JP4428440B2

JP4428440B2 - ロータ位置検出回路，モータ駆動装置及びロータ位置検出方法

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Publication number: JP4428440B2
Application number: JP2007289855A
Authority: JP
Inventors: 淳金森; 聡史吉村
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2007-05-28
Filing date: 2007-11-07
Publication date: 2010-03-10
Anticipated expiration: 2027-11-07
Also published as: CN101316088A; JP2009011143A; CN101316088B

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するためにステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する回路，モータ駆動装置及びロータ位置検出方法に関する。

ブラシレスＤＣモータの駆動を制御する場合、例えば特許文献１〜３に開示されているように、ホール素子のような位置センサを使用することなく、ロータの回転時にステータコイルに発生する相電圧を検出してロータの位置情報を得る、所謂位置センサレス駆動方式を採用する場合がある。

図１１には、特許文献１に開示されている技術（アナログフィルタ方式）を、例えば車両に搭載されるラジエータのファンモータを駆動する装置に適用した場合の概略構成を示す。モータ駆動装置１は、車両のバッテリ２より駆動用電源が供給されており、ブラシレスＤＣモータ３は、インバータ部４を介して駆動される。インバータ部４は、例えば６個のパワーＭＯＳＦＥＴ５ａ〜５ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、インバータ部４の各相出力端子は、夫々モータ３の各相ステータコイル６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに接続されている。

インバータ部４は、マイクロコンピュータ又は論理回路で構成される制御部７により制御され、各ＦＥＴ５のゲートにはゲートドライバ８を介して駆動信号が出力される。モータ３のロータ回転位置は位置検出回路９により検出され、その位置検出信号は制御部７に与えられる。位置検出回路９は、コンデンサＣ，抵抗Ｒで構成されるローパスフィルタ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗと、バッファアンプ（ボルテージフォロワ）１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗと、バッファアンプ１１の出力信号を仮想中性点電位と比較するコンパレータ１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗとで構成されている。ローパスフィルタ１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの入力端子は、インバータ部４の各相出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に接続されている。

図１２は、インバータ部４を介してモータ３に通電を行う場合における各部の電圧波形（Ｕ相のみ）を示す。モータ３の起動時には、制御部７は所定のパターンを与えて通電を行い、モータ３を起動する。モータ３が回転した場合、ステータコイル６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに発生する誘起電圧がコイル６の端子電圧に現れる（ａ）。コイル６の端子電圧にはＰＷＭ制御によるスイッチング波形が重畳されているため、それらをローパスフィルタ１０により除去すると、略正弦波状の電圧波形が得られる（ｂ）。そして、コンパレータ１２が、フィルタ１０の出力信号を仮想中性点電位と比較することで、矩形波状の各相位置信号が得られる（ｃ）。
制御部７は、外部の図示しないＥＣＵ（Electronic Control Unit）より与えられる制御信号に応じて、モータ３の回転速度を決定するＰＷＭデューティを設定する。それと共に、制御部７は、位置検出回路９より与えられる位置信号により転流タイミングを決定し、駆動信号を生成するとゲートドライバ８に出力する。

また、図１３には、特許文献２に開示されている技術（基準電圧比較方式）を適用した場合を示す。このモータ駆動装置１３は、モータ駆動装置１よりローパスフィルタ１０を除去し、制御部７を制御部１４に置き換えたもので構成される。そして、制御部１４は、１２０度通電方式の無通電区間に発生する誘起電圧を基準電圧と比較することでゼロクロス点を検出し、そのゼロクロス点から、カウンタなどを用いて位相を３０度遅らせた時点を求めて通電タイミングを設定する（図１４参照）。
また、特許文献３に開示されている技術は所謂中性点比較方式であり、モータの物理的な中性点と、抵抗回路により生成される仮想中性点と電位差に基づいて誘起電圧の３次高調波成分を抽出し、その高調波信号から位置検出信号を生成するものである。
特開昭６２−１２３９７９号公報特開平９−２６６６９０号公報特開平７−２８８９９２号公報

特許文献１のアナログフィルタ方式では、フィルタ１０により誘起電圧信号に含まれているスイッチングノイズを除去することで、フィルタ１０を通過した誘起電圧信号の位相に遅れが発生する（図１５（ｂ）参照）。この位相遅れを、通過信号の周波数全域に亘って略９０度とするには、ＣＲフィルタによる信号の減衰が許容できる範囲でＣＲ時定数を大きくし、カットオフ周波数を低くするのが好ましい。しかし、ＣＲ時定数を大きくすると、それに応じてフィルタ１０の出力信号レベルが低下することも問題となるため（図１５（ａ）参照）、駆動回転数範囲が広い場合は、全回転数範囲で位相遅れを９０度とすることは困難である。

ところで、車両用のファンモータを駆動する装置は、エンジンルーム内に搭載されるため、動作環境温度が極めて広範囲となる。そして、フィルタ１０のＣＲ時定数は、素子自体が公差を有することに加えて温度の影響を受け易く、結果としてばらつきが大きくなってしまう。従って、各相のフィルタ１０の時定数にずれが生じる可能性が高い。

