JP2015109792A - Ｂｌｄｃモータにおける相電流調整 - Google Patents

Abstract

【課題】逆起電力（ＢＥＭＦ）を測定することによって、モータ端子上の電圧／電流情報から、制限された計算性能を用いて、従来よりも良好センサレス方法でロータ位置を取得する。【解決手段】正弦波制御されたブラシレス直流電流モータにおいて、相電流の方向及び相電流のゼロクロスする瞬間を決定するための方法１０１０であって、ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタを備えるハーフブリッジドライバにより駆動され、当該方法１０１０は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタ間のドレインソース電圧を測定するステップ１０１１と、測定されたドレインソース電圧に基づいて電流方向を決定しかつ電流が方向を変化する瞬間を決定することにより、相電流のゼロクロスする瞬間を決定するステップ１０１２とを含む。【選択図】図１１

Description

本発明は、ブラシレス直流電流（ＢＬＤＣ）モータの分野に関する。より特に、それはＢＬＤＣモータの動作を制御してモニタリングするためのデバイス及び装置に関する。特に、本発明の実施形態は、ＢＥＭＦ電圧に対する相電流の位置合わせの特別な態様での正弦波被駆動ＢＬＤＣモータのセンサレス制御に適用する。

今日、ＢＬＤＣモータは自動車応用のみならず非自動車応用においても広く使用される。古典的なブラシＤＣモータとは対称的に、ＢＬＤＣモータは常に駆動電子機器を備える必要がある。駆動電子機器は、駆動波形のスイッチングシーケンスをこれらの固定子に適用させることにより、固定子コイルにおける回転電場を供給する。回転子自身は、固定子コイルの回転磁場を追従するであろう永久磁石で構成される。

回転子の位置を固定子コイルにより発生される回転場の位置に同期させるために、駆動電子機器が回転子位置を知ることが必要とされる。回転子位置に関するこの知識は、駆動電子機器が正確に駆動波形間をスイッチングすることを可能とさせる。

回転子位置情報は、例えばホール効果センサもしくは回転エンコーダなどのセンシングユニットによって提供されてもよいし、または例えば非被駆動コイルでの逆起電力（ＢＥＭＦ）を測定するなどによって、モータ端子上の電圧／電流情報からセンサレス方法で取得することも可能である。これらの後者の実装は、分離した位置センサのための必要性を取り除き、それ故にしばしばセンサレスコントローラと呼ばれる。

従来、フィードバック機構としてＢＥＭＦ電圧を用いてＢＬＤＣモータを制御するためのいくつかの方法及びシステムが確認された。例えば、特許文献１には、位相に対する逆起電力ゼロクロスイベントの決定もしくは推定に応答して時間Ｔを計算することが記載されている。時間Ｔは、相電流の所望される絶対最大値を示す。電流サンプルは、Ｔを中心として対称的である電流サンプリング単位で取られ、サンプルの値は誤差関数値を計算するために誤差関数に入力される。計算された誤差関数値は、誤差関数の絶対値を最小化するであろう駆動電圧プロファイルの位相角に対する調整値を計算するために使用される。

米国特許第８，４６１，７８９号明細書

上述された方法の欠点は、比較的高いフィタリング及び計算効果が必要とされることである。また、ＲＡＭが使用される可能性が高い。さらに、システムは、高い計算効果のために制限された動力学を提供する。従って、上述した欠点を解決するために、ＢＬＤＣモータを制御してモニタリングするためのシステム及び方法において改良の余地がある。

本発明の実施形態の目的は、ＢＬＤＣモータの動作を制御してモニタリングするための良好なシステム及び方法を提供することである。

上述した目的は、本発明の実施形態に係る方法及びデバイスにより実現される。

本発明の実施形態の利点は、それらが、例えば従来におけるよりも少ないなどの制限された必要とされる計算性能を用いて、例えば従来の実装よりも良好であるなどの十分な実装を提供するということである。

