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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein System zur Ansteuerung eines
bürstenlosen Motors, das dazu ausgelegt ist, einen bürstenlosen
Gleichstrommotor anzusteuern, indem es eine Ankerposition des Ankers
des Motors bestimmt bzw. erfasst, und insbesondere ein System und
ein Verfahren, die dazu ausgelegt sind, eine Ankerposition eines
bürstenlosen Gleichstrommotors auf der Grundlage einer
Spannung, die in einer Phasenspule des bürstenlosen Motors
induziert wird, zu bestimmen.
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Die
JP-A-62-123979 ,
die
JP-A-9-266690 und die
JP-A-7-288992 offenbaren
jeweils ein System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors. Bei
diesen Systemen werden die bürstenlosen Gleichstrommotoren
auf der Grundlage der Ankerposition ihres Ankers betrieben, die über
eine Phasenspannung erfasst wird, die in ihren Ringwicklungen induziert
wird.
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Der
in der
JP-A-62-123979 offenbarte
bürstenlose Gleichstrommotor kann für einen Gebläsemotor
mit einem Kühlungsventilator als Last verwendet werden,
der dazu dient, einen Kühler eines Kraftfahrzeugs gemäß der
11 dieser
Anmeldung zu kühlen. D. h., das System zur Ansteuerung
des bürstenlosen Gleichstrommotors weist einen bürstenlosen
Gleichstrommotor
3, einen Inverter
4, eine Steuereinheit
7,
einen Gate-Treiber
8 und eine Ankerpositionserfassungsschaltung
9 auf.
Der Inverter
4 ist aus einer Drehstrombrückenschaltung
bestehend aus sechs Leistungs-Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren
(MOSFETs)
5a bis
5f aufgebaut. Der Inverter
4 weist
drei Ausgangsanschlüsse auf, die jeweils mit den drei Phasenspulen
6U,
6V,
6W des Gleichstrommotors
3 verbunden
sind. Der Inverter
4 wird über den Gate-Treiber
8,
welcher die Gates der MOSFETs
5a bis
5f mit Ansteuersignalen
versorgt, von der Steuereinheit
7 gesteuert, so dass der
Inverter PWM-Signale an den bürstenlosen Gleichstrommotor
3 gibt.
Die Ankerposition des Ankers des bürstenlosen Gleichstrommotors
3 wird
von der Ankerpositionserfassungsschaltung
9 erfasst und
an die Steuereinheit
7 gegeben. Die Ankerpositionserfassungsschaltung
9 weist
drei Tiefpassfilter
10U,
10V,
10W, die
aus drei Kondensatoren Cu, Cv, Cw und drei Widerständen
Ru, Rv, Rw aufgebaut sind, drei Puffer-Verstärker
11U,
11V,
11W und drei
Komparatoren
12U,
12V,
12W auf. Der Eingangsanschluss von
jedem der Tiefpassfilter
10U,
10V,
10W ist
mit einem Knotenpunkt der Spannungsteilerwiderstände R
1U–R
2U,
R
1V–R
2V bzw.
R
1W–R
2W verbunden,
die jeweils zwischen die Ausgangsanschlüsse des Inverters
4 und
einer Masse geschaltet sind.
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Wenn
der Motor 3 betrieben wird, steuert die Steuereinheit 7 den
Inverter gemäß einem vorbestimmten Muster an,
um PWM-Schaltsignale bereitzustellen. Wenn der Motor 3 betrieben
wird, wird eine Phasenspannung in jeder der Ringwicklungen 6U, 6V, 6W induziert,
um den PWM-Schaltsignalen, wie in 12A gezeigt,
in der einzig das Spannungssignal in der U-Phasen-Ringwicklung 6U gezeigt
ist, überlagert zu werden. Die Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W entfernen
die Schaltsignale und formen das Spannungssignal derart, dass, wie
in 12B gezeigt, sinusförmige Spannungssignale
ausgegeben werden. Anschließend vergleichen die Komparatoren 12U, 12V und 12W die
sinusförmigen Spannungssignale jeweils mit einem virtuellen
neutralen Spannungspegel und geben, wie in 12C gezeigt, rechteckige
Ankerpositionssignale aus.
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Die
Steuereinheit 7 empfängt Steuersignale von einer
externen elektrischen Steuereinheit, um das Tastverhältnis
der PWM-Schaltsignale zu steuern. Die Steuereinheit 7 legt
ferner den Schaltzeitpunkt zur Erzeugung des Ansteuersignals fest,
das an den Gate-Treiber auszugeben ist.
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Wenn
die induzierte Spannung eines der Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W durchläuft,
nimmt die Phasenverzögerung, wie in 15B gezeigt,
mit zunehmender Drehzahl des Motors (oder des Ankers) zu. Obgleich
die Phasenverschiebung bei einer Phasenverzögerung von
90 Grad stabil wird, wenn die Zeitkonstante der Tiefpassfilter,
wie in 15B gezeigt, abnimmt, verringert
sich die Verstärkung des Tiefpassfilters, wenn die Zeitkonstante
des Tiefpassfilters, wie in 15A gezeigt,
zunimmt. Ferner ändert sich die Phasenverschiebung, wenn
sich die Temperatur des Tiefpassfilters, das für gewöhnlich
in der Nähe des Kühlers eines Kraftfahrzeugs angeordnet
ist, ändert. Folglich ist es schwierig, die Phasenverschiebung
auf einen festen Phasenwinkel, wie beispielsweise 90 Grad, zu steuern.