特許文献２の基準電圧方式は、高速回転時や高負荷時に、通電相を切り替える際にフライホイールダイオードを介して還流電流が流れる区間が広がるため、ゼロクロス点が検出できなくなってしまう（図１６（ａ）参照）。また、３０度以上の進み角通電を行う場合もゼロクロス点が検出できない（図１６（ｂ）参照）。上記還流区間の長さは、モータの電気的時定数（Ｌ／Ｒ）及びモータ電流におおよそ比例することから、時定数が小さいモータを選択すれば回転数範囲を拡げることは可能である。ところが、そのようなモータは概して同一出力で比較すると大型となる傾向にある。また、グレードの高いマグネットを用いて小型化を図ることも可能だが、コストが上昇するという問題がある。
特許文献３の中性点比較方式では、Δ結線を採用するモータや、構造上中性点との接続をとることが困難なモータには使用することができない。たとえ中性点との接続がとれる場合でも、配線数が増加するという問題がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、従来の位置センサレス駆動方式が擁する欠点を解消できるロータ位置検出回路，その位置検出回路を備えてなるモータ駆動装置及びロータ位置検出方法を提供することにある。

請求項１記載のロータ位置検出回路によれば、第１位置推定手段は、相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力し、第２位置推定手段は、相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する。そして、補正手段は、第１回転位置信号によって示される回転位置を、第２回転位置信号によって補正する。

すなわち、アナログ的な信号処理を行う第１位置推定手段が出力する第１回転位置信号にはばらつきが含まれている可能性が高いが、モータ回転数の広い範囲に亘って前記回転位置信号を出力できるので、基本的には第１回転位置信号を使用するのが好ましい。一方、第２位置推定手段は、より精度の高い位置信号を出力できるが、モータの駆動条件によっては位置推定が不能となる場合がある。そこで、両者を組み合わせ、第１回転位置信号で示される回転位置を第２回転位置信号で補正すれば、総合的に、精度の高い位置信号を広い回転数範囲に亘って出力することができる。

そして、モータをＰＷＭ制御により回転数制御する場合、補正手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によってＰＷＭ信号のオンパルスの全てが所定期間によりマスクされない下限を下回る領域では第２回転位置信号に基づく補正を行わず、モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行う。すなわち、低速回転領域ではＰＷＭ信号のパルス幅が狭くなるため、第２位置推定手段によってはロータの位置推定ができなくなる。したがって、そのような領域では、補正位置量を付与するマップを使用することで、第１回転位置信号を補正することができる。

請求項２記載のロータ位置検出回路によれば、第１位置推定手段は、相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力し、第２位置推定手段は、相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する。そして、補正手段は、第１回転位置信号によって示される回転位置を、第２回転位置信号によって補正する。
すなわち、アナログ的な信号処理を行う第１位置推定手段が出力する第１回転位置信号にはばらつきが含まれている可能性が高いが、モータ回転数の広い範囲に亘って前記回転位置信号を出力できるので、基本的には第１回転位置信号を使用するのが好ましい。一方、第２位置推定手段は、より精度の高い位置信号を出力できるが、モータの駆動条件によっては位置推定が不能となる場合がある。そこで、両者を組み合わせ、第１回転位置信号で示される回転位置を第２回転位置信号で補正すれば、総合的に、精度の高い位置信号を広い回転数範囲に亘って出力することができる。
そして、補正手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によって相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域でも、第２回転位置信号に基づく補正を行わず、モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行う。前述したように、インバータを介してモータを駆動する場合、負荷状況によっては高速回転領域で還流区間が広がる場合があり、相電圧のゼロクロス点が検出できなくなくなるため、第２位置推定手段によってはロータの位置推定ができなくなる。したがって、そのような領域でも、補正位置量を付与するマップを使用すれば、第１回転位置信号を補正することができる。

請求項３記載のロータ位置検出回路によれば、第１位置推定手段は、相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力し、第２位置推定手段は、相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する。そして、補正手段は、第１回転位置信号によって示される回転位置を、第２回転位置信号によって補正する。
すなわち、アナログ的な信号処理を行う第１位置推定手段が出力する第１回転位置信号にはばらつきが含まれている可能性が高いが、モータ回転数の広い範囲に亘って前記回転位置信号を出力できるので、基本的には第１回転位置信号を使用するのが好ましい。一方、第２位置推定手段は、より精度の高い位置信号を出力できるが、モータの駆動条件によっては位置推定が不能となる場合がある。そこで、両者を組み合わせ、第１回転位置信号で示される回転位置を第２回転位置信号で補正すれば、総合的に、精度の高い位置信号を広い回転数範囲に亘って出力することができる。
そして、補正手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によって相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記上限以下の領域において第２回転位置信号に基づいて得られた補正位置量から近似式を求め、その近似式を使用して補正を行う。斯様に構成すれば、請求項２のようにマップを使用して補正を行う場合に比較して、より実際の駆動状態に適合した補正を行うことができる。