本発明の実施形態の目的は、それらがより高い動力学を与えるということである。例えば、これは、例えば従来実装におけるよりもより高速変化が可能であるということを意味し、もしくは例えば従来実装におけるよりもモータシャフト上の負荷変化に対してより速く反応できるということを意味する。これは、所定のオイル圧力が非常に短時間で到達されなければならないかもしくは所定のトルク値に調整される必要がある例えばオイルポンプなどのようなアプリケーションにおいて有利となる。

本発明の実施形態の目的は、それらが例えば実質的にゼロかもしくはちょうどゼロなどの、相電流が最小であるときのＢＥＭＦセンシングを可能とさせるということである。本発明の実施形態では、ＢＥＭＦセンシングの間の相電流が最大相電流の５０％よりも小さい。本発明の実施形態では、ＢＬＤＣモータのより高速時では、ＢＥＭＦセンシングの間の相電流は最大相電流の１０％よりも小さい。これが例えば改良されたもしくは実に最適であるなどの良好なＥＭＣ及び音響ノイズ挙動へと導く。

第１の態様では、本発明は、正弦波制御されたブラシレス直流電流モータにおいて、相電流の方向及び上記相電流のゼロクロスする瞬間を決定するための方法を提供する。上記ブラシレス直流電流モータは相ごとにコイルを備え、ここで、上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタを備えるハーフブリッジドライバにより駆動される。上記方法は、上記ハイサイド電界効果トランジスタ及び上記ローサイド電界効果トランジスタ間のドレインソース電圧を測定するステップと、
上記測定されたドレインソース電圧に基づいて上記電流方向を決定しかつ上記電流が方向を変化する瞬間を決定することにより、上記相電流の上記ゼロクロスする瞬間を決定するステップとを含む。

各相に対して、上記ハイサイド電界効果トランジスタ及び上記ローサイド電界効果トランジスタ間のドレインソース電圧を測定することは、上記位相を介して上記電流の方向を決定することを可能とさせる。本発明の実施形態の利点は、相電流のゼロクロスする瞬間Ｔ１は、電流が方向を変化する瞬間を識別することにより決定される、ということである。

実施形態に係る相電流のゼロクロスを決定することは、ハイサイド電界効果トランジスタ間及びローサイド電界効果トランジスタ間のドレインソース電圧に基づいて電流方向を決定することだけを必要とし、それによって、方向における変化は相電流のゼロクロスする瞬間を決定する。従って、本発明の実施形態の利点は、相電流が全電流測定値から再構成される必要がある方法に比較すると、必要とされる整流電力が小さい、ということである。本発明の実施形態の利点は、計算集中的なアルゴリズムを必要とすることなしに、相電流のゼロクロスが決定される、ということである。例えば、完全な相電流を再構成することは必要とされない。従って、（例えば相電流を再構成する方法などの）他の方法に比較すると、処理電力がより削減できるだけでなくＲＡＭがより少なくなる。

本発明の実施形態の利点は、位相のゼロクロスする瞬間を決定することがシステムの非線形に対して強固である、ということである。本発明の実施形態の利点は、位相のゼロクロスする瞬間が、測定されたデータの、従来の解決法に比較するとより制限されたフィリタリングもしくはソート量を用いて決定される、ということである。従って、本発明の実施形態の利点は、フィタリングにより生じた整定時間が従来の解決法に比較すると減少される。ソフトウェアフィルターアルゴリズムが使用されてもよく、それにより、補間された値を発生するために使用された測定された値の信頼性を増大させる。

本発明の実施形態に係る方法では、上記相電流の上記ゼロクロスする瞬間を決定するステップは、電流方向指示テーブルを、各測定に対する上記電流方向で埋めるステップを含んでもよい。

本発明の実施形態の利点は、電流方向が測定のシーケンスに対して格納される、ということである。これが、相電流のゼロクロスする瞬間をより良好に決定することを可能とさせる。実際、電流方向指示テーブルにおいて電流の方向を格納することは、相電流のゼロクロスで発生するノイズアーチファクトを平均化することを可能とさせる。