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Das
in der
JP-A-9-266690 offenbarte
System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
weist mit der Ausnahme, dass die Tiefpassfilter
10U,
10V,
10W,
wie in
13 gezeigt, ausgelassen sind,
ein ähnlich aufgebautes Ankerpositionserfassungssystem
auf. Die Steuereinheit dieses Systems erfasst Nullpunktübergänge
der induzierten Spannungswellen, indem sie die induzierte Spannung
mit einem Referenzspannungspegel vergleicht, und stellt Einschaltzeitpunkte
bereit, die sich, wie in
14 gezeigt,
mit einem Phasenwinkel von 30 Grad voneinander unterscheiden.
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Die
Nullpunktübergänge können jedoch nicht erfasst
werden, wenn die Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors
bedingt durch einen Strom, der durch die Dioden fließt,
die jeweils über die MOSFETs des Inverters geschaltet sind,
wie in 16A gezeigt, einen bestimmten
Pegel überschreitet. Die Nullpunktübergänge
können ferner nicht erfasst werden, wenn die Phase des
Phasensignals, wie in 16B gezeigt,
mit mehr als 30 Grad im elektrischen Winkel voreilt.
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Die
in der
JP-A-7-288992 offenbarte
Steuereinheit eines Systems zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors erfasst Komponenten einer Oberwelle dritter Ordnung,
indem sie den mechanischen Nullpunkt (neutral point) des Motors
und einen durch eine Widerstandsschaltung gebildeten virtuellen
Nullpunkt miteinander vergleicht, um so die Ankerposition des Ankers
zu erfassen.
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Es
ist jedoch schwierig, dieses System auf ein System anzuwenden, das
einen bürstenlosen Gleichstrommotor aufweist, bei dem die
Phasenspulen in einer Dreieckschaltung verbunden sind, da es erforderlich
ist, eine Ankerpositionserfassungsschaltung mit dem mechanischen
Nullpunkt zu verbinden, der in dem Motor mit den in einer Dreieckschaltung verbundenen
Phasenspulen nicht vorhanden ist.
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Es
ist folglich Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte
Ankerpositionserfassungsschaltung bereitzustellen, die sowohl auf
einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit in einer Dreieckschaltung
verbundenen Phasenspulen sowie auf einen bürstenlosen Gleichstrommotor
mit in einer Sternschaltung verbundenen Phasenspulen angewandt werden
kann.
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Es
ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte
Ankerpositionserfassungsschaltung bereitzustellen, die ein während
einer PWM-Schaltsteuerung erzeugtes hochfrequentes Rauschen wirksam
verringern kann.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist eine Ankerpositionserfassungsschaltung
auf: ein erstes Mittel zur Erfassung einer Phasenspannung, die in
einer der Phasenspulen induziert wird, eine erste Positionserfassungsschaltung
mit einem Tiefpassfilter, das mit dem ersten Mittel verbunden ist,
und einem ersten Komparator, welcher die Ausgangsspannung des Tiefpassfilters
mit einem Schwellenwert vergleicht, um ein erstes Ankerpositionssignal
zu erzeugen, und eine zweite Positionserfassungsschaltung mit einem
zweiten Komparator, welcher die Phasenspannung mit einem Schwellenwert
vergleicht, und einem zweiten Mittel, welches die Ausgangsspannung
des zweiten Komparators digital verarbeitet, um ein zweites Ankerpositionssignal
zu erzeugen, und ein drittes Mittel zur Korrektur des ersten Ankerpositionssignals
mit Hilfe des zweiten Ankerpositionssignals, um ein endgültiges
Ankerpositionssignal bereitzustellen, wenn die Drehzahl des bürstenlosen
Gleichstrommotors innerhalb eines messbaren Bereichs liegt.
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Das
erste Ankerpositionssignal kann die Ankerposition über
einen ziemlich großen Drehzahlbereich anzeigen, obgleich
die Ankerposition ungenau sein kann. Demgegenüber kann
das zweite Ankerpositionssignal eine genaue Ankerposition bei einem begrenzten
Drehzahlbereich des Ankers anzeigen. Gemäß den
obigen Merkmalen der vorliegenden Erfindung kann ein genaues Ankerpositionssignal über einen
großen Drehzahlbereich bereitgestellt werden, indem die
erste und die zweite Ankerpositionserfassungsschaltung kombiniert
werden.
