートに示すルーチンは、キャリアの谷タイミング毎に制御ユニット２１３によって割り込み実行されるよう構成されている。

制御ユニット２１３は、ステップＳ３０１で、今回のキャリア周期が主周期のタイミングであるか否かを判別する。具体的には、制御ユニット２１３は、キャリア１周期毎にカウントアップされる周期カウンタの値に基づき主周期と補正周期とを交互に割り付ける。
そして、主周期のタイミングであれば、制御ユニット２１３は、ステップＳ３０２に進み、通電期間において開放相電圧をＡ／Ｄ変換して読み込む。

次いで、制御ユニット２１３は、ステップＳ３０３に進み、開放相電圧からモータ位置の推定を行い、次のステップＳ３０４では、モータ位置の推定結果に基づき通電モードを決定する。
そして、制御ユニット２１３は、ステップＳ３０５に進み、通電モードの切り替わりタイミングであるか否かを判別し、通電モードを切り替えないとき（前回と同じ通電モードが決定されたとき）には、ステップＳ３０６を迂回してステップＳ３０７に進む。

一方、通電モードを切り替えるときには、制御ユニット２１３はステップＳ３０６に進み、モータ通電周波数を、キャリア周波数の１倍（12kHz）からキャリア周波数の２倍（24kHz）に、若しくは、キャリア周波数の２倍（24kHz）からキャリア周波数の１倍（12kHz）に切り替える要求があれば、モータ通電周波数の設定を更新する。
例えば、１つの通電モードの途中でアイドルストップが実施された場合、制御ユニット２１３は、通電モードの切り替わりを待って、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍（12kHz）からキャリア周波数の２倍（24kHz）に切り替える。

ステップＳ３０７で制御ユニット２１３は、通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティの算出を行う。なお、このステップＳ３０７におけるデューティ算出処理については、後で詳細に説明する。
次いで、制御ユニット２１３は、ステップＳ３０８に進み、図８に例示したパターンＡでの通電制御を実施する条件であるか否かを判定する。つまり、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）であり、かつ、指令デューティＸが最低デューティＺ以上であれば、パターンＡでの通電制御を実施でき、制御ユニット２１３は、パターンＡでの通電制御を実施する条件が成立していると判定する。

パターンＡでの通電制御を実施する条件が成立している場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ３０９に進み、開放相の電圧検出のタイミングを次のキャリア周期（補正周期）の谷タイミングに設定する。
一方、パターンＡでの通電制御を実施する条件が成立していない場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１０に進み、図１１に例示したパターンＤでの通電制御を実施する条件であるか否かを判定する。
つまり、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であり、かつ、指令デューティＸが最低デューティＺの２倍以上であれば、パターンＤでの通電制御を実施でき、制御ユニット２１３は、パターンＤでの通電制御を実施する条件が成立していると判定する。

パターンＤでの通電制御を実施する条件が成立している場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１１に進み、開放相の電圧検出のタイミングを次のキャリア周期（補正周期）の前半周期の中央付近に設定する。
開放相の電圧検出のタイミング設定を行うと、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１２に進み、通電上流相、通電下流相の制御デューティとして補正周期のデューティを設定し、次周期である補正周期での通電に備える。

次いで、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１３に進み、周期カウンタを１に増加させることで、次回のステップＳ３０１の判定で補正周期のタイミングであると判別されるようにする。
制御ユニット２１３は、ステップＳ３０１で補正周期のタイミングであることを判別すると、ステップＳ３１４に進み、図８に例示したパターンＡ又は図１１に例示したＤでの通電制御を実施する条件であるか否かを判定する。

パターンＡ，Ｄ以外のパターンでは、補正周期において開放相電圧のサンプリングを行わないので、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１５−ステップＳ３１９を迂回してステップＳ３２０に進む。
一方、パターンＡ，Ｄでは、補正周期において開放相電圧のサンプリングを実施するので、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１５に進んで、通電期間において開放相電圧をＡ／Ｄ変換して読み込む。