請求項４記載のロータ位置検出回路によれば、補正手段は、第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、電流検出手段によって検出される電源電流若しくはステータコイルに流れる電流の値に基づいて決定する。すなわち、第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域は還流区間の広狭に応じて決まり、電流の増加に伴い同区間が広がる。したがって、補正が可能な領域を電流値に基づいて適切に決定することができる。

請求項５記載のロータ位置検出回路によれば、第２位置推定手段を１相分だけ配置する。すなわち、第２位置推定手段は、補正用として少なくとも１相分があれば、モータの極数がある程度多い場合や回転速度が等速の場合に補正を行うことを前提にすると、第１回転位置信号の補正を十分に行うことができる。したがって、回路構成を簡略化してコストを削減できる。

請求項６記載のモータ駆動装置によれば、請求項１ないし５の何れかに記載のロータ位置検出回路を備え、当該回路により得られる回転位置信号に基づいて、駆動回路における通電タイミングを決定してブラシレスＤＣモータを駆動するので、モータの駆動を低振動，低騒音で行うことができると共に、駆動効率を向上させることができる。

請求項７記載のモータ駆動装置によれば、請求項１と同様に構成される第１，第２位置推定手段を備え、位相ずれ量算出手段が第１回転位置信号と第２回転位置信号の位相ずれ量を算出すると、通電タイミング決定手段は、第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくはその位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定する。したがって、請求項１と同様の効果が得られると共に、例えば進角通電を行なう必要がある場合には、電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えた時点から必要な進角量を付与することで容易に実現できる。

そして、モータをＰＷＭ制御により回転数制御する場合、通電タイミング決定手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によってＰＷＭ信号のオンパルスの全てが所定期間によりマスクされない下限を下回る領域では、モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップから得た補正量により，若しくはその補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定するので、請求項１と同様の効果が得られる。

請求項８記載のモータ駆動装置によれば、請求項１と同様に構成される第１，第２位置推定手段を備え、位相ずれ量算出手段が第１回転位置信号と第２回転位置信号の位相ずれ量を算出すると、通電タイミング決定手段は、第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくはその位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定する。したがって、請求項１と同様の効果が得られると共に、例えば進角通電を行なう必要がある場合には、電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えた時点から必要な進角量を付与することで容易に実現できる。
そして、通電タイミング決定手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によって相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップから得た補正量により，若しくはその補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定するので、請求項２と同様の効果が得られる。

請求項９記載のモータ駆動装置によれば、請求項１と同様に構成される第１，第２位置推定手段を備え、位相ずれ量算出手段が第１回転位置信号と第２回転位置信号の位相ずれ量を算出すると、通電タイミング決定手段は、第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくはその位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定する。したがって、請求項１と同様の効果が得られると共に、例えば進角通電を行なう必要がある場合には、電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えた時点から必要な進角量を付与することで容易に実現できる。
そして、通電タイミング決定手段は、モータの回転数が第２位置推定手段の信号処理によって相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記上限以下の領域において得られる第２回転位置信号と第１回転位置信号の位相ずれ量から近似式を求め、その近似式を使用して得られた補正量により，若しくは前記補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加え通電タイミングを決定するので、請求項３と同様の効果が得られる。

請求項１０記載のモータ駆動装置によれば、通電タイミング決定手段は、前記第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、前記電流検出手段により検出される電源線若しくはステータコイルに流れる電流の値に基づいて決定するので、請求項３と同様の効果が得られる。

請求項１１記載のモータ駆動装置によれば、モータの負荷を、車両に搭載されるファンとする。すなわち、負荷がファンである場合は、回転数の２乗に比例してトルクが増え、駆動回路を介してモータに通電される電流が増加するので、第１回転位置信号に生じる検出位置のずれ量が大きくなる傾向にある。したがって、本発明を有効に適用することができる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１ないし図７を参照して説明する。尚、図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。本実施例のモータ駆動装置２１は、モータ駆動装置１における制御部７及び位置検出回路９を、制御部（第２位置推定手段，補正手段，位相ずれ量算出手段，通電タイミング決定手段）２２及び位置検出回路２３に置き換えて構成されている。更に、インバータ部４における下アーム側ＦＥＴ５ｄ〜５ｆのソースとグランドとの間には、シャント抵抗２４が挿入されている。シャント抵抗（電流検出手段）２４の端子電圧は、電流検出回路（電流検出手段）２５により検出され、その検出出力は、制御部２２に与えられている。また、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２は図示を省略している。

位置検出回路２３は、ローパスフィルタ１０，バッファアンプ１１，コンパレータ１２を第１位置推定回路（第１位置推定手段）２７として、コンパレータ２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗよりなる第２位置推定回路（第２位置推定手段）２９を備えている。コンパレータ２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗは、第１位置推定回路２７とは異なり、ローパスフィルタを介すことなく、モータ３のＵ，Ｖ，Ｗの各相電圧を、仮想中性点電圧と直接比較する。そして、制御部２２は、コンパレータ２８Ｕ，２８Ｖ，２８Ｗの出力信号を受けて内部でデジタル処理を行い、（第２回転）位置信号を生成する。
尚、モータ３の負荷はファン４１であり、このファン４１は車両に搭載されるエアコンのラジエータ（熱交換器）４２やコンデンサ（凝縮器）４３に送風を行うものである。