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Bei
der obigen Ankerpositionserfassungsschaltung kann das dritte Mittel
ein Korrekturkennfeld aufweisen, das Korrekturwerte speichert, von
denen jeder einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors
entspricht, um das erste Positionssignal mit Hilfe eines der im
Korrekturkennfeld gespeicherten Korrekturwerte anstelle des zweiten
Ankerpositionssignals zu korrigieren, wenn die Drehzahl des Motors nicht
innerhalb des messbaren Bereichs liegt; kann das dritte Mittel eine
Approximation auf der Grundlage des zweiten Ankerpositionssignals
aufstellen und korrigiert das erste Positionssignal mit Hilfe eines
aus der Approximation errechneten Korrek turwerts, wenn die Drehzahl
des bürstenlosen Gleichstrommotors nicht innerhalb des
messbaren Bereichs liegt; kann ein viertes Mittel zur Erfassung
eines Betrags des durch wenigstens eine der Phasenspulen fließenden Stroms
hinzugefügt werden, so dass das dritte Mittel den messbaren
Bereich auf der Grundlage des Strombetrags festlegen kann; kann
die zweite Positionserfassungsschaltung eine Mehrzahl von Komparatoren
aufweisen, von denen jeder mit einer der Phasenspulen verbunden
ist, um das zweite Ankerpositionssignal zur Korrektur des ersten
Ankerpositionssignals, das jeder der Phasenspulen entspricht, bereitzustellen.
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Bei
dieser Ankerpositionserfassungsschaltung kann das dritte Mittel
das erste Positionssignal mit einem der im Korrekturkennfeld gespeicherten Korrekturwerte
korrigieren, wenn die Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors
nicht zwischen einem oberen und einem unteren Grenzwert des messbaren
Bereichs liegt.
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Folglich
kann die Ankerposition des bürstenlosen Gleichstrommotors
in einem deutlich größeren Drehzahlbereich genau
erfasst werden.
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Es
ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes
System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
bereitzustellen, das sowohl auf einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit
in einer Dreieckschaltung verbundenen Phasenspulen als auch auf
einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit in einer Sternschaltung
verbundenen Phasenspulen angewandt werden kann.
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Gemäß einer
weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein System
zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors die
vorstehend beschriebene Drehpositionserfassungsschaltung und eine
Motoransteuerschaltung, die einen bürstenlosen Gleichstrommotor
an von der Drehpositionserfassungsschaltung bereitgestellten Zeitpunkten
ansteuert, auf.
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Bei
diesem System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
kann das dritte Mittel ein Phasenverschiebungsberechnungsmittel
zur Berechnung einer Phasenverschiebung zwischen dem ersten Ankerpositionssignal
und dem zweiten Ankerpositionssignal und ein Einschaltzeitpunkteinstellmittel
zum Einstellen eines Einschaltzeitpunkts der Motoransteuerschaltung
auf der Grundlage einer Phase des ersten Ankerpositionssignals aufweisen. Die
Motoransteuerschaltung kann einen mit dem bürstenlosen
Gleichstrommotor verbundenen Inverter und einen den Inverter ansteuernden
Gate-Treiber aufweisen. Das dritte Mittel kann ein Korrekturkennfeld
aufweisen, das Korrekturwerte speichert, von denen jeder einer Drehzahl
des bürstenlosen Gleichstrommotors entspricht. Das Einschaltzeitpunkteinstellmittel
stellt den Einschaltzeitpunkt auf der Grundlage eines der Korrekturwerte
ein, wenn die Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors nicht
innerhalb des messbaren Bereichs liegt. Das Einschaltzeitpunkteinstellmittel
kann ein Vielfaches n des elektrischen Winkels von 60 Grad zur Phase
des ersten Ankerpositionssignals oder zu einem der Korrekturwerte
addieren, um den Einschaltzeitpunkt einzustellen, wobei n eine natürliche
Zahl ist.
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Dieses
System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
kann ferner ein viertes Mittel zur Erfassung eines Betrags des durch
wenigstens eine der Phasenspulen fließenden Stroms aufweisen.
In diesem Fall stellt das dritte Mittel den messbaren Bereich auf
der Grundlage des Strombetrags ein.
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Es
ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes
Verfahren zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
mit einer Mehrzahl von Phasenspulen bereitzustellen.
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Gemäß einer
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Verfahren die
folgenden Schritte auf: Erfassen einer Phasenspannung, die in einer
der Phasenspulen induziert wird; Geben der Phasenspannung auf ein
Tiefpassfilter, um ein wellenförmiges Phasensignal bereitzustellen;
Vergleichen des wellenförmigen Signals mit einem Schwellenwert,
um ein erstes Ankerpositionssignal bereitzustellen; direktes Vergleichen
der Phasenspannung mit einem Schwellenwert, um ein Ausgangssignal bereitzustellen;
digitales Verarbeiten des Ausgangssignals, um ein zweites Ankerpositionssignal
bereitzustellen; und Korrigieren des ersten Ankerpositionssignals
mit Hilfe des zweiten Ankerpositionssignals, um ein endgültiges
Ankerpositionssignal bereitzustellen, wenn die Drehzahl des Motors
innerhalb eines messbaren Bereichs liegt.
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Dieses
Verfahren kann ferner die folgenden Schritte aufweisen: Geben von
PWM-Steuersignalen auf die Phasenspulen des bürstenlosen
Gleichstrommotors; und Speichern von Korrekturwerten, von denen
jeder einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors
entspricht, oder Aufstellen einer Approximation auf der Grundlage
des zweiten Ankerpositionssignals. In diesem Fall wird die erste
Ankerposition mit Hilfe eines der Korrekturwerte korrigiert oder wird
die erste Ankerposition wird mit Hilfe eines aus der Approximation
errechneten Korrekturwerts korrigiert, wenn die Drehzahl des Motors
nicht innerhalb des messbaren Bereichs liegt.
