TWI558090B

TWI558090B - 用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置及其方法

Info

Publication number: TWI558090B
Application number: TW104124051A
Authority: TW
Inventors: 蔡明融
Original assignee: 茂達電子股份有限公司
Priority date: 2015-07-24
Filing date: 2015-07-24
Publication date: 2016-11-11
Also published as: US10164556B2; TW201705672A; US20170025972A1

Description

用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置及其方法

本發明是有關於一種直流馬達之相位切換的控制裝置，且特別是一種能在直流馬達的運作過程中，藉由計數出關聯於直流馬達內轉子的各磁極位置之狀態變化的一計數值，來對下一週期所應輸出用來控制各半導體開關元件之導通或截止狀態的脈寬調變信號進行調整，以進而達到降低馬達震動噪音並且提升轉速的控制裝置及其方法。

一般來說，在目前習知的直流馬達中，通常採用的是以半導體開關元件來實現電子式的換相。舉例來說，在換相的運作過程中，主要是根據偵測直流馬達內轉子的磁極位置(N極與S極)，並且透過半導體開關元件的切換來進行相位轉換。然而，在半導體開關元件的切換過程中，因容易造成有線圈電流不穩定的發生，故進而引起馬達共振而產生出擾人的震動噪音，並且連帶地會影響到直流馬達的轉速。基於上述理由，提供出一種能夠使得直流馬達穩定運作的控制方法與電路顯得相當的重要。

具體來說，可請參閱到圖1A，圖1A是習知的直流馬達的驅動電路之示意圖。驅動電路10主要為由四個半導體開關元件Q1~Q4所構成的H橋式電路，並且其分別經由二個輸出端A及B來與直流馬達12電性連接。除此之外，在半導體開關元件Q1~Q4 的切換過程中，主要被區分為兩個相異的導通相位(Phase)，其中半導體開關元件Q1與Q4導通時稱為第一相位，而半導體開關元件Q2與Q3導通時則稱為第二相位。因此，驅動電路10必須被控制在上述兩導通相位間交互切換，才能夠有效地驅動得住直流馬達12的轉動。進一步來說，請再同時參閱到圖1B，圖1B為習知的直流馬達的控制電路之示意圖。外部的霍爾元件HAL可用來感測直流馬達12內轉子的各磁極位置之狀態變化，並據以產生出週期性的換相信號HC。接著，控制電路14接收由外部的PWM產生器16所產生的脈寬調變信號PW以及換相信號HC，以分別輸出開關控制信號H1、H2、L1及L2來控制驅動電路10內之各個半導體開關元件Q1~Q4的導通或截止狀態。之後，驅動電路10交替地輸出第一輸出信號VOUT1及第二輸出信號VOUT2至直流馬達12，才能夠相對地使得直流馬達12內轉子的各磁極位置發生變化，以進而有效地驅動住直流馬達12的轉動。

然而，由於目前的直流馬達12內轉子大多採用以永久磁鐵所製成，因此在實際的製作過程中，轉子的各磁極位置之尺寸大小可能不盡會是理想地均勻分佈，因此對於驅動電路10必須被控制在上述兩導通相位間交互切換時，所輸出的第一輸出信號VOUT1與第二輸出信號VOUT2應完全並不相同。

本發明實施例提供一種用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置，其中直流馬達內轉子被配置有2N個磁極位置來進行相位切換，且N為大於等於1的正整數，則所述控制裝置包括相位檢測器、至少一計數器、PWM調變產生器、控制電路以及全橋驅動電路。相位檢測器用以檢測直流馬達內轉子的磁極位置的狀態變化，並且據以產生出週期性的一個換相信號。計數器耦接於相位檢測器，並且用以根據所接收到的換相信號，來分別計數出關聯於各磁極位置的一個計數值。PWM調變產生器耦接於計數器及相位檢測器，並且用以週期性的依序輸出2N個脈寬調變信號，其中PWM調變產生器會是根據目前週期所接收到的關聯於每一磁極位置的計數值，來分別對於下一週期所依序輸出的每一脈寬調變信號進行調整。控制電路耦接於PWM調變產生器及相位檢測器，並且用以根據所接收到的脈寬調變信號與換相信號，來分別輸出一個第一方向驅動信號、一個第二方向驅動信號、一個第三邏輯信號以及一個第四邏輯信號。全橋驅動電路具有兩輸出端耦接於直流馬達，並且用以根據所接收到第一方向驅動信號、第二方向驅動信號、第三邏輯信號以及第四邏輯信號，來交替地輸出第一輸出信號以及第二輸出信號至直流馬達，以使得直流馬達內轉子的磁極位置進行變化，藉此以進而驅動直流馬達的轉動。