次いで、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１６に進み、開放相電圧からモータ位置の推定を行い、次のステップＳ３１７では、モータ位置の推定結果に基づき通電モードを決定する。
そして、制御ユニット２１３は、ステップＳ３１８に進み、通電モードの切り替わりタイミングであるか否かを判別し、通電モードを切り替えないときには、ステップＳ３１９を迂回してステップＳ３２０に進む。

一方、通電モードを切り替えるときには、制御ユニット２１３はステップＳ３１９に進み、モータ通電周波数を、キャリア周波数の１倍（12kHz）からキャリア周波数の２倍（24kHz）に、若しくは、キャリア周波数の２倍（24kHz）からキャリア周波数の１倍（12kHz）に切り替える要求があれば、モータ通電周波数の設定を更新する。
ステップＳ３２０で、制御ユニット２１３は、通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティの算出を行う。なお、このステップＳ３２０におけるデューティ算出処理については、後で詳細に説明する。

次いで、ステップＳ３２１で、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍であるか２倍であるかを判別する。
そして、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍である場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ３２２に進み、開放相の電圧サンプリングタイミングを、次のキャリア周期（主周期）の谷タイミングに設定する。

一方、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍である場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ３２３に進み、開放相の電圧サンプリングタイミングを、次のキャリア周期（主周期）の前半周期の中央付近に設定する。
開放相の電圧検出のタイミング設定を行うと、制御ユニット２１３は、ステップＳ３２４に進み、通電上流相、通電下流相の制御デューティとして主周期のデューティを設定し、次周期である主周期での通電に備える。
次いで、制御ユニット２１３は、ステップＳ３２５に進み、周期カウンタを０にリセットすることで、次回のステップＳ３０１の判定で主周期のタイミングであると判別されるようにする。

図１６のフローチャートは、上記のステップＳ３０７、ステップＳ３２０におけるデューティ算出処理の流れを示す。
ステップＳ５０１で、制御ユニット２１３は、開放相の電圧検出のために要求される最低デューティをデューティＺに設定し、次いで、ステップＳ５０２では、指令デューティをデューティＸに設定する。

制御ユニット２１３は、ステップＳ５０３に進み、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）であるか否かを判別する。
そして、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）である場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０４に進み、指令デューティＸが最低デューティＺ以上であるか否かを判別する。

指令デューティＸが最低デューティＺ以上であって、かつ、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）である場合は、図８に示したパターンＡでの通電制御を採用できるので、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０５に進み、パターンＡで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。
つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０５にて、主周期及び補正周期の双方で、通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし、通電下流相のＰＷＭデューティを指令デューティＸとする。

一方、モータ通電周波数がキャリア周波数の１倍（12kHz）であるときに、指令デューティＸが最低デューティＺ未満であると、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０６に進み、指令デューティＸが最低デューティＺの半分の値以上（Ｘ≧Ｚ／２）であるか否かを判別する。
例えば、指令デューティＸが１０％で最低デューティＺが２０％である場合、主周期において２０％デューティで１回の通電を行わせ補正周期で通電を行わなければ、平均デューティは１０％になり指令デューティＸでの通電を実質的に実現でき、係る通電パターンはパターンＢに該当する。

そこで、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０７に進み、図９に例示したパターンＢで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。
つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０７にて、主周期での通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし、主周期での通電下流相のＰＷＭデューティを最低デューティＺとし、更に、補正周期での通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし、補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティを２Ｘ−Ｚに設定する。

例えば、指令デューティＸが１５％で最低デューティＺが２０％であれば、主周期での通電下流相のＰＷＭデューティは２０％に設定され、補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティは１０％に設定される。
一方、Ｘ≧Ｚ／２が成立せず、パターンＢでの通電制御を採用できない場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０８に進み、図１０に例示したパターンＣで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。

つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０８にて、主周期での通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし、主周期での通電下流相のＰＷＭデューティを最低デューティＺとし、更に、補正周期での通電上流相のＰＷＭデューティをＺ−２Ｘとし、補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティを０％に設定する。