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Weitere
Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung, die unter Bezugnahme
auf die beigefügte Zeichnung gemacht wurde, näher
ersichtlich sein. In der Zeichnung zeigt/zeigen:
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1 einen
Schaltplan eines Systems zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors gemäß einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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2A bis 2D graphische
Darstellungen digitaler Prozesse, die von einer Steuereinheit des
Motoransteuersystems ausgeführt werden;
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3A bis 3C graphische
Darstellungen einer Phasenverschiebung, die auftritt, wenn sich
die Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors ändert;
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4 eine
graphische Darstellung eines Drehzahlbereichs des bürstenlosen
Gleichstrommotors, bei dem eine Phasenkorrektur vorgenommen wird,
wenn der Motor einen Kühlungsventilator antreibt;
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5 ein
Ablaufdiagramm zum Bilden von Einschalt- und Ausschaltsignalen in Übereinstimmung
mit der ansteigenden Flanke eines U-Phasen-Ankerpositionssignals;
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6A bis 6G graphische
Darstellungen von Schritten zur Maskierung des zweiten Ankerpositionssignals
und der Phasenkorrektur eines ersten Ankerpositionssignals;
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7A bis 7D Zeitdiagramme
in Übereinstimmung mit dem in der 5 gezeigten
Ablaufdiagramm;
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8A und 8B graphische
Darstellungen eines Betriebs des bürstenlosen Gleichstrommotors
gemäß einer zweiten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
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9 ein
Ablaufdiagramm eines Prozesses zum Bilden eines Einschaltsignals
aus dem ersten und dem zweiten Ankerpositionssignal eines Systems
zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors gemäß einer
dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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10 einen
Schaltplan eines Systems zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors gemäß einer vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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11 einen
Schaltplan eines herkömmlichen Systems zur Ansteuerung
eines bürstenlosen Gleichstrommotors;
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12A bis 12C graphische
Darstellungen einer Phasenverschiebung einer induzierten Spannungswelle
in dem in der 11 gezeigten herkömmlichen
System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors,
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13 einen
Schaltplan eines weiteren herkömmlichen Systems zur Ansteuerung
eines bürstenlosen Gleichstrommotors;
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14A bis 14C graphische
Darstellungen einer Phasenverschiebung des in der 13 gezeigten
herkömmlichen Motoransteuersystems;
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15A und 15B graphische
Darstellungen zur Veranschaulichung von Problemen, die auftreten,
wenn sich die Drehzahl des in der 11 gezeigten
herkömmlichen Systems zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors ändert; und
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16A und 16B graphische
Darstellungen zur Veranschaulichung von Problemen, die auftreten,
wenn sich die Drehzahl des in der 13 gezeigten
herkömmlichen Motoransteuersystems ändert.
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Nachstehend
werden vier bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
beschrieben.
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Zunächst
wird ein System 21 zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die 1 bis 7 beschrieben. Das System 21 zur
Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors wird von
einer Batterie 2 gespeist, um einen Kühlungsventilator 41 anzutreiben,
der Kühlluft für einen Kühler 42 eines
Fahrzeugmotors und einen Kondensator 43 einer Klimaanlage
eines Fahrzeugs liefert. Das System 21 zur Ansteuerung
eines bürstenlosen Gleichstrommotors weist einen bürstenlosen
Gleichstrommotor 3, einen Inverter 4, einen Gate-Treiber 8,
eine Steuerschaltung 22, eine Ankerpositionserfassungsschaltung 23 und
eine Stromerfassungsschaltung 25 auf.
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Der
bürstenlose Gleichstrommotor 3 weist drei in einer
Sternschaltung verbundene Phasenspulen 6U, 6V, 6W auf.
Der Inverter 4 ist aus einer Drehstrombrückenschaltung
bestehend aus sechs Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOS-FETs) 5a, 5b, 5c, 5d, 5e und 5f,
von denen drei Ausgangsanschlüsse jeweils mit den drei
Phasenspulen 6U, 6V, 6W des Gleichstrommotors 3 verbunden
sind, und aus einem Shunt-Widerstand 24, der zwischen die
Sourcen der Low-Side-MOSFETs 5d 5e, 5f und
eine Masse geschaltet ist, aufgebaut. Der Shunt-Widerstand 24 ist
mit seinen gegenüberliegenden Enden ferner mit einem Paar
von Eingangsanschlüssen der Stromerfassungsschaltung 25 verbunden,
dessen Ausgangssignal an die Steuereinheit 22 gegeben wird.
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Die
Stromerfassungsschaltung 25 erfasst den Betrag des durch
den Shunt-Widerstand 24 fließenden Stroms und
gibt ein den Strombetrag beschreibendes Signal an die Steuereinheit 22.