本發明實施例另提供一種控制方法，所述控制方法適用於一個用來消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置中，其中直流馬達內轉子被配置有2N個磁極位置來進行相位切換，且N為大於等於1的正整數，則所述控制裝置包括相位檢測器、至少一計數器、PWM調變產生器、控制電路以及全橋驅動電路，並且此PWM調變產生器用以週期性的依序輸出2N個脈寬調變信號，以進而使得直流馬達內轉子的磁極位置進行變化，其中所述控制方法包括以下步驟。利用相位檢測器，檢測直流馬達內轉子的磁極位置的狀態變化，並且據以產生出週期性的一個換相信號。利用計數器，根據所接收到的換相信號，來分別計數出關聯於每一磁極位置的一個計數值。利用PWM調變產生器，根據目前週期所接收到的關聯於每一磁極位置的計數值，來分別對於下一週期所依序輸出的每一脈寬調變信號進行調整。利用控制電路，根據所接收到的脈寬調變信號與換相信號，來分別輸出一個第一方向驅動信號、一個第二方向驅動信號、一個第三邏輯信號以及一個第四邏輯信號。利用全橋驅動電路，根據所接收到第一方向驅動信號、第二方向驅動信號、第三邏輯信號以及第四邏輯信號，來交替地輸出第一輸出信號以及第二輸出信號至直流馬達，以使得直流馬達內轉子的磁極位置進行變化，藉此以進而驅動該直流馬達的轉動。

綜上所述，本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置及其方法，能藉由計數出關聯於直流馬達內轉子的各磁極位置之狀態變化的計數值，來對下一週期所應輸出用來控制各半導體開關元件之導通或截止狀態的脈寬調變信號進行調整，以進而達到降低馬達震動噪音並且提升轉速的控制裝置及其方法。

為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。

10‧‧‧驅動電路

Q1~Q4‧‧‧半導體開關元件

A、B‧‧‧輸出端

12、22‧‧‧直流馬達

HAL‧‧‧霍爾元件

HC、HC’‧‧‧換相信號

14、208‧‧‧控制電路

16‧‧‧PWM產生器

PW、PW₁~PW_2N、PW₁~PW₄‧‧‧脈寬調變信號

H1、H2、L1、L2‧‧‧開關控制信號

VOUT1、VOUT1’‧‧‧第一輸出信號

VOUT2、VOUT2’‧‧‧第二輸出信號

N1、N2、S1、S2‧‧‧磁極位置

20‧‧‧控制裝置

202‧‧‧相位檢測器

204‧‧‧計數器

206‧‧‧PWM調變產生器

210‧‧‧全橋驅動電路

D1S‧‧‧第一方向驅動信號

D2S‧‧‧第二方向驅動信號

N1S‧‧‧第三邏輯信號

N2S‧‧‧第四邏輯信號

P1S‧‧‧第一邏輯信號

P2S‧‧‧第二邏輯信號

2081‧‧‧邏輯電路

2083‧‧‧切換電路

U1‧‧‧第一反及閘

U2‧‧‧第二反及閘

L‧‧‧線圈

M1‧‧‧第一上橋開關元件

M2‧‧‧第二上橋開關元件

M3‧‧‧第一下橋開關元件

M4‧‧‧第二下橋開關元件

T1、T2、T1’、T2’‧‧‧週期

△t‧‧‧工作週期

t11~t24、t11’~t24’‧‧‧時間區間

S701~S709‧‧‧流程步驟

VDD‧‧‧系統電壓

GND‧‧‧接地電壓

圖1A是習知的直流馬達的驅動電路之示意圖。

圖1B為習知的直流馬達的控制電路之示意圖。

圖2是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的功能方塊圖。

圖3是本發明實施例所提供的直流馬達內轉子之示意圖。

圖4是圖2之控制裝置中的相位檢測器及計數器的運作過程之波形示意圖。

圖5是圖2之控制裝置中的控制電路及全橋驅動電路之示意圖。

圖6A是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的運作過程之波形示意圖。

圖6B是本發明另一實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的運作過程之波形示意圖。

圖7是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制方法之流程示意圖。

在下文中，將藉由圖式說明本發明之各種實施例來詳細描述本發明。然而，本發明概念可能以許多不同形式來體現，且不應解釋為限於本文中所闡述之例示性實施例。此外，在圖式中相同參考數字可用以表示類似的元件。