例えば、指令デューティＸが５％で、最低デューティＺが２０％であれば、補正周期において、通電上流相のＰＷＭデューティは１０％に設定され、通電下流相のＰＷＭデューティは０％に設定される。これにより、例えば、第１通電モードのときに補正周期においてＶ相からＵ相に向けてデューティ１０（％）の間だけ電流が流れ、係る電流の向きは第１通電モードにおける電流の向きと逆方向であるから、第１通電モードとしては−１０％の通電が行われることになり、主周期と補正周期との平均デューティは、（最低デューティＺ−１０）／２＝５％となり、指令デューティＸの通電が実質的に行われることになる。

また、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）である場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５０９に進み、指令デューティＸと最低デューティＺとの相関が、Ｘ≧２Ｚを満たすか否かを判別する。例えば、指令デューティＸが５０％で最低デューティＺが２０％であれば、Ｘ≧２Ｚを満たすことになり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１０に進む。

ステップＳ５１０で、制御ユニット２１３は、図１１に示すパターンＤで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。
つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１０にて、主周期及び補正周期での通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−Ｘ）／２とし、主周期及び補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋Ｘ）／２とする。

例えば、指令デューティＸが５０％で、最低デューティＺが２０％であれば、主周期及び補正周期の双方で、前半周期で２５％デューティでの通電が１回、後半周期で２５％デューティでの通電が１回行われ、キャリア１周期で合計５０％デューティの間だけ通電されることになる。
また、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であってＸ≧２Ｚを満たさない場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１１に進み、指令デューティＸと最低デューティＺとの相関がＸ≧Ｚを満たすか否かを判別する。

例えば、指令デューティＸが３０％で、最低デューティＺが２０％である場合、パターンＤと同じデューティ設定を行うと、キャリア１周期でＸ／２＝３０／２＝１５％のデューティによる通電が２回行われることになり、各回の通電は最低デューティＺを下回る通電になってしまう。
そこで、指令デューティＸと最低デューティＺとの相関がＸ≧Ｚを満たす場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１２に進み、図１２に示すパターンＥで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。

つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１２にて、主周期での通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２Ｚ）／２とし、主周期での通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２Ｚ）／２として、最低デューティＺでの通電を主周期の前半周期と後半周期とでそれぞれに行わせるようにする。
また、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１２にて、補正周期での通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２＊（Ｘ−Ｚ））／２とし、補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２＊（Ｘ−Ｚ））／２とする。

例えば、指令デューティＸが３０％で最低デューティＺが２０％であれば、補正周期においては、前半周期で１０％デューティでの通電が１回、後半周期で１０％デューティでの通電が１回行われ、補正周期において合計２０％デューティの間だけ通電されることになる。
一方、主周期においては、前半周期で２０％デューティでの通電が１回、後半周期で２０％デューティでの通電が１回行われ、主周期において合計４０％デューティの間だけ通電されることになる。これにより、主周期と補正周期とでデューティの平均は、（４０＋２０）／２＝３０％となり、指令デューティＸ＝３０％に見合う通電制御が実現される。

また、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であってＸ≧Ｚを満たさない場合、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１３に進み、図１３に示すパターンＦで通電制御する場合での通電上流相のＰＷＭデューティ、通電下流相のＰＷＭデューティを算出する。
つまり、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１３にて、主周期での通電上流相のＰＷＭデューティを（１００−２Ｚ）／２とし、主周期での通電下流相のＰＷＭデューティを（１００＋２Ｚ）／２として、最低デューティＺでの通電を主周期の前半周期と後半周期とでそれぞれに行わせるようにする。

また、制御ユニット２１３は、ステップＳ５１３にて、補正周期での通電上流相のＰＷＭデューティを（１００＋２＊（Ｚ−Ｘ））／２とし、補正周期での通電下流相のＰＷＭデューティを（１００−２＊（Ｚ−Ｘ））／２とする。
例えば、指令デューティＸが５％で最低デューティＺが２０％であるときに、そのときの通電モードにおける電流の流れとは逆方向の通電が、補正周期の前半周期において１５％デューティで１回、後半周期において１５％デューティで１回行われ、補正周期において合計３０％デューティだけ逆向きに通電される。

一方、主周期においては、前半周期で２０％デューティでの通電が１回、後半周期で２０％デューティでの通電が１回行われ、主周期において合計４０％デューティの間だけ通電されることになる。これにより、主周期と補正周期との平均デューティは、逆向きの通電をマイナスデューティとすれば、（４０−３０）／２＝５％となり、指令デューティＸ＝５％に見合う通電制御が実現される。