Die Ankerpositionserfassungsschaltung 23 weist eine erste Positionserfassungsschaltung 27 und
eine zweite Positionserfassungsschaltung 28 auf. Die erste
Positionserfassungsschaltung 27 weist drei Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W,
drei Puffer-Verstärker 11U, 11V, 11W,
drei erste Komparatoren 12U, 12V, 12W usw. auf.
Die zweite Positionserfassungsschaltung 28 weist drei zweite
Komparatoren 28U, 28V, 28W auf.
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Die
Eingangsanschlüsse der ersten Komparatoren 12U, 12V, 12W der
ersten Positionserfassungsschaltung 27 sind über
die Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W, Spannungsteilerwiderstände
(nur in 11 gezeigt) und die Puffer-Verstärker 11U, 11V, 11W mit
den Phasenspulen 6U, 6V, 6W verbunden. Die
zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W sind
direkt mit den Phasenspulen 6U, 6V, 6W verbunden.
Die zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W vergleichen die
Phasenspannung von jeder der Phasenspulen 6U, 6V, 6W mit
einem virtuellen neutralen Spannungspegel.
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Die
Steuerschaltung 22 erzeugt ein zweites Ankerpositionssignal
auf der Grundlage der Ausgangssignale der zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W.
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Jedes
der Eingangssignale der zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W ist,
wie in 2A gezeigt, eine Phasenspannung,
die eine durch ein Pulsbreitenmodulationssignal (PWM-Signal) hervorgerufen
Schaltwellenform aufweist. Die Eingangssignale weisen durch den
Schaltbetrieb verursachte Überspannungen auf. Jeder der
zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W vergleicht
die Spannung seines Eingangssignals mit einer Schwellenwertspannung (neutrale
Spannung) und stellt, wie in 2B gezeigt,
ein Ausgangssignal bereit.
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Die
Steuerschaltung 22 maskiert die Ausgangssignale der zweiten
Komparatoren 28U, 28V, 28W während
einer Periode (Rückflussperiode), in ein Strom zurück
durch die Dioden der MOSFETs 5a, 5b, 5c, 5d, 5e, 5f fließt.
Die Ausgangssignale der zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W werden
ebenso von der Steuereinheit 22 maskiert, und zwar synchron
zum PWM-Signal, während Perioden, in denen das PWM-Signal
abfällt, bis zum Zeitpunkt, an dem es wieder ansteigt,
und während einer Übergangsperiode, welche die Überspannung
aufweist, wie in 2D gezeigt. 2C zeigt
den eingekreisten Abschnitt II-C in der 2B.
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Wenn
der Motor 3 in einem bestimmten niedrigen Drehzahlbereich
betrieben wird, wird das Tastverhältnis des PWM-Signals
derart gering, dass der gesamte Ab schnitt der Ausgangssignale der
zweiten Komparatoren 28U, 28V, 28W maskiert
wird. Wenn die Trägerfrequenz bei 20 kHz und die Maskierungsperiode
bei 5 μs liegt, sollte das Tastverhältnis, das erfasst
werden kann, bei über 10% liegen.
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Wenn
der Motor 3 demgegenüber in einem bestimmten hohen
Drehzahlbereich betrieben wird, wird die Breite der induzierten
Spannung (die Breite zwischen den Nullpunktübergängen)
zu gering, um erfasst werden zu können. Da die Ventilatorlast
mit zunehmender Drehzahl schwerer wird, wird die Rückflussperiode,
in welcher der Strom durch die Diode zurückfließt,
länger. Dies führt dazu, dass einer der Nullpunktübergänge
in der Rückflussperiode maskiert wird. Wenn der Motor 3 beispielsweise
mit einem PWM-Signal betrieben wird, dessen Einschaltperiode einen
Winkel von 120 Grad liegt, wobei der voreilende Winkel (leading
angle) 0 Grad ist, befindet sich der Nullpunktübergang
in der Mitte einer 60-Grad-Periode. Folglich wird der Nullpunktübergang
maskiert, wenn die Rückflussperiode einen elektrischen
Winkel von 30 Grad überschreitet.
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Wenn
der Motor 3 ohne Last betrieben wird, nimmt die Phasenverschiebung
einen Wert von nahezu 90 Grad an, wie durch die dicke durchgezogenen
Linie in der 3A gezeigt. D. h., die Phasenverschiebung
von 90 Grad entspricht dem Einschaltzeitpunkt, wenn der voreilende
Winkel 0 Grad beträgt.
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Da
der Laststrom mit zunehmender Drehzahl steigt, wenn die Last des
Motors 3 ein Kühlungsventilator 41 ist,
nimmt die Rückflussperiode zu. Folglich verkürzt
sich die Ladezeit der Kondensatoren der Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W und
nimmt die Phasenverschiebung mit zunehmender Drehzahl ab, wie durch
die dünne durchgezogene Linie in der 3A gezeigt.
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Die
Ankerposition kann sowohl in einem bestimmten niedrigen Drehzahlbereich
als auch in einem bestimmten hohen Drehzahlbereich mit Hilfe einer
Datentabelle oder eines Korrekturkennfeldes (correction map), in
dem, wie in 4 gezeigt, ein Verhältnis
zwischen der Drehzahl und der Phasenverschiebung gespeichert ist.