第２の態様では、本発明は、正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータを駆動させるための方法を提供する。上記ブラシレス直流電流モータは相ごとにコイルを備え、ここで、上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタを備えるハーフブリッジドライバにより駆動される。上記方法は、
駆動波形を、各相の各電界効果トランジスタに印加するステップを含み、ここで、上記各駆動波形は非被駆動期間を有する。上記方法は、
本発明の第１の態様の実施形態に係る方法を用いて、上記相電流のゼロクロスする瞬間を決定するステップと、
上記コイルを通過する電流の上記ゼロクロスする瞬間と上記コイル間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間との間の遅延を決定するステップと、
上記相電流のゼロクロスが上記逆起電力電圧のゼロクロスに実質的に対応するように、上記決定された遅延を用いて、上記駆動波形を調整するステップとを含む。
ＢＥＭＦ電圧と相電流との間の位相差は、その最悪のケースでは、２０度と６０度との間となる。本発明の実施形態では、調整後の結果において、ＢＥＭＦ電圧と相電流との間の位相差は０度と１０度との間となり、より好ましくは０度と５度との間となる。

本発明の実施形態に係る方法は、
上記コイルを通過する電流の上記ゼロクロスする瞬間と上記コイル間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間との間の遅延を決定するステップの前に、
上記位相の非被駆動期間中に上記逆起電力電圧を測定するステップと、
上記測定された逆起電力電圧に基づいて上記位相の逆起電力電圧の上記ゼロクロスする瞬間を決定するステップとをさらに含む。

相電流のゼロクロスする瞬間Ｔ１を識別することにより及び逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２を識別することによって、相電流及び逆起電力電圧が位置合わせされる。本発明の実施形態の利点は、これがエネルギー高効率モードでモータを駆動させることを可能とさせるので、逆起電力電圧及び相電流が本発明の実施形態に係る方法を介して位置合わせされる、ということである。本発明の実施形態では、非被駆動期間はハイサイド及びローサイドの電界効果トランジスタの駆動波形において提供される。この非被駆動期間中に逆起電力電圧が測定される。本発明の実施形態の利点は、非被駆動期間が相電流のゼロクロスを用いて位置合わせされる、ということである。相電流がその極性を変化しているときにＢＥＭＦ測定窓をオープンすることにより、電流スパイク及びフライバック電圧パルスが回避される。これが最適なＥＭＣ及び音響ノイズ挙動へと導き、ＢＥＭＦ測定の信頼性を改善させる。

非被駆動期間は、ＢＥＭＦ電圧が測定される測定窓を定義する。本発明の実施形態の利点は、相電流とＢＥＭＦ電圧との間の良好な位置合わせがハイサイドのＦＥＴ及びローサイドのＦＥＴの小さい非被駆動期間を許容させる、ということである。相電流のゼロクロスする瞬間及びＢＥＭＦのゼロクロスする瞬間がより良好に位置合わせされればされるほど、非被駆動期間はより小さくなるかもしれない。非被駆動期間の幅は、（例えばモータ特性、モータ回転速度などの）環境に基づいて適合されてもよい。本発明の実施形態では、高速でＢＥＭＦはより大きくなってより少ないサンプリングが必要とされるので、モータが低速で駆動しているときの非被駆動期間の幅は、モータが高速で駆動しているときの非被駆動期間の幅よりも長くなる。本発明の実施形態では、非被駆動期間の幅は３個のＰＷＭ期間と６０個のＰＷＭ期間との間を変化している。本発明の実施形態では、ＰＷＭ期間の長さは５０μｓである。本発明の実施形態の利点は、非被駆動期間が相対的に小さいので、非被駆動期間のためにシステムから取り出されるエネルギーは制限される、ということである。

本発明の実施形態の利点は、駆動波形が以下の動的に変化するパラメータのいずれかに対して調整される、ということである。すなわち、回転速度、シャフト上に負荷されるトルク、供給電圧、温度である。相電流のゼロクロスする瞬間を計算するために必要とされる処理電力は、例えば相電流の完全な再構成が必要とされる他の方法と比較すると制限される。従って、本発明の実施形態の利点は、変化する外部パラメータに対するより高い動的挙動が取得される、ということである。