ここで、制御部２２が行う上記デジタル処理の詳細について図２を参照して説明する。コンパレータ２８に入力される相電圧波形は、図２（ａ）に示すようにＰＷＭ信号によってスイッチングされた波形となっている、そして、コンパレータ２８は、入力される相電圧を図中に破線で示す基準電圧（仮想中性点電圧）と比較するが、インバータ部４を構成するＦＥＴ５のダイオードを介して還流電流が流れる区間は比較対象外であるから、コンパレータ２８の出力信号をマスクする必要がある（図２（ｂ）参照）。

また、実際の相電圧が基準電圧より低い期間でも、波形の立上がりで発生するオーバーシュートにより基準電圧を一時的に超えてしまう場合があるため、波形の立上がりに係る期間についてもマスクする必要がある（図２（ｂ）参照）。そこで、制御部２２は、ＰＷＭ信号（図２（ｃ）参照）のロジックに同期して、還流区間と、スイッチングのＯＦＦ期間と、ＯＦＦからＯＮに遷移する立ち上がり期間とをマスクする。尚、図２（ｄ）は、図２（ｂ）の一部を拡大して示すものである。
この時、モータ３が低速領域で運転される場合、ＰＷＭ信号のデューティは小さくなりオンパルス幅が狭くなるため、パルスの全てがマスクされてしまい検出（位置推定）が不能となってしまう。例えば搬送波周波数が２０ｋＨｚであり、マスク時間が５μｓであるとすると、検出が可能なデューティは１０％超の範囲となる。

一方、モータ３が高速領域で運転されると、誘起電圧のゼロクロス点間（１２０度通電の場合は、電気角６０度区間）が短くなり、検出が行い難くなる。また、負荷がファン４１のような場合は、回転数が上昇するのに応じて負荷が重くなり電源電流が増加するため還流区間が伸長し、その結果ゼロクロス点がマスクされる状態になる。例えば進み角０度で１２０度通電を行うと、ゼロクロス点は電気角６０度区間の中心に位置するため、還流区間が電気角３０度を超えるとマスクされてしまう。
以上のことから、第２位置推定回路２９による位置推定が可能な回転領域には下限と上限とが存在する。

次に、第１位置推定回路２７によって行われる位置推定に含まれる位相ずれについて図３を参照して説明する。図３は、第１位置推定回路２７が採用するアナログフィルタ方式について、モータ３の回転数変化に応じた位相ずれ特性を、無負荷の場合と、ファンを負荷とする場合とについて示すものである。無負荷の場合には、専らローパスフィルタ１０自体の特性に基づき、回転数が上昇するのに応じて位相ずれが９０度に近付く曲線を示す。そして、位相ずれが丁度９０度に達した場合に、進み角０度の通電タイミングに一致する。

一方、ファンが負荷の場合は、回転数が上昇するのに応じて通電電流が増加するので、還流電流が流れる区間が伸長し、ローパスフィルタ１０のコンデンサがより早く充電されるようになり、その結果位相ずれ量が途中から減少に転じる。
そこで、本実施例では、第１位置推定回路２７，第２位置推定回路２８を組み合わせて使用し、前者によって出力される第１回転位置信号を、後者によって出力される第２回転位置信号に基づき補正する。ただし、上述したように、第２位置推定回路２８による位置推定は、回転数が所定範囲内の場合に有効であるから、前記範囲外となる低速，高速領域では、図４に示す特性（ファンが負荷の場合）をマッピングしたデータテーブル（補正マップと称す）を使用して補正を行うようにする。

次に、本実施例の作用について図５ないし図７も参照して説明する。図５は、Ｕ相の回転位置信号の立上りエッジに基づいて通電信号を生成する場合の、制御部２２の処理内容を示すフローチャートである。制御部２２は、第２位置推定回路２８より出力されるＵ相の第２回転位置信号について、マスク処理された信号の立上りエッジを検出すると（ステップＳ１）、カウンタＡｕをスタートさせる（ステップＳ２）。尚、マスク処理の概要には図６（ａ）〜（ｃ）に示しており、前述した図２のように処理を行う結果、図６（ｃ）に示すように立上り，立下りエッジが誘起電圧のゼロクロス点に一致した矩形波信号が得られる。また、上記のステップＳ１，Ｓ２の処理は、以降に説明する処理とは独立して実行される。

そして、制御部２２は、第１位置推定回路２７より出力されるＵ相の第１回転位置信号の立上りエッジを検出すると（ステップＳ３，図６（ｅ）参照）、カウンタＡｕをストップさせると共に、上記エッジ間隔を検出するためのカウンタＢをストップさせる（ステップＳ４）。カウンタＡｕは、第１，第２回転位置信号の立上りエッジ間隔を検出するためのカウンタである。また、カウンタＢは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れのエッジを検出した場合でもストップする。
続いて、制御部２２は、カウンタＢの値から電気角６０度相当の区間長とモータ３の回転数とを算出し、カウンタＢをリセットスタートさせると（ステップＳ５）、カウンタＡｕの値とモータ３の回転数から第１回転位置信号の位相ずれ量を算出し、カウンタＡｕをリセットする（ステップＳ６）。