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Nachstehend
wird der Betrieb der Steuereinheit 22, in welcher das Einschaltsignal
auf der Grundlage der ansteigenden Flanke des zweiten Ankerpositionssignals erzeugt
wird, unter Bezugnahme auf die 5, 6A bis 6G und 7A bis 7D beschrieben.
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Wenn
die Steuereinheit 22 in Schritt S1 die ansteigende Flanke
des maskierten zweiten Ankerpositionssignals erfasst, das von der
zweiten Ankerpositionserfassungsschaltung 28 ausgegeben
wird und in den 6C und 7B gezeigt
ist, startet sie in Schritt S2 einen Zähler Au. Diese Schritte
werden getrennt von den folgenden Schritten ausgeführt.
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Die
zweite Ankerpositionserfassungsschaltung 28 erzeugt ein
in der 6B gezeigtes zweites U-Phasen-Ankerpositionssignal
aus der in den 6A und 7A gezeigten
U-Phasen-Spannung, die in der U-Phasen-Spule des Motors 3 induziert wird.
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Währenddessen
erzeugt die erste Ankerpositionserfassungsschaltung ein in den 6E und 7C gezeigtes
U-Phasen-Signal aus dem in der 6D gezeigten
Ausgangssignal des U-Phasen-Tiefpassfilters 10U, wenn das
U-Phasen-Signal in der U-Phasen-Spule des Motors 3 induziert
wird. Ein V-Phasen-Ankerpositionssignal ist in der 7D gezeigt.
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Wenn
die Steuereinheit 22 in Schritt S3 die ansteigende Flanke
des zweiten Ankerpositionssignals erfasst, das, wie in 6E gezeigt,
von der ersten Ankerpositionserfassungsschaltung 27 ausgegeben
wird, stoppt sie den Zähler Au und einen Zähler B
in Schritt S4. Der Zähler Au erfasst das Intervall zwischen
den ansteigenden Flanken des ersten und des zweiten Ankerpositionssignals.
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Der
Zähler B stoppt, wenn eine der Flanken des ersten und des
zweiten Ankerpositionssignals einer beliebigen Phase erfasst wird.
Anschließend berechnet die Steuereinheit 22 in
Schritt S5 eine Periode, die einem elektrischen Winkel von 60 Grad
entspricht, und die Drehzahl des Motors (oder des Ankers) aus dem
Zählwert des Zählers B und startet den Zähler 3 erneut.
Die Steuereinheit 22 berechnet ferner die Phasenverschiebung
des ersten Ankerpositionssignals aus dem Zählwert des Zählers
Au und der Drehzahl des Motors 3.
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Anschließend überprüft
die Steuereinheit 22 in Schritt 57, ob die Drehzahl
des Motors 3 zwischen 500 und 2000 U/min liegt, in Schritt 88,
ob das Tastverhältnis des PWM-Signals des Inverters nicht
unterhalb von 10% liegt oder nicht, und in Schritt S9, ob die in
Schritt S6 berechnete Phasenverschiebung zwischen 50 und 90 Grad
liegt. D. h., die Schritte S7, S8 dienen zur Überprüfung,
ob die von der zweiten Positionserfassungsschaltung 28 bereitgestellten Ankerpositionsdaten
verwendet werden können oder nicht, und der Schritt S9
dient zur Überprüfung, ob die von der zweiten
Positionserfassungsschaltung 28 bereitgestellten Phasenverschiebungsdaten
verwendet werden oder nicht.
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Wenn
die Ergebnisse der Überprüfungen in den Schritten
S7, S8 und S9 positiv sind (JA), wird in Schritt S10 ein Korrekturwert
für die in Schritt S6 berechnete Phasenverschiebung berechnet.
Wenn demgegenüber eines der Ergebnisse in den Schritten S7,
S8 und S9 negativ ist (NEIN), wird in Schritt S11 ein Korrekturwert
unter Verwendung eines Korrekturkennfeldes berechnet, wobei ein
Korrekturwert = 90 Grad – Winkel der Phasenverschiebung
ist.
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Anschließend
wird in Schritt 312 eine Korrektur des Einschaltzeitpunkts
vorgenommen, wobei der Korrekturwert und ein elektrischer Winkel
von 60 Grad (oder ein Winkel, der einem Vielfachen n des Winkels
von 60 Grad entspricht) zum Phasenwinkel der ansteigenden Flanke
des von der ersten Ankerpositionserfassungsschaltung 27 ausgegebenen U-Phasen-Ankerpositionssignals
addiert werden, um einen AUS-Zeitpunkt des oberen Arms der U-Phase (des
Gates des MOSFET 5a) und einen EIN-Zeitpunkt des oberen
Arms der V-Phase (des Gates des MOSFET 6b) bereitzustellen,
wie in 6F gezeigt. Wenn der Einschaltzeitpunkt
einen bestimmten Winkel voreilt, wird dieser Winkel, wie in 6G gezeigt, nach
einer Korrektur von dem Zeitpunkt abgezogen.