本発明の実施形態に係る方法では、上記位相の逆起電力電圧の上記ゼロクロスする瞬間Ｔ２を決定するステップは、逆起電力電圧テーブルを、上記位相の上記非被駆動期間中にサンプリングされた上記測定された逆起電力電圧で埋めるステップを含んでもよい。

本発明の実施形態の利点は、これが逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間をより良好に決定することを可能とさせるので、逆起電力電圧が測定のシーケンスに対して格納される、ということである。実際、逆起電力電圧を格納することは、逆起電力電圧のゼロクロスにおいて発生するノイズアーチファクトを平均化することを可能とさせる。

本発明の実施形態に係る方法では、上記駆動波形の少なくとも１つは、パルス幅変調されてもよい。本発明の実施形態の利点は、これがパルス幅変調を用いて回転子に転送された電力を制御することを可能とさせるので、その方法がパルス幅変調された駆動波形に対して適用される、ということである。

本発明の実施形態に係る方法では、シャント抵抗を用いることによって全電流が測定されてもよい。これは、相電流がこれらの全電流測定値に基づいて再構成されることを可能とさせる。

第３の態様では、本発明は、正弦波制御されたブラシレス直流電流モータにおいて、相電流の方向及び上記相電流のゼロクロスする瞬間Ｔ１を決定するための電流モニタリングデバイスを提供する。ブラシレス直流電流モータは相ごとにコイルを備え、ここで、上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタを備えるハーフブリッジドライバにより駆動される。上記電流モニタリングデバイスは、
上記電界効果トランジスタ間のドレインソース電圧をモニタリングするためのドレインソース電圧モニタリングデバイスと、
上記相電流の方向を決定し、上記相電流が方向を変化する瞬間を決定しそれ故に上記相電流の上記ゼロクロスする瞬間を識別するように構成された処理デバイスとを備える。

第４の態様では、本発明は、正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータを駆動させるためのデバイスを提供する。上記ブラシレス直流電流モータは相ごとにコイルを備え、ここで、上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ及びローサイド電界効果トランジスタを備えるハーフブリッジドライバにより駆動される。
正弦波被駆動ＢＬＤＣモータを駆動させるためのデバイスは、
本発明の第３の態様の実施形態に係る電流モニタリングデバイスと、
上記逆起電力電圧を測定し、上記逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２を決定するための逆起電力電圧測定及び分析ユニットと、
上記相電流及び上記逆起電力電圧が位置合わせされるように、上記駆動波形をタイムシフトさせるための同期ユニットとを備える。

本発明の第３の態様及び第４の態様の実施形態の利点は、対応する方法の特徴の利点に類似し、簡潔のためにここでは繰り返して説明しない。

本発明の特別な好ましい態様が添付の特許請求の範囲において説明される。従属項からの特徴は、特許請求の範囲において単に明示的にのみならず必要に応じて説明された、独立項の特徴及び他の従属項の特徴と組み合わされてもよい。

本発明の上述した態様及び他の態様は、必要に応じて図面を参照してここで説明された１つもしくは複数の実施形態から離れて明白となるであろうし、かつ当該実施形態を参照して説明されるであろう。