次に、制御部２２は、上記回転数が５００ｒｐｍ〜２０００ｒｐｍの範囲内にあるか（ステップＳ７）、インバータ部４より出力しているＰＷＭ信号のデューティが１０％以上あるか（ステップＳ８）、ステップＳ６で算出した位相ずれ量が５０度〜９０度の範囲内にあるか（ステップＳ９）否かを判断する。すなわち、ステップＳ７では、第２位置推定回路２８による位置推定が有効な回転数範囲か否かを判断し、ステップＳ８も前記有効回転数範囲の下限を下回ったか否かを判断する。また、ステップＳ９では、第１回転位置信号の位相ずれ量が通常の範囲内で検出されているか否かを判断する。

そして、これらのステップＳ７〜Ｓ９の全てにおいて（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ６で算出した位相ずれ量に応じて補正量を算出する（ステップＳ１０）。一方、ステップＳ７〜Ｓ９の何れか１つにおいて（ＮＯ）と判断すると、第２回転位置信号を利用して行う補正は無効と判定して、補正マップより位相ずれ量を取得し、補正量を算出する（ステップＳ１１）。ここで、
（補正量）＝９０度−（位相ずれ量）
である（図６（ｆ）参照）。

ステップＳ１０，Ｓ１１の実行後は、ステップＳ１２において通電タイミングの補正を行う。すなわち、第１回転位置信号の立上りエッジを起点として、電気角６０度（若しくは、電気角６０度のｎ倍（ｎは自然数））に上記補正量を加えたタイミングが、Ｕ相上アームのＯＦＦタイミング，Ｖ相上アームのＯＮタイミングとなる（図６（ｇ）参照）。尚、進角通電を行う場合は、図６（ｇ）に示すように、上記補正後のタイミングより進角分を差し引けば良い。
上記のケースに対応するタイミングチャートを図７に示す。尚、図７（ｂ）は図６（ｃ）に対応し、図７（ｃ）は図６（ｅ）に対応している。

また、１２０度通電方式の場合、各エッジを基準とした場合に補正する通電タイミングは、以下のように対応する（進角通電を行う場合）。
Ｕ相：立上り → Ｕ相上アームＯＦＦ，Ｖ相上アームＯＮ
：立下り → Ｖ相下アームＯＮ，Ｕ相下アームＯＦＦ
Ｖ相：立上り → Ｗ相上アームＯＮ，Ｖ相上アームＯＦＦ
：立下り → Ｗ相下アームＯＮ，Ｖ相下アームＯＦＦ
Ｗ相：立上り → Ｗ相上アームＯＦＦ，Ｕ相上アームＯＮ
：立下り → Ｗ相下アームＯＦＦ，Ｕ相下アームＯＮ

また、ステップＳ１１で求めた補正量が正であり、その値が当該補正量を算出するまでの演算時間以下で、且つ進角通電を行わない場合は、ステップＳ１２の処理において電気角６０度を加える必要はない。すなわち、図６（ｆ）に示す通電信号をそのまま使用すれば良い。この時、第１回転位置信号の立上りエッジを基点として上記補正量を加えたタイミングが、Ｗ相下アームのＯＮタイミング，Ｖ相下アームのＯＦＦタイミングとなる。通常、電流の増加等による位相ずれは電気角９０度に対して進み側となるため、進角通電を行わない場合は電気角６０度を加えなくても制御することが可能である。そしてこの場合、より精度良く通電を行うことができる。

進角通電を行わない場合、各エッジを基準とした場合に補正する通電タイミングは、以下のように対応する。
Ｕ相：立上り → Ｗ相下アームＯＮ，Ｖ相下アームＯＦＦ
：立下り → Ｗ相上アームＯＮ，Ｖ相上アームＯＦＦ
Ｖ相：立上り → Ｕ相下アームＯＮ，Ｗ相下アームＯＦＦ
：立下り → Ｕ相上アームＯＮ，Ｗ相上アームＯＦＦ
Ｗ相：立上り → Ｖ相下アームＯＮ，Ｕ相下アームＯＦＦ
：立下り → Ｖ相上アームＯＮ，Ｕ相上アームＯＦＦ
更に、電気角６０度を加えない場合でも、上記演算時間も考慮して、上記補正量より、進角量及び演算時間を減じたタイミングにより通電を行うことで進角側に制御することもできる。また、位相ずれ量に進角量も考慮した結果に応じて、電気角６０度を加える制御を行うか否かを決定しても良い。