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Wenn
das Einschalten jeweils bei einem elektrischen Winkel von 120 Grad
erfolgt, wird der Zeitpunkt wie folgt korrigiert:
U-Phasen-Signal
steigt → der obere Arm der U-Phase wird ausgeschaltet und
der obere Arm der V-Phase wird eingeschaltet;
U-Phasen-Signal
fällt ab → der untere Arm der V-Phase wird eingeschaltet
und der untere Arm der U-Phase wird ausgeschaltet;
V-Phasensignal
steigt → der obere Arm der W-Phase wird eingeschaltet und
der obere Arm der V-Phase wird ausgeschaltet; und
V-Phasensignal
fällt ab → der untere Arm der W-Phase wird eingeschaltet
und der untere Arm der V-Phase wird ausgeschaltet;
W-Phasensignal
steigt → der obere Arm der W-Phase wird ausgeschaltet und
der obere Arm der U-Phase wird eingeschaltet; und
V-Phasensignal
fällt ab → der untere Arm der W-Phase wird ausgeschaltet
und der obere Arm der U-Phase wird eingeschaltet.
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Wenn
der in Schritt S11 unter Verwendung des Korrekturkennfeldes berechnete
Korrekturwert eine positive Zahl und kürzer als eine Zeit
zur Berechnung des Korrekturwertes ist, muss der elektrische Winkel
von 60 Grad in Schritt S12 nicht zum Korrekturwert addiert werden,
wenn der Einschaltzeitpunkt nicht voreilt. D. h., das in der 6F gezeigte
Einschaltsignal sollte angelegt sein. In diesem Fall wird der obige
Korrekturwert zur ansteigenden Flanke des Ausgangssignals der ersten
Ankerpositionsschaltung addiert, um den Einschaltzeitpunkt des unteren
Arms der W-Phase und den Ausschaltzeitpunkt des unteren Arms der
V-Phase bereitzustellen. Für gewöhnlich eilt die
Phasenverschiebung mit einem elektrischen Winkel von 90 Grad vor,
wenn der eingespeiste Strom zunimmt, und kann das Addieren des elektrischen
Winkels von 60 Grad, vorzugsweise, ausgelassen werden.
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In
diesem Fall ergeben sich die Einschaltzeitpunkte wie folgt:
U-Phasen-Signal
steigt → der untere Arm der W-Phase wird eingeschaltet
und der untere Arm der V-Phase wird ausgeschaltet;
U-Phasen-Signal
fällt ab → der obere Arm der W-Phase wird eingeschaltet
und der obere Arm der V-Phase wird ausgeschaltet;
V-Phasensignal
steigt → der untere Arm der U-Phase wird eingeschaltet
und der untere Arm der W-Phase wird ausgeschaltet; und
V-Phasensignal
fällt ab → der obere Arm der U-Phase wird eingeschaltet
und der obere Arm der W-Phase wird ausgeschaltet;
W-Phasensignal
steigt → der untere Arm der V-Phase wird eingeschaltet
und der untere Arm der U-Phase wird ausgeschaltet; und
V-Phasensignal
fällt ab → der obere Arm der V-Phase wird eingeschaltet
und der obere Arm der U-Phase wird ausgeschaltet.
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Nachstehend
wird ein System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
gemäß der zweiten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die 5 und 8A bis 8D beschrieben.
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Anstelle
des in der 5 gezeigten Schritts S7, bei
welchem die maximale Drehzahl auf 2000 U/min festgelegt ist, ändert
sich die maximale Drehzahl in Übereinstimmung mit dem von
der Stromerfassungsschaltung 25 erfassten Strom.
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Wenn
die Anzahl von Magnetpolen des Drehstrommotors 3 bei zehn
(10) liegt, kann die maximale Drehzahl Nmax wie
folgt beschrieben werden. Nmax =
(60/tmask) × (2/10) × (30
Grad/360 Grad),wobei tmask eine Maskierungszeit
ist.
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Die
Rückflussperiode und die maximale Drehzahl Nmax nehmen,
wie in den 8A und 8B gezeigt,
linear zu, wenn sich der Betrag des Stroms erhöht. Folglich stellt
die Steuereinheit 22 die maximale Drehzahl Nmax derart
ein, dass der Betriebsdrehzahlbereich des Motors 3 erweitert
werden kann.
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Nachstehend
wird ein System zur Ansteuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
gemäß der dritten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
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Diese
Ausführungsform entspricht mit Ausnahme des Betriebs der
Steuereinheit 22 nahezu der ersten Ausführungsform.
D. h., der in der 5 gezeigte Schritt S7 der ersten
Ausführungsform wird durch die in 9 gezeigten
Schritte S7L und S7H dieser Ausführungsform ersetzt. In
Schritt S7L wird überprüft, ob die Drehzahl größer
oder gleich 500 U/min ist, und in Schritt S7H wird überprüft,
ob die Drehzahl kleiner oder gleich 2000 U/min ist. Wenn beide Überprüfungsergebnisse
positiv sind (JA), werden anschließend die Schritte S8–S12
der ersten Ausführungsform ausgeführt. Wenn demgegenüber eines
der Überprüfungsergebnisse negativ ist (NEIN),
werden anschließend die Schritte S11, S12 der ersten Ausführungsform
ausgeführt. Auf den Schritt S10 folgend werden die Schritte
S13–S16 parallel ausgeführt. Die obigen Schritte
können ebenso vor dem Schritt S12 ausgeführt werden.