図面は、ただ概略的なだけで限定されない。図面において、複数の要素のいくつかのサイズは、例示的な目的のために、誇張されてもよく、スケール上に描かれなくてもよい。

特許請求の範囲における任意の参照記号は、範囲を限定するとして解釈されるべきでない。

異なる図面において、同一の参照記号は、同一のもしくは類似の要素に言及する。

ＢＥＭＦ電圧を用いて位置合わせされた相電流を図示する。 相電流及びＢＥＭＦ電圧の間の遅延を図示する。 相電流及びＢＥＭＦ電圧の間の遅延を図示する。 本発明の実施形態に係る、正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータを駆動させるためのデバイスの構成要素並びに駆動回路及びＢＬＤＣモータのブロック図である。 ＢＥＭＦ測定窓をオープンするための非理想的な瞬間を図示する。 本発明の実施形態に係る、ＢＥＭＦ測定窓をオープンするための理想的な瞬間を図示する。 本発明の実施形態に係る、電流モニタリングデバイスを図示する。 本発明の実施形態に係る、正電流の存在下でハイサイドからローサイドへスイッチングするときの相電圧挙動を図示する。 本発明の実施形態に係る、負電流の存在下でハイサイドからローサイドへスイッチングするときの相電圧挙動を図示する。 本発明の実施形態に係る、相電流のゼロクロスを決定するための複数のステップのみならずＢＬＤＣモータを駆動させるための複数のステップを図示する。 本発明の実施形態に係る、相電流のゼロクロスを決定するための複数のステップのみならずＢＬＤＣモータを駆動させるための複数のステップを図示する。 本発明の実施形態に係る、相電流のゼロクロスを決定するための複数のステップのみならずＢＬＤＣモータを駆動させるための複数のステップを図示する。 本発明の実施形態に係る、各相に対する相電圧と組み合わせて及び１つの相に対する相電流と組み合わせて各相に対する電流方向インジケータを図示する。 本発明の実施形態に係る、変化する負荷条件のもとでの相電流及びＢＥＭＦ電圧測定窓を図示する。 本発明の実施形態に係る、正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータを駆動させるためのデバイスの構成要素を図示する。

本発明が、特定の実施形態に関して、及びある図面を参照して説明されるであろうが、本発明はこれに限定されずただ特許請求の範囲だけに限定される。説明された図面はただ概略的なだけであって限定されない。図面において、いくつかの要素の大きさは例示的な目的のために誇張され、同一寸法で描かれないかもしれない。寸法及び相対寸法は必ずしも発明を実施するために実際の縮図には対応しない。

説明中及び特許請求の範囲における第１、第２の用語などは、同様の複数の要素間を区別するために使用され、必ずしも、時間的に、空間的に、順序付けにおける、もしくは任意の他の方法におけるなどのいずれかのシーケンスを説明するためには使用されない。そのように使用された複数の用語は、適切な環境下では相互に交換でき、ここで説明された本発明の実施形態は、ここで説明されたもしくは例示された他の複数のシーケンスにおいて動作可能である、ということが理解されるべきである。

さらに、説明中及び特許請求の範囲におけるトップ（top）、ボトム（bottom）、オーバー（over）、アンダー（under）の用語及び同等のものが、説明的な目的のために使用されて、必ずしも相対的な位置を説明するために使用されるものではない。そのように用いられた用語は適切な環境下では相互に交換でき、ここで説明された発明の実施形態はここで説明され図示されたもの以外の他の適応例において動作可能である、ということが理解されるべきである。

留意すべきことは、特許請求の範囲で使用された用語「備えている（含んでいる）」は、その後に記載された手段に制限されるように解釈されるべきでなく、すなわち、それは他の複数の要素もしくは複数のステップを除かない、ということである。従って、それは、記載された複数の特徴、複数の整数、言及された複数のステップもしくは複数の構成要素の存在を特定化するように解釈されるべきであるが、それは、１つもしくはそれ以上の特徴、整数、ステップもしくは構成要素、またはそのグループの存在もしくは追加を除外しない。従って、表現「手段Ａ及び手段Ｂを備えているデバイス」の範囲は、構成要素Ａ及び構成要素Ｂだけからなる複数のデバイスに限定されるべきでない。それは、本発明に関しては、デバイスの唯一の関連のある構成要素がＡ及びＢである、ということを意味する。

この明細書を通して「一実施形態」もしくは「ある実施形態」への参照とは、実施形態に関連して説明された特定の特徴、構造もしくは特性が本発明の少なくとも１つの実施形態において含まれることを意味する。従って、この明細書を通して種々の場所での「一実施形態において」もしくは「ある実施形態において」の言葉の出現は、必ずしも同一の実施形態を参照していないが、同一の実施形態を参照してもよい。またさらに、特定の特徴、構造もしくは特性は、１つもしくはそれ以上の実施形態において、この開示から当業者に対して明白であるように、任意の適切な方法で組み合わされてもよい。