首先，請參閱圖2，圖2是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的功能方塊圖。所述的控制裝置20包括相位檢測器202、至少一計數器204、PWM調變產生器206、控制電路208以及全橋驅動電路210。其中控制裝置20中的各元件可以是透過純硬件電路來實現，或者是透過硬件電路搭配固件或軟件來實現。總而言之，本發明並不限制控制裝置20的具體實現方式。另外，上述相位檢測器202、計數器204、PWM調變產生器206、控制電路208以及全橋驅動電路210可以是整合或是分開設置，且本發明亦不以此為限制。

簡單來說，本發明實施例是會先將直流馬達22內轉子配置為2N個磁極位置來進行相位切換。接著，相位檢測器202用以檢測直流馬達22內轉子的此2N個磁極位置的狀態變化，並且據以產生出週期性的一個換相信號HC’。計數器204耦接於相位檢測器202，並且計數器204將會用以根據所接收到的換相信號HC’，來分別計數出關聯於每一磁極位置的一個計數值。PWM調變產生器206耦接於計數器204及相位檢測器202，並且PWM調變產生器206用以週期性的依序輸出2N個脈寬調變信號PW₁~PW_2N，其中PWM調變產生器206則會是根據目前週期所接收到的關聯於每一磁極位置的計數值，來分別對於下一週期所依序輸出的每一脈寬調變信號PW₁~PW_2N進行調整。控制電路208耦接於PWM調變產生器206及相位檢測器202，並且控制電路208用以根據所接收到的脈寬調變信號PW₁~PW_2N與換相信號HC’，來分別輸出一個第一方向驅動信號D1S、一個第二方向驅動信號D2S、一個第三邏輯信號N1S以及一個第四邏輯信號N2S。全橋驅動電路210則具有兩輸出端耦接於直流馬達22，並且用以根據所接收到第一方向驅動信號D1S、第二方向驅動信號D2S、第三邏輯信號N1S以及第四邏輯信號N2S，來交替地輸出第一輸出信號VOUT1’與第二輸出信號VOUT2’至直流馬達22，以使得直流馬達22內轉子的此2N個磁極位置進行變化，藉此以進而驅動直流馬達22的轉動。

進一步來說，由於直流馬達22之結構為本技術領域中具有通常知識者所習知，因此有關於直流馬達22的細部內容於此就不再贅述。值得注意的是，本發明實施例中並不限制直流馬達22內轉子所需要具有的磁極位置總數目，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。換言之，本發明實施例中的N可以為大於等於1的任意正整數。因此，為了方便理解本發明，下面將會皆是以N為2的例子來進行說明，但本發明並不以此為限制。對此，若N為2的話，也就是表示說此直流馬達22內轉子被配置有4個磁極位置N1、S1、N2及S2來進行相位切換。

另外，相位檢測器202係可以為一霍爾感測元件(Hall-effect)，然本發明並不以此為限制。此霍爾感測元件主要可用來感測出直流馬達22內轉子的各磁極位置N1、S1、N2及S2的狀態變化，並且藉此產生出一個換相信號HC’。也就是說，透過此換相信號HC’，控制裝置20能夠清楚地知道出當前直流馬達22內轉子所切換到的為N1、S1、N2及S2的哪一磁極位置。接著，計數器204則會基於此換相信號HC’來分別計數出關聯於每一磁極位置N1、S1、N2及S2的一個計數值。舉例來說，本實施例中可以是使得計數器204會隨著換相信號HC’中的每一切換時點而重新開始計數，因此計數器204所獲得到的每一計數值，即表示為此換相信號HC’中的每一磁極位置N1、S1、N2及S2的一時間區間之計數值。