以上のように本実施例によれば、モータ３を位置センサレス方式によりＰＷＭ制御する場合、モータ駆動装置２１の位置検出回路２３は、第１位置推定回路２７が相電圧の検出信号をローパスフィルタ１０の出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力し、制御部２２は、相電圧を基準電圧と直接比較する第２位置推定回路２９におけるコンパレータ１２の出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成し、第１回転位置信号によって示される回転位置を、第２回転位置信号によって補正するようにした。

すなわち、アナログ的な信号処理を行う第１位置推定回路２７が出力する第１回転位置信号にはばらつきが含まれている可能性が高く、また、回転数に応じて位相ずれ量が変化するが、モータ回転数の広い範囲に亘って前記回転位置信号を出力できる。一方、第２位置推定回路２９及び制御部２２は、より精度の高い位置信号を得ることができるが、モータ３の駆動条件によっては位置推定が不能となる場合がある。そこで、両者を組み合わせ、第１回転位置信号で示される回転位置を第２回転位置信号で補正すれば、総合的に、精度の高い位置信号を広い回転数範囲に亘って出力することができる。

また、制御部２２は、モータ３の回転数が下限を下回る領域，並びに上限を上回る領域では、第２回転位置信号に基づく補正を行わず、モータ３の回転数に対応した補正マップを使用して補正を行うので、ＰＷＭ信号のパルス幅が狭くなる低速回転領域や、負荷状況によっては還流区間が広がる高速回転領域で第２位置推定回路２９によるロータの位置推定が困難となる場合でも、補正マップを使用して第１回転位置信号を補正することができる。
更に、制御部２２は、第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、電流検出回路２５によって検出される電源電流値に基づいて決定するので、インバータ部４における還流区間の広狭を反映する電源電流に基づいて、補正が可能な領域を適切に決定することができる。

加えて、モータ３の負荷を、車両に搭載されるファン４１とするので、回転数が上昇するとモータ３の負荷が重くなり、インバータ部４を介してモータ３に通電される電流が増加することで、第１回転位置信号に生じる検出位置のずれ量が大きくなる場合に、有効に適用することができる。
また、制御部２２は、第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、第１回転位置信号と第２回転位置信号との位相ずれ量により，若しくは必要に応じて、前記位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定するので、進角通電を行なう必要がある場合には、電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えた時点から必要な進角量を付与することで容易に実現できる。

（第２実施例）
図８は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。第１実施例の図５に示すフローチャートのステップＳ７では、回転数範囲の上限を２０００ｒｐｍに固定しているが、第２実施例では、電流検出回路２５によって検出される電源電流値に応じて回転数の上限（Ｎmax）を可変する場合を説明する。

図８は、上記の原理を説明するものである。３相モータ３の極数が「１０」であり、還流区間のマスク時間をｔmaskとすると、上限回転数Ｎmaxは以下のように決まる。
Ｎmax＝（６０／ｔmask）×（２／１０）×（３０度／３６０度）
そして、図８（ａ）に示すように、還流区間は、電源電流値に略比例して伸長する。この場合、マスク時間ｔmaskを一定とすれば、上限回転数Ｎmaxも一定となる（図８（ｂ）参照）。

一方、図８（ｃ）に示すように、電源電流値が増加（還流区間が伸長）するのに応じてマスク時間ｔmaskを変化させると、上限回転数Ｎmaxは、上式に従い、電流値が小さくなるのに応じてより高い値に設定することができる（図８（ｄ）参照）。
以上のことから、制御部２２は、電流検出回路２５によって検出される電流値に応じて、ステップＳ７における上限回転数Ｎmaxを図８（ｄ）に示す曲線に基づき設定すれば、モータ３の回転数範囲をより広く設定することができる。

（第３実施例）
図９は本発明の第３実施例を示すものである。図９は、第１実施例の図５相当図である。第３実施例の構成は、第１実施例と同様であり、制御部２２における処理内容が相違している。図５のステップＳ７は、回転数範囲が５００ｒｐｍ以上かを判断するステップＳ７Ｌと、回転数範囲が２０００ｒｐｍ以下かを判断するステップＳ７Ｈとの２つに分かれており、何れも（ＹＥＳ）と判断すると、第１実施例と同様にステップＳ８〜Ｓ１２を実行する。また、ステップＳ７Ｌ，Ｓ８，Ｓ９の何れかで（ＮＯ）と判断した場合も、第１実施例と同様にステップＳ１１，Ｓ１２を実行する。

そして、ステップＳ１０の実行後は、並列的にステップＳ１３〜Ｓ１６の処理を実行する。尚、これらの処理は、ステップＳ１２を実行するまでの間に実行しても良い。まず、モータ３の回転数が、９００ｒｐｍ〜１０００ｒｐｍの範囲内にあるか否かを判断し（ステップＳ１３）、上記範囲内であれば（ＹＥＳ）、回転数と補正量とをそれぞれＮ１，Ｒ１として記憶する（ステップＳ１４）。

一方、ステップＳ１３において（ＮＯ）と判断すると、回転数が１８００ｒｐｍ〜２０００ｒｐｍの範囲内にあるか否かを判断し（ステップＳ１５）、上記範囲内であれば（ＹＥＳ）、回転数と補正量とをそれぞれＮ２，Ｒ２として記憶する（ステップＳ１６）。ステップＳ１３，Ｓ１６の何れにおいても（ＮＯ）判断した場合、回転数，補正量は記憶されない。