同様に、本発明の例示的な実施形態の説明において、本発明の種々の特徴はときどき、単一の実施形態、図面もしくはその説明において、１つもしくはそれ以上の種々の発明の態様の開示を流れるように説明しかつ理解することを支援することの目的のために、１つのグループにまとめられることが認識されるべきである。しかしながら、この開示の方法は、特許請求の範囲の発明が各請求項において明示的に列挙された特徴よりも多くの特徴を必要とするという意図を反映すると解釈されるべきでない。むしろ、以下の特許請求の範囲が反映するように、発明の態様は、単一の上述の開示された実施形態のすべての特徴よりも少ないものである。従って、発明の詳細な説明に続く特許請求の範囲は、各請求項がそのままでこの発明の別々の実施形態として存在して、それによってこの詳細な説明に明示的に組み込まれる。

またさらに、当業者により理解されるであろうように、ここで説明されるいくつかの実施形態は、他の実施形態において含まれた他の特徴を含むのではなく、当該実施形態において含まれるいくつかの特徴を含む一方で、異なる実施形態の特徴の組み合わせは、本発明の範囲内でありかつ異なる実施形態を形成することが意図される。例えば、以下の特許請求の範囲において、任意の請求された実施形態は、任意の組み合わせにおいて使用される。

ここで提供された説明において、多数の特定の詳細が説明される。しかしながら、本発明の実施形態がこれらの特定の詳細なしに実用化されてもよいことが理解される。他の例では、この説明の理解を曖昧にしないように、よく知られた方法、構造、及び技術が詳細に示された。

いま、図１〜図３を参照すると、ＢＬＤＣモータの相Ａの逆起電力電圧１０２及び相電流１０１の間の関係が図示される。３相ＢＬＤＣモータの場合では、それぞれが逆起電力１０２と相電流１０１との関係と同等のものを有する２つの相Ｂ及び相Ｃがさらに存在するであろう。図１の例では、逆起電力１０２は相電流１０１と同期する。図２では、逆起電力１０２は相電流１０１よりも遅れ、図３では、逆起電力１０２は相電流１０１よりも進む。

（図１に図示するように）逆起電力１０２及び相電流１０１が同期されるときには最大動作効率が発生するので、本発明はそのような状況を実現するという観点で説明されるであろう。

図４を参照すると、ハーフブリッジドライバを制御して駆動するための、ハーフブリッジドライバ４５３及びデバイス４００を備えた３相ＢＬＤＣモータ４５１が図示される。モータは、相ごとにコイル４５２を備え、ＢＬＤＣモータの各相はハーフブリッジドライバ４５３により駆動される。ハーフブリッジドライバ４５３は、複数の位相が所望のパルス幅変調（ＰＷＭ）デューティサイクルでの所望の電圧プロファイルにより駆動されることを可能とさせる。ハーフブリッジドライバ４５３に印加される駆動プロファイルは６つの駆動トランジスタにより制御される。すなわち、所望のＰＷＭデューティサイクルでの駆動プロファイルを印加するためのＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１に応答して動作可能な、各ハーフブリッジドライバ４５３に対する、ハイサイドの電界効果トランジスタ４５４及びローサイドの電界効果トランジスタ４５５により制御される。本発明の実施形態では、ハイサイド及びローサイドの電界効果トランジスタに対する供給電圧４５６は、バッテリーにより供給される。