值得注意的是，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，在最理想狀態中，各磁極位置N1、S1、N2及S2的大小應該要平均分佈為各佔直流馬達22內轉子的四分之一，因此若在轉速為固定的情況下，此換相信號HC’中的每一磁極位置N1、S1、N2及S2的時間區間應該為相同一致的。也就是說，計數器204所獲得到的關聯於每一磁極位置N1、S1、N2及S2的計數值也要完全相同。然而，在實際的情況下，由於製程上的誤差影響，因此各磁極位置N1、S1、N2及S2的大小不見得會是精確地均勻分佈為各佔直流馬達22內轉子的四分之一，又或者是在其他極端的情況下，可以是將磁極位置N1及N2的大小配置為要比磁極位置S1及S2的大小來得較大許多。

舉例來說，請同時參閱到圖3與圖4，圖3是本發明實施例所提供的直流馬達內轉子之示意圖，圖4是圖2之控制裝置中的相位檢測器及計數器的運作過程之波形示意圖。因此，當在磁極位置N1及N2的大小被配置為各佔直流馬達22內轉子的三分之一，且磁極位置S1及S2的大小則被配置為各佔直流馬達22內轉子的六分之一時，明顯可發現，在相位檢測器202所產生出的換相信號HC’中，磁極位置N1及N2的時間區間t11及t13必定會比磁極位置S1及S2的時間區間t12及t14要來得較長許多。相對來說，計數器204所獲得到的關聯於磁極位置N1及N2的計數值也會比關聯於磁極位置S1及S2的計數值要來得較大許多。

另外一方面，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，PWM調變產生器206所依序輸出的每一脈寬調變信號PW₁~PW₄即為用來使得控制電路208能夠有效地控制住全橋驅動電路210在兩導通相位間交互切換之功效。值得注意的是，為了更進一步說明關於控制裝置20中控制電路208以及全橋驅動電路210的實現細節，本發明進一步提供其控制電路208及全橋驅動電路210的一種實施方式。請參閱到圖5，圖5是圖2之控制裝置中的控制電路及全橋驅動電路之示意圖。然而，下述僅是控制裝置20內控制電路208及全橋驅動電路210的其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。另外，本例所述的控制電路208及全橋驅動電路210可以在圖2所示的控制裝置20執行，因此請一併參閱圖2、圖3以利理解。其中圖5中部分與圖2相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節。

首先，控制電路208更可以包括有邏輯電路2081以及切換電路2083。其中，邏輯電路2081耦接於相位檢測器202，而切換電路2083耦接於邏輯電路2081及PWM調變產生器206。詳細來說，邏輯電路2081接收換相信號HC’，並且根據換相信號HC’的準位狀態，藉此以輸出具高電壓準位或低電壓準位的第一邏輯信號P1S、第二邏輯信號P2S、第三邏輯信號N1S以及第四邏輯信號N2S。進一步來說，在本實施例中，第一邏輯信號P1S與第四邏輯信號N2S之波形相同(亦即電壓準位相同)，第二邏輯信號P2S與第三邏輯信號N1S之波形相同(亦即電壓準位相同)，並且第一邏輯信號P1S與第二邏輯信號P2S彼此反相。

另外，切換電路2083用以根據所接收到的脈寬調變信號PW₁~PW₄以及第一邏輯信號P1S產生出一個第一方向驅動信號D1S，並且根據所接收到的脈寬調變信號PW₁~PW₄以及第二邏輯信號P2S產生出一個第二方向驅動信號D2S。在本實施例中，當第一邏輯信號P1S為高電壓準位時，則第一方向驅動信號D1S與脈寬調變信號PW₁~PW₄彼此反相，當第一邏輯信號P1S為低電壓準位時，則第一方向驅動信號D1S為高電壓準位。另一方面，當第二邏輯信號P2S為高電壓準位時，則第二方向驅動信號D2S與脈寬調變信號PW₁~PW₄彼此反相，並且當第二邏輯信號P2S為低電壓準位時，則第二方向驅動信號D2S為高電壓準位。

進一步來說，切換電路2083包括第一反及閘U1及第二反及閘 U2，並且全橋驅動電路210係由四個開關元件半導體開關元件以H橋式結構所組成，且這些開關元件半導體開關元件係耦接於控制電路208與直流馬達22的線圈L之間，其包括有第一上橋開關元件M1、第二上橋開關元件M2、第一下橋開關元件M3及第二下橋開關元件M4。