D. h., in Schritt S13 wird überprüft, ob die Drehzahl
zwischen 900 und 1000 U/min liegt oder nicht, und wenn das Überprüfungsergebnis
in Schritt S13 positiv ist (JA), werden in Schritt S14 eine Drehzahl
N1 und ein Korrekturwert R1 gespeichert. Wenn das Ergebnis negativ
ist (NEIN), wird in Schritt S15 überprüft, ob
die Drehzahl zwischen 1800 und 2000 U/min liegt oder nicht, und
werden in Schritt S16 eine Drehzahl N2 und ein Korrekturwert R2
gespeichert, wenn das Überprüfungsergebnis in
Schritt S15 positiv ist (JA). Wenn die Ergebnisse beider Überprüfungen
in den Schritten S13 und S16 negativ sind (NEIN), wird weder die
Drehzahl noch der Korrekturwert gespeichert.
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Anschließend
wird dann, wenn in Schritt S7H bestimmt wird, dass die Drehzahl über
2000 U/min liegt (S7H = NEIN), in Schritt S17 überprüft,
ob die Daten der Drehzahl und der Korrekturwerte N1, R1, N2 und
R2 gespeichert sind oder nicht. Wenn das Ergebnis dieser Überprüfung
negativ ist (NEIN), wird in Schritt S11 eine Korrektur gleich der
Korrektur gemäß der ersten Ausführungsform
unter Verwendung eines Kennfeldes ausgeführt. Wenn das
Ergebnis dieser Überprüfung in Schritt S7H demgegenüber positiv
ist (JA), berechnet die Steuereinheit 22 in Schritt S18
eine lineare Funktion der Daten N1, R1, N2, R2, wobei sie ein Kennfeld
bezüglich einer zweidimensionalen Koordinate bildet. Nachdem
die Steuereinheit 22 in Schritt S19 einen angenäherten
Korrekturwert aus der linearen Funktion bei einer 2000 U/min überschreitenden
Drehzahl berechnet hat, schreitet der Ablauf zu Schritt S12 voran.
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Nachstehend
wird ein System 31 zur Ansteuerung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors gemäß der vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 10 beschrieben.
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Die
Ankerpositionserfassungsschaltung 23 der ersten Ausführungsform
wird durch eine andere Ankerpositionserfassungsschaltung 32 ersetzt,
die eine zweite Positionserfassungsschaltung 33 mit nur einem
einzigen U-Phasen-Komparator 28U anstelle der zweiten Positionserfassungsschaltung 28 aufweist.
Die Steuerschaltung 22 erzeugt die zweiten Ankerpositionssignale
aus dem Ausgangssignal des U-Phasen-Komparators 28U.
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Die
vorliegende Erfindung wurde vorstehend in Verbindung mit ihren bevorzugten
Ausführungsformen offenbart. Es sollte jedoch verstanden
werden, dass sie auf verschiedene Weise ausgestaltet werden kann,
ohne ihren Schutzumfang zu verlassen, so wie er in den beigefügten
Ansprüchen dargelegt wird.
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Einer
der Schritt S8 und S9 kann ausgelassen werden. Die Stromerfassungsschaltung 25 kann einen
Stromwandler verwenden, um den Betrag des durch die Ringwicklung 6 fließenden
Stroms zu erfassen. Die Puffer-Verstärker 11U, 11V, 11W können ausgelassen
werden. Die Komparatoren 12U, 12V, 12W der
zweiten Positionserfassungsschaltung 28 können
die Phasensignale mit der halben Batteriespannung vergleichen. Die
Last des Motors 3 kann sich von dem Kühlungsventilator 41 unterscheiden.
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Vorstehend
wurde ein Drehpositionsbestimmungssystem für einen bürstenlosen
Motor offenbart.
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Eine
Ankerpositionserfassungsschaltung 23 + 22 zur
Erfassung der Ankerposition eines bürstenlosen Gleichstrommotors 3 weist
auf: eine erste Positionserfas sungsschaltung 27 mit einem
Tiefpassfilter 10U, 10V, 10W, das eine
in einer Phasenspule 6U, 6V, 6W induzierte
Phasenspannung formt, und einem ersten Komparator 12U, 12V, 12W,
welcher die Ausgangsspannung des Tiefpassfilters mit einem Schwellenwert
vergleicht, um ein erstes Ankerpositionssignal zu erzeugen, und
eine zweite Positionserfassungsschaltung 28 mit einem zweiten
Komparator 28U, 28V, 28W, welcher die
Phasenspannung mit einem Schwellenwert vergleicht, und einer Steuereinheit 22,
welche die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 28U, 28V, 28W digital
verarbeitet, um ein zweites Ankerpositionssignal zu erzeugen. Die Steuereinheit 22 korrigiert
das erste Ankerpositionssignal mit Hilfe des zweiten Ankerpositionssignals, um
ein endgültiges Ankerpositionssignal bereitzustellen, wenn
die Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors 3 innerhalb
eines messbaren Bereichs liegt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - JP 62-123979
A [0002, 0003]
- - JP 9-266690 A [0002, 0007]
- - JP 7-288992 A [0002, 0009]