駆動プロファイルは主制御モジュール４０７により発生され、その振幅及び継続時間はモータ制御パラメータ計算ユニットにより制御される。主制御モジュール４０７は、モータ４５１の速度及びトルクの要件に基づき、例えばモータ４５１に印加される電流波形プロファイルなどの、ＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１に対する情報を提供する。次に、ＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１は、ＦＥＴドライバ回路４０３に対する、より特にハーフブリッジドライバ４５３の駆動トランジスタ４５４，４５５を相応に駆動させるためのハイサイドのゲートドライバ４０４及びローサイドのゲートドライバ４０６に対するスイッチングシーケンスに関する情報を提供する。ハイサイドのゲートドライバ４０４及びローサイドのゲートドライバ４０６は、そのスイッチングシーケンスに従って駆動され、ハイサイドの電界効果トランジスタ４５４及びローサイドの電界効果トランジスタ４５５に対するスイッチング情報を提供する。それ故に、ハイサイドの電界効果トランジスタ４５４及びローサイドの電界効果トランジスタ４５５は、印加されたスイッチングシーケンスに従った駆動波形を用いてそれぞれ駆動される。

ドレインソース電圧モニタリングデバイス４０５は、ハイサイド及びローサイドのドレインソース電圧での各パワーＦＥＴ４５４，４５５を観察し、図８及び図９を参照して以下で説明されるように、ＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１の情報を用いることによりそれらを解釈するであろう。

ドレインソースモニタリングデバイス４０５の情報は、短絡及び過電流検出並びに処理ユニット４１２に対して提供される。

またさらに、グランド（接地）とローサイドのＦＥＴ４５５との間に接続されたシャント抵抗４０１を通過する電流を決定するための電流検出ユニット４０２が備えられる。この電流検出ユニット４０２は、その電流測定値を短絡及び過電流検出並びに処理ユニット４１２及び相電流再構成及び位置合わせユニット４１０に供給する。本発明の実施形態では、１つのシャント抵抗４０１は、ローサイドのＦＥＴ４５５を通過するすべての電流の合計を測定する。相ごとのシャント抵抗の代わりのすべての電流の合計を測定するための１つのシャント抵抗４０１は、以下の利点を有する。すなわち、ただ１つのシャント抵抗だけを必要とするのでシステム費用が減少し、消費電力が削減されそれ故にモジュールの加熱も減少する。シャント抵抗４０１を通過する電流の測定値に基づき及びハイサイドのＦＥＴ４５４及びローサイドのＦＥＴ４５５のスイッチングの瞬間に基づき、位相再構成及び位置合わせユニットは相電流を再構成する。本発明の実施形態では、シャント抵抗４０１を通過する電流は、電流が１つの相だけに流れている割り当てられた瞬間でサンプリングされる。

本発明の実施形態では、相構築及び位置合わせユニットは、電流が時間内の特定の瞬間で流れる場所を決定する。本発明の実施形態では、相電流のゼロクロス及びＢＥＭＦのゼロクロスが位置合わせされる。

３相ＢＬＤＣモータは、逆起電力測定及び分析ユニット４０８に接続される。逆起電力測定及び分析ユニットは、モータ相の電圧を測定するように動作可能である一方で、逆起電力ゼロクロス点を決定するために、それは駆動されない。それによって、このことが回転子位置及び速度が推定されることを可能とさせる。回転子位置及びモータ速度に関する情報は、逆起電力測定及び分析ユニット４０８によって主制御モジュール４０７に供給される。

主制御モジュール４０７では、速度レギュレータ／トルクレギュレータは、要求されたパラメータに対して、例えばモータ速度及び／又はトルクなどの取得されたパラメータを比較して調整する。回転子位置情報はまた、モータ制御パラメータ計算ユニット４０９に供給される。モータ制御パラメータ計算ユニット４０９では、例えば駆動電圧プロファイルの位相角での調整に使用されてもよいリード角などが計算されてもよい。

相電流再構成及び位置合わせユニット４１０は、電流検出ユニット４０２からの電流サンプル及びＰＷＭ制御方式のＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１からの電流サンプルから相電流１０１を復元させる。再構成された相電流はさらに、主制御モジュール４０７により使用されてもよい。またさらに、相電流再構成及び位置合わせユニット４１０は、ドレインソース電圧モニタリングデバイス４０５の情報を使用し、電流方向インジケータ（ＣＤＩ）を決定する。