詳細來說，第一反及閘U1之輸入端分別連接PWM調變產生器206之輸出端與邏輯電路2081，並且第一反及閘U1之輸出端電性連接至全橋驅動電路208之第一上橋開關元件M1之閘極。第二反及閘U2之輸入端分別連接PWM調變產生器206之輸出端與邏輯電路2081，並且第二反及閘U2之輸出端電性連接至全橋驅動電路208之第二上橋開關元件M2之閘極。第一上橋開關元件M1與第二上橋開關元件M2之源極則分別電性連接至系統電壓VDD。第一下橋開關元件M3之汲極與閘極分別電性連接至第一上橋開關元件M1的汲極與邏輯電路2081，並且第一下橋開關元件M3之源極電性連接至接地電壓GND。第二下橋開關元件M4之汲極與閘極分別電性連接至第二上橋開關元件M2的汲極與邏輯電路2081，並且第二下橋開關元件M4之源極電性連接至接地電壓GND。

關於第一反及閘U1，其分別接收脈寬調變信號PW₁~PW₄與第一邏輯信號P1S，並且輸出第一方向驅動信號D1S至第一上橋開關元件M1之閘極以控制第一上橋開關元件M1之導通或截止狀態。

關於第二反及閘U2，分別接收脈寬調變信號PW₁~PW₄與第二邏輯信號P2S，並且輸出第二方向驅動信號D2S至第二上橋開關元件M2之閘極以控制第二上橋開關元件M2之導通或截止狀態。

關於第一上橋開關元件M1，第一上橋開關元件M1用以作為一半導體開關元件使用，並且接收並根據第一方向驅動信號D1S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第一上橋開關元件M1為P型金屬氧化半導體電晶體。

關於第二上橋開關元件M2，第二上橋開關元件M2用以作為一半導體開關元件使用，並且接收並根據第二方向驅動信號D2S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第二上橋開關元件M2為P型金屬氧化半導體電晶體。

關於第一下橋開關元件M3，第一下橋開關元件M3用以作為一半導體開關元件使用，並且用以接收並根據第三邏輯信號N1S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第一下橋開關元件M3為N型金屬氧化半導體電晶體。

關於第二下橋開關元件M4，第二下橋開關元件M4用以作為一半導體開關元件使用，並且用以接收並根據第四邏輯信號N2S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第二下橋開關元件M4為N型金屬氧化半導體電晶體。

另外一方面，為了更進一步說明關於控制裝置20的實現細節，本發明進一步提供其運作過程的波形示意圖。請參閱圖6A，圖6A是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的運作過程之波形示意圖。另外，本例所述的波形示意圖係可以在圖2所述的控制裝置20執行，因此請一併參閱圖2與圖5以利理解。然而，上述僅是控制裝置20運作過程中的一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。其中，換相信號HC’為一週期性的方波信號，並且描繪出其兩個週期T1、T2之波形以便說明本揭露內容，然本發明並不以此為限制。

由此可知，當在週期T1內的時間區間t11的情況下，邏輯電路2081偵測到換相信號HC’處於高電壓準位時，則邏輯電路2081會對應地輸出具高電壓準位之第二邏輯信號P2S以及第三邏輯信號N1S，並且邏輯電路2081會同時輸出低電壓準位之第一邏輯信號P1S與第四邏輯信號N2S。接著，切換電路2083接收由邏輯電路2081所傳送的邏輯信號P1S、P2S以及接收由PWM調變產生器206所傳送的脈寬調變信號PW₁，藉此以輸出與脈寬調變信號PW₁反相的第二方向驅動信號D2S至全橋驅動電路210，其中第一方向驅動信號D1S為高電壓準位之信號。之後，在全橋驅動電路210接收到第一方向驅動信號D1S與第二方向驅動信號D2S之同時，全橋驅動電路210還會接收由邏輯電路2081所傳送的第三邏輯信號N1S(高電壓準位)與第四邏輯信號N2S(低電壓準位)，並據此將第二輸出信號VOUT2’調變為等效上接近於正半波的弦波信號並且將第二輸出信號VOUT2’傳送至直流馬達22(在時間區間t11內VOUT1’保持為低電壓準位)。簡單來說，本揭露內容主要是透過與脈寬調變信號PW₁反相的第二方向驅動信號D2S來將第二輸出信號VOUT2’調變為等效上接近於正半波的弦波信號。