ところで、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であるときに、図１３に例示したパターンＦで通電制御する場合、主周期での２回の通電では最低デューティＺの間だけそのときの通電モードでの通電方向に電流を流すのに対し、補正周期での２回の通電ではそのときの通電モードでの通電方向とは逆向きに電流を流すので、主周期と補正周期とでモータトルクの差が大きくなり、トルク変動により音振が悪化したり脱調が発生したりする可能性がある。

そこで、制御ユニット２１３は、モータ通電周波数がキャリア周波数の２倍（24kHz）であってＸ＜Ｚである場合に、図１３に例示したパターンＦに代えて図１７に例示したパターンＦ’に従って通電制御を行うことで、主周期と補正周期との間でのモータトルクの差を小さくし、音振の悪化や脱調の発生を抑制できる。
図１７に例示したパターンＦ’は、主周期においてはキャリアの谷タイミングを中心とする通電を１回行わせ、補正周期においては、キャリア１周期の前半周期で１回、後半周期で１回の通電を行わせ、かつ、補正周期における２回の通電は、そのときの通電モードでの通電方向とは逆方向に電流を流す。

主周期における１回の通電は最低デューティＺで行わせるので、主周期で最低デューティＺでの通電を２回行わせる場合に比べて、主周期における合計通電時間が半分に減り、更に、主周期での指令デューティＸに対する実デューティの過剰分が減ることで、補正周期において逆方向に電流を流すデューティを小さくできる。
これにより、主周期と補正周期との間でのモータトルクの差が小さくなる。

制御ユニット２１３は、パターンＦ’で通電制御する場合、主周期では通電上流相のＰＷＭデューティを０％とし通電下流相のＰＷＭデューティを最低デューティＺとし、補正周期では通電上流相のＰＷＭデューティを（１００＋（Ｚ−２Ｘ））／２通電下流相のＰＷＭデューティを（１００−（Ｚ−２Ｘ））／２とする。

以上に説明したパターンＤ−Ｆ’におけるＰＷＭデューティの計算式をまとめると、以下のようになる。尚、Ｘは指令デューティで、Ｚは最低デューティである。
パターンＤの主周期−通電上流相：（１００−Ｘ）／２
パターンＤの主周期−通電下流相：（１００＋Ｘ）／２
パターンＤの補正周期−通電上流相：（１００−Ｘ）／２
パターンＤの補正周期−通電下流相：（１００＋Ｘ）／２
パターンＥの主周期−通電上流相：（１００−２Ｚ）／２
パターンＥの主周期−通電下流相：（１００＋２Ｚ）／２
パターンＥの補正周期−通電上流相：（１００−２＊（Ｘ−Ｚ））／２
パターンＥの補正周期−通電下流相：（１００＋２＊（Ｘ−Ｚ））／２
パターンＦの主周期−通電上流相：（１００−２Ｚ）／２
パターンＦの主周期−通電下流相：（１００＋２Ｚ）／２
パターンＦの補正周期−通電上流相：（１００＋２＊（Ｚ−Ｘ））／２
パターンＦの補正周期−通電下流相：（１００−２＊（Ｚ−Ｘ））／２
パターンＦ’の主周期−通電上流相：０
パターンＦ’の主周期−通電下流相：Ｚ
パターンＦ’の補正周期−通電上流相：（１００＋（Ｚ−２Ｘ））／２
パターンＦ’の補正周期−通電下流相：（１００−（Ｚ−２Ｘ））／２

以上、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば種々の変形態様を採り得ることは自明である。
上記実施形態では、キャリア周波数を固定としたが、キャリア周波数を可変としつつモータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える構成とすることができる。

また、モータ通電周波数のキャリア周波数に対する倍率の変更を、モータ騒音の低減要求以外の条件で実施することができる。
また、指令デューティＸが小さくなるに従って、パターンＤ→パターンＥ→パターンＦと切り替える代わりに、例えば、パターンＥで実現可能なデューティを下回らないように指令デューティＸの下限を制限することができる。