そして、ステップＳ７Ｈにおいて、回転数が上限の２０００ｒｐｍを超えており（ＮＯ）と判断すると、その時点で、ステップＳ１４，Ｓ１６で記憶させる回転数，補正量のデータＮ１，Ｒ１，Ｎ，Ｒ２が既に記憶されているか否かを判断し（ステップＳ１７）、それらのデータが揃っていなければ（ＮＯ）ステップＳ１１に移行して、第１実施例と同様にマップを利用した補正を行う。
一方、ステップＳ１７において（ＹＥＳ）と判断すると、制御部２２は、データＮ１，Ｒ１，Ｎ，Ｒ２を二次元座標上にマッピングした場合の直線式を算出する（ステップＳ１８）。そして、その直線式を利用して、回転数が２０００ｒｐｍを超えた場合の補正量を近似的に算出すると（ステップＳ１９）、ステップＳ１２に移行する。

以上のように第３実施例によれば、制御部２２は、モータ３の回転数が上限を上回る領域では、第２回転位置信号に基づく補正を行わず、上限以下の領域において第２回転位置信号に基づいて得られた補正位置量から直線近似式を求め、その近似式を使用して補正を行うので、第１実施例のように補正マップを使用して補正を行う場合に比較して、より実際の駆動状態に適合した補正を行うことができる。なお、この近似式は、直線近似に限らず、負荷やモータの特性などにより曲線の近似式を使用して補正しても良い。

（第４実施例）
図１０は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例のモータ駆動装置３１は、位置検出回路２３を位置検出回路３２に置き換えたものである。位置検出回路３２は、第２位置推定回路（第２位置推定手段）３３は、コンパレータ２８を、Ｕ相に対応した２８Ｕ一相分だけを有している。そして、制御部２２ａは、コンパレータ２８Ｕの出力信号より第２回転位置信号を生成し、補正を行う。

すなわち、第２位置推定回路３３は、補正用として少なくとも１相分があれば、モータ３の極数がある程度多い場合や回転速度が等速の場合に補正を行うことを前提にすると、第１回転位置信号の補正を十分に行うことができる。したがって、以上のように構成した第４実施例によれば、回路構成を簡略化してコストを削減できる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
ステップＳ８，Ｓ９は、個別の設計に応じて少なくとも一方を削除しても良い。
ステップＳ１２に示す通電処理の一例は１２０度通電方式に対応したものであり、通電角を広げる場合には適宜変更して実施すれば良い。
電流検出は、例えばカレントトランスなどの電流センサを用いて、モータ３のステータコイル６に流れる電流を検出しても良い。
３相モータに限ることなく、４相以上の多相モータに適用しても良い。
バッファアンプ１１は削除しても良い。
第２回転位置推定回路２９の比較基準電圧である仮想中性点電圧を、電源電圧の１／２に置き換えても良い。
モータの負荷は、ファン４１に限ることはない。

本発明の第１実施例であり、モータ駆動装置の構成を示す図制御部が行うデジタル処理の詳細を説明する図アナログフィルタ方式について、モータの回転数変化に応じた位相ずれ特性を、無負荷の場合とファンを負荷とする場合とについて示す図ファンを負荷とする場合に位相ずれの補正を行う回転数領域を示す図Ｕ相の回転位置信号の立上りエッジに基づき通電信号を生成する場合の処理内容を示すフローチャート第２回転位置信号を生成するためのマスク処理の概要並びに補正量の算出を示す図図５の処理に対応するタイミングチャート本発明の第２実施例であり、電流検出回路により検出される電源電流値に応じて回転数の上限（Ｎmax）を可変する場合を説明する図本発明の第３実施例を示す図５相当図本発明の第４実施例を示す図１相当図従来技術（その１）を示す図１相当図各部の電圧波形（Ｕ相のみ）を示す図従来技術（その２）を示す図１相当図図１２相当図図１１の構成の問題を説明する図図１３の構成の問題を説明する図

符号の説明

図面中、３はブラシレスＤＣモータ、１０はローパスフィルタ、２１はモータ駆動装置、２２は制御部（第２位置推定手段，補正手段，位相ずれ量算出手段，通電タイミング決定手段，ロータ位置検出回路）、２３は位置検出回路（ロータ位置検出回路）、２４はシャント抵抗（電流検出手段）、２５は電流検出回路（電流検出手段）、２７は第１位置推定回路（第１位置推定手段）、２９は第２位置推定回路（第２位置推定手段）、３１はモータ駆動装置、３２は位置検出回路（ロータ位置検出回路）、３３は第２位置推定回路（第２位置推定手段）、４１はファンを示す。