另外，當在週期T1內的時間區間t12的情況下，邏輯電路2081偵測到換相信號HC’處於低電壓準位時，則邏輯電路2081會對應地輸出具高電壓準位之第一邏輯信號P1S以及第四邏輯信號N2S，並且邏輯電路2081會同時輸出低電壓準位之第二邏輯信號P2S與第三邏輯信號N1S。接著，切換電路2083接收到由邏輯電路2081所傳送的邏輯信號P1S、P2S以及接收由PWM調變產生器206所傳送的脈寬調變信號PW₂，藉此以輸出與脈寬調變信號PW₂反相的第一方向驅動信號D1S至全橋驅動電路210，其中第二方向驅動信號D2S為高電壓準位之信號。之後，在全橋驅動電路210接收到第一方向驅動信號D1S與第二方向驅動信號之同時，全橋驅動電路210還會接收由邏輯電路318所傳送的第三邏輯信號N1S(低電壓準位)與第四邏輯信號N2S(高電壓準位)，並據此將第一輸出信號VOUT1’調變成等效上接近於正半波的弦波信號並且傳送第一輸出信號VOUT1’至直流馬達22(在時間區間t12內VOUT2’保持為低電壓準位)。簡單來說，本揭露內容主要是透過與脈寬調變信號PW₂反相的第一方向驅動信號D2S來將第一輸出信號VOUT1’調變為等效上接近於正半波的弦波信號。

以此類推，當在本實施例的週期T1內的時間區間t13及t14時，全橋驅動電路210將會同樣地交替切換輸出等效上接近於正半波的弦波信號的第二輸出信號VOUT2’及第一輸出信號VOUT1’至直流馬達22，以驅動直流馬達22的運轉。然而，由於在本實施例的週期T1內，PWM調變產生器206所輸出的皆為未經調整過的初始脈寬調變信號PW₁~PW₄，因此在週期T1的情況下，全橋驅動電路210所輸出的第一輸出信號VOUT1’及第二輸出信號VOUT2’可能為皆具有相同週期特性的弦波信號。舉例來說，週期T1內的第一輸出信號VOUT1’及第二輸出信號VOUT2’皆為固定在工作週期△t中，從0%-duty變化到100%-duty，之後再從100%-duty變化到0%-duty的弦波信號。值得注意的是，本發明並不限制工作週期△t的具體大小或實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。

進一步來說，可以發現，由於在時間區間t11及t13時，對於相應的半導體開關元件的切換過程太早結束，因此容易造成有相位切換上的不順暢發生，進而引起馬達共振而產生出擾人的震動噪音，並且連帶地影響到直流馬達的轉速。對此，為了有效地解決在週期T1內的上述問題，PWM調變產生器206將可以對下一週期(週期T2)所輸出的每一脈寬調變信號PW₁~PW₄進行調整。換言之，當在週期T2內，由於PWM調變產生器206所輸出的為依據週期T1內所獲得到的計數值而進行調整過的脈寬調變信號PW₁~PW₄，因此在週期T2內的全橋驅動電路210所輸出的第一輸出信號VOUT1’及第二輸出信號VOUT2’可以為分別具有不同工作週期特性的弦波信號。簡單來說，本實施例的控制裝置20是用以根據直流馬達22內轉子的各磁極位置的尺寸大小，來調整每一切換相位時的脈寬調變信號，以達到平滑化全橋驅動電路所輸出的每一輸出信號之目的。值得注意的是，本發明並不限制對於各個脈寬調變信號進行調整的具體實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。

具體來說，如圖6A所示，在時間區間t21及t23時，對於直流馬達22內轉子具有較大尺寸的磁極位置N1及N2來說，本發明實施例的控制裝置20可以使得全橋驅動電路210輸出的第二輸出信號VOUT2’為具有較長工作週期特性的弦波信號。相反地，在時間區間t22及t24時，對於直流馬達22內轉子具有較小尺寸的磁極位置S1及S2來說，本發明實施例的控制裝置20可以使得全橋驅動電路210輸出的第一輸出信號VOUT1’為具有較小工作週期特性的弦波信號。

另外一方面，如同前面內容所述，本發明實施例中的PWM調變產生器206會是根據目前週期所接收到的關聯於每一磁極位置的計數值，來分別對於「下一週期」所依序輸出的每一脈寬調變信號PW₁~PW_2N進行調整。因此，請參閱圖6B，圖6B是本發明另一實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制裝置的運作過程之波形示意圖。其中，本例所述的波形示意圖係同樣可在圖2所述的控制裝置20執行，因此請一併參閱圖2與圖5以利理解。