また、パターンＦでブラシレスモータ２を駆動したときの回転変動が設定値を上回ったときに、パターンＦ’に切り替えるように構成することができる。
また、ブラシレスモータ２の目標回転速度が設定速度を上回るときに、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍から２倍に切り替える処理を禁止することができる。

また、本願では、キャリア１周期を１００％としたときに、周期の始まりから２５％の位置を中心として前半周期の通電が行われ、周期の始まりから７５％の位置を中心として後半周期の通電が行われるように、ＰＷＭデューティの計算式を設定してあるが、前半周期、後半周期における通電パルス幅の中心を上記の２５％位置、７５％位置に限定するものではない。

また、モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍から２倍に切り替える処理は、車両の運転者が選択する運転モードの切替えに基づき、切り替え処理の許可／禁止を設定することができ、例えばスポーツモードではモータ通電周波数をキャリア周波数の１倍に保持させ、コンフォートモードのときにモータ通電周波数をキャリア周波数の１倍から２倍に切替えることを許可する構成とすることができる。

また、キャリア周波数は12kHzに限定されず、可聴域内の周波数でかつ２倍としたときに可聴域よりも高周波となる周波数であれば、本願発明を適用することで上記と同様な作用効果を得ることができる。

１…電動オイルポンプ、２…ブラシレスモータ、３…モータ制御装置、２１２…モータ駆動回路、２１３…制御ユニット、２１３ａ…Ａ／Ｄ変換器、２１３ｂ…マイコン、２１５ｕ，２１５ｖ，２１５ｗ…巻線、２１６…永久磁石回転子、２１７ａ〜２１７ｆ…スイッチング素子

Claims (7)

1. ＰＷＭ制御により車両用ブラシレスモータを駆動する車両用モータ駆動装置において、
   モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、
   前記制御部は、キャリアの１周期当たりのオン時間割合である指令デューティがＸ（％）であるときに、通電上流側相のデューティを０（％）に設定し通電下流相のデューティをＸ（％）に設定して倍率を１倍とし、通電上流側相のデューティを（１００−Ｘ）／２（％）に設定し通電下流相のデューティを１００−（（１００−Ｘ）／２）（％）に設定して前記倍率を２倍とする、車両用モータの駆動装置。
2. ＰＷＭ制御により車両用ブラシレスモータを駆動する車両用モータ駆動装置において、
   モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、
   前記制御部は、
   キャリアの１周期で通電を１回行って倍率を１倍とし、前記キャリアの１周期の前半での１回の通電と後半での１回の通電との２回通電を行って前記倍率を２倍とし、
   前記キャリアの１周期の前半での通電時間と後半での通電時間とのいずれか一方で前記車両用ブラシレスモータの開放相の電圧を検出して通電モードの切り替えを行う、車両用モータの駆動装置。
3. 前記制御部は、前記キャリアの１周期毎に、前記車両用ブラシレスモータの開放相の電圧を検出するための最小通電時間を下回らないデューティを設定する主周期と、当該主周期による通電時間の過剰分を補正するためのデューティを設定する補正周期とに交互に切り替える、請求項２記載の車両用モータの駆動装置。
4. ＰＷＭ制御により車両用ブラシレスモータを駆動する車両用モータ駆動装置において、
   モータ通電周波数をキャリア周波数の１倍と２倍とに切り替える制御部を備え、
   前記制御部は、前記車両用ブラシレスモータの開放相の電圧に基づいて通電モードの切り替えタイミングを検出して通電モードの切り替えを行い、前記通電モードを切り替るときに倍率を切り替える、車両用モータの駆動装置。
5. 前記制御部は、車両においてモータ騒音の低減が要求される所定条件において前記倍率を１倍から２倍に切り替える、請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の車両用モータの駆動装置。
6. 前記車両用ブラシレスモータは内燃機関とともに車両に搭載され、前記所定条件は前記内燃機関が一時的に停止されたときである、請求項５記載の車両用モータの駆動装置。
7. 前記キャリア周波数は可聴域内の周波数であり、前記キャリア周波数の２倍の周波数は可聴域よりも高い周波数である、請求項１から請求項６のいずれか１つに記載の車両用モータの駆動装置。