Claims

ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する回路において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正する補正手段とを備え、
前記モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって回転数制御する場合、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、ＰＷＭ信号波形の立上りに係る所定期間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記補正手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によってＰＷＭ信号のオンパルスの全てが前記所定期間によりマスクされない下限を下回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出回路。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する回路において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正する補正手段とを備え、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記補正手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出回路。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する回路において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正する補正手段とを備え、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記補正手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記上限以下の領域において前記第２回転位置信号に基づいて得られた補正位置量から近似式を求め、前記近似式を使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出回路。
電源線若しくは前記ステータコイルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
前記補正手段は、前記第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、前記電流検出手段によって検出される電流値に基づいて決定する請求項１乃至３の何れかに記載のロータ位置検出回路。
前記第２位置推定手段を、１相分だけ配置したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のロータ位置検出回路。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動する駆動回路と、
請求項１乃至５の何れかに記載のロータ位置検出回路とを備え、
このロータ位置検出回路により得られる回転位置信号に基づいて、前記駆動回路における通電タイミングを決定することを特徴とするモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出するロータ位置検出回路を備えたモータ駆動装置において、
前記ロータ位置検出回路は、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号と前記第２回転位置信号の位相ずれ量を算出する位相ずれ量算出手段と、
前記第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくは前記位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当（ｎは自然数）の位相量を加えて通電タイミングを決定する通電タイミング決定手段とを備え、
前記モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって回転数制御する場合、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、ＰＷＭ信号波形の立上りに係る所定期間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記通電タイミング決定手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によってＰＷＭ信号のオンパルスの全てが前記所定期間によりマスクされない下限を下回る領域では、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップから得た補正量により，若しくは前記補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定することを特徴とするモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出するロータ位置検出回路を備えたモータ駆動装置において、
前記ロータ位置検出回路は、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号と前記第２回転位置信号の位相ずれ量を算出する位相ずれ量算出手段と、
前記第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくは前記位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当（ｎは自然数）の位相量を加えて通電タイミングを決定する通電タイミング決定手段とを備え、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記通電タイミング決定手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップから得た補正量により，若しくは前記補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加えて通電タイミングを決定することを特徴とするモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出するロータ位置検出回路を備えたモータ駆動装置において、
前記ロータ位置検出回路は、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力するコンパレータとを備えてなる第１位置推定手段と、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号をデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力する第２位置推定手段と、
前記第１回転位置信号と前記第２回転位置信号の位相ずれ量を算出する位相ずれ量算出手段と、
前記第１回転位置信号が示すレベル変化エッジを起点として、前記位相ずれ量により，若しくは前記位相ずれ量に電気角６０度のｎ倍相当（ｎは自然数）の位相量を加えて通電タイミングを決定する通電タイミング決定手段とを備え、
前記第２位置推定手段は、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするように前記信号処理を行い、
前記通電タイミング決定手段は、前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記上限以下の領域において得られる前記第２回転位置信号と前記第１回転位置信号の位相ずれ量から近似式を求め、前記近似式を使用して得られた補正量により，若しくは前記補正量に電気角６０度のｎ倍相当の位相量を加え通電タイミングを決定することを特徴とするモータ駆動装置。
前記ロータ位置検出回路は、電源線若しくは前記ステータコイルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
前記通電タイミング決定手段は、前記第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、前記電流検出手段により検出される電流値に基づいて決定する請求項７乃至９の何れかに記載のモータ駆動装置。
前記モータの負荷は、車両に搭載されるファンであることを特徴とする請求項６乃至１０の何れかに記載のモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する方法において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力すると共に、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって駆動する場合、前記コンパレータの出力信号をＰＷＭ信号波形の立上りに係る所定期間はマスクするようにデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力し、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正し、
前記モータの回転数が前記信号処理によってＰＷＭ信号のオンパルスの全てが前記所定期間によりマスクされない下限を下回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出方法。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する方法において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力すると共に、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするようデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力し、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正し、
前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記モータの回転数に対応した補正位置量を付与するマップを使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出方法。
ブラシレスＤＣモータを位置センサレス方式により駆動するため、ステータコイルに発生する相電圧を検出し、その検出結果に基づいてロータの回転位置を検出する方法において、
前記相電圧の検出信号を低域濾波するローパスフィルタ、及びこのローパスフィルタの出力信号を基準電圧と比較して第１回転位置信号を出力すると共に、
前記相電圧を基準電圧と直接比較するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力信号を、前記モータのステータコイルに通電を行うトランジスタに接続されているダイオードに還流電流が流れる区間はマスクするようデジタル的に信号処理することで第２回転位置信号を生成して出力し、
前記第１回転位置信号によって示される回転位置を、前記第２回転位置信号によって補正し、
前記モータの回転数が前記信号処理によって前記相電圧のゼロクロス点がマスクされない上限を上回る領域では、前記第２回転位置信号に基づく補正を行わず、前記上限以下の領域において前記第２回転位置信号に基づいて得られた補正位置量から近似式を求め、前記近似式を使用して補正を行うことを特徴とするロータ位置検出方法。
前記第２回転位置信号に基づく補正が可能な領域を、電源線若しくは前記ステータコイルに流れる電流に基づいて決定する請求項１２乃至１４の何れかに記載のロータ位置検出方法。