相較於圖6A，圖6B的差異之處在於，當在週期T1’時，PWM調變產生器206所依序輸出每一脈寬調變信號PW₁~PW₄，係為依據關聯於前一個磁極位置的計數值來做調整。對此，可以發現，由於磁極位置N1及N2的尺寸，大於磁極位置S1及S2的尺寸之兩倍，以致於關聯於磁極位置N1及N2所獲取得到的計數值亦相對較高，將連帶地造成在週期T1’的時間區間t12’及t14’內，所輸出的第一輸出信號VOUT1’，係為從0%-duty變化到100%-duty的弦波信號。因此同樣會有相位切換上的不順暢發生，進而引起馬達共振而產生出擾人的震動噪音，並且連帶地影響到直流馬達的轉速。值得注意的是，在上述圖6B中週期T1’內的運作方式，即為目前傳統上習知的運作方式。

同理可知，如圖6B所示，在下一週期T2’的各時間區間t21’~t24’內，本發明實施例的控制裝置20可以是使得PWM調變產生器206所輸出的為依據上一週期T1’內所獲得到的計數值而進行調整過的脈寬調變信號PW₁~PW₄，以達到平滑化每一輸出信號之目的。

綜上所陳，本發明實施例的控制裝置20主要精神乃在於，可透過其內部的計數器204來判斷出直流馬達22內轉子的各個磁極位置的尺寸大小，並且以使得PWM調變產生器206能藉此來對控制下一週期各相位切換的脈寬調變信號進行調整，進而達到平滑化全橋驅動電路210輸出至直流馬達22之每一信號的目的。

為了更進一步說明關於控制裝置的運作流程，本發明進一步提供其控制方法的一種實施方式。請參閱圖7，圖7是本發明實施例所提供的用於消除直流馬達內轉子之充磁誤差的控制方法之流程示意圖。本例所述的方法可以在圖2所示的控制裝置20中執行，因此請一併參照圖20以利理解。另外，控制裝置中各元件的詳細內容如前述實施例所述，故於此不再多加冗述。

首先，在步驟S701，利用相位檢測器，檢測直流馬達內轉子的此2N個磁極位置的狀態變化，並且據以產生出週期性的一個換相信號。其次，在步驟S703中，利用計數器，根據所接收到的換相信號，來分別計數出關聯於每一磁極位置的一個計數值。接著，在步驟S705中，利用PWM調變產生器，根據目前週期所接收到的關聯於每一磁極位置的計數值，來分別對於下一週期所依序輸出的每一脈寬調變信號進行調整。接著，在步驟S707中，利用控制電路，根據所接收到的脈寬調變信號與換相信號，來分別輸出一個第一方向驅動信號、一個第二方向驅動信號、一個第三邏輯信號以及一個第四邏輯信號。最後，在步驟S709中，利用全橋驅動電路，根據所接收到第一方向驅動信號、第二方向驅動信號、第三邏輯信號以及第四邏輯信號，來交替地輸出第一輸出信號以及第二輸出信號至直流馬達，以使得直流馬達內轉子的磁極位置進行變化，藉此以進而驅動該直流馬達的轉動。

進一步來說，當在直流馬達22內轉子的磁極位置N1及N2的大小是配置得要比磁極位置S1及S2的大小來得較大許多時，若PWM調變產生器所輸出的皆是未經調整過的脈寬調變信號的話，將會容易造成有相位切換上的不順暢發生，進而引起馬達共振而產生出擾人的震動噪音，並且連帶地影響到直流馬達的轉速。因此，根據前一週期所獲得到的關聯於每一磁極位置的計數值，本發明實施例的控制裝置可能有效地判斷出每一磁極位置的大小尺寸，並且使得PWM調變產生器藉此對所輸出的脈寬調變信號進行調整，以進而達到平滑化全橋驅動電路輸出至直流馬達之每一信號的目的。

以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。

22‧‧‧直流馬達

HC’‧‧‧換相信號

PW₁~PW_2N‧‧‧脈寬調變信號

VOUT1’‧‧‧第一輸出信號

VOUT2’‧‧‧第二輸出信號