本発明の実施形態によれば、相電流方向インジケータに基づき、相電流１０１のゼロクロスする瞬間が決定され、例えばモータ制御パラメータ計算ユニット４０９により決定されるリード角などを考慮して、それが逆起電力測定及び分析ユニット４０８からのＢＥＭＦ電圧に対するＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１の格納された電流波形プロファイルを位置合わせするように使用される。

本発明の実施形態では、ＢＬＤＣモータは、正弦波整流モードに従って駆動される。正弦波整流モードでは、１つのモータ相がグランドに設定される一方で、残りの２つのモータ相は正弦波電流形状（空間ベクトル変調）を発生させるためのＰＷＭスイッチング方式を用いて駆動される。

正確なＢＥＭＦ電圧を測定するために、相電圧７０３を測定している間は相電流１０１がゼロであることが必要である。もし駆動波形に割り込んでいるときに相電流１０１がゼロでなければ、このことがフリーホイール時間の間に電流がコイルから抜け出る原因となるであろう。従って、相電流１０１のゼロクロスする瞬間でのＢＥＭＦ電圧を測定することが有利となる。

しかしながら、正弦波整流モード駆動方式では、モータ相はＢＥＭＦ電圧が測定される非被駆動期間をこれまで有していなかった。従って、本発明の実施形態では、ＢＥＭＦ電圧測定を可能とさせるために、非被駆動期間が駆動波形において提供される。この非被駆動期間はまた、「ＢＥＭＦ電圧測定窓」と呼ばれる。

ＢＥＭＦ電圧測定窓は、電流の不連続へと導く。もしＢＥＭＦ測定が都合の悪い瞬間で実行されれば、この不連続は可聴ノイズを発生させる可能性があり、システムのＥＭＣ挙動を悪化させる可能性がある。

これが図５及び図６に対して図示される。図５は、オープンが早すぎるＢＥＭＦ測定窓の第１のグラフと、オープンが遅すぎるＢＥＭＦ測定窓の第２のグラフとを図示する。ここで、第１のグラフではＢＥＭＦ測定窓はゼロクロスする瞬間Ｔ１より前にオープンし、第２のグラフではＢＥＭＦ測定窓はゼロクロスする瞬間Ｔ１より後にオープンする。図５及び図６での曲線５０１は、理想的な相電流を示す。もしＢＥＭＦ測定窓がオープンされなければ、これが相電流である。そのケースでは、相電流において不連続が存在しない。しかしながら、ＢＥＭＦ測定窓がオープンするときに、相電流における不連続が発生する。曲線１０１は、ＢＥＭＦ電圧を測定するための非被駆動期間が位相において導入されるときの相電流を図示する。

図５の第１のグラフでは、ＢＥＭＦ電圧測定窓はオープンするのが早すぎる。モータ相での電流は流れ続けて所定のパワートランジスタ４５４，４５５の１つのバルクダイオードに流れ込むであろう。これが、信頼できないＢＥＭＦ信号を結果として生じさせて最終的にＢＥＭＦ測定を妨害するであろう、測定窓におけるいわゆるフライバック電圧パルスへと導くであろう。

図５の第２のグラフでは、ＢＥＭＦ電圧測定窓はオープンするのが遅すぎる。これが可聴騒音を生成して悪いＥＭＣ挙動へと導く電流スパイクを結果して生じさせる。

図６では、電流が正電流から負電流もしくは負電流から正電流へと方向を変化するのと同じ時間でＢＥＭＦ電圧測定窓がオープンされる。これが最適な挙動である。その瞬間では、電流はゼロであり電流スパイクは存在しない。生成されたトルクにおける損失はほとんど無視することができる。

駆動波形の理想的なタイミングは、（例えばモータ速度、トルク、電圧などの）所定の負荷条件に対して定義される。しかしながら、ＢＬＤＣモータが誘導負荷であるので、最適なタイミングは、変化する負荷条件によって変化するであろう。負荷条件が変化しているときは、ＢＥＭＦ測定窓が電流のゼロクロスと再び一致するように、駆動波形のタイミングが適合されるべきである。

従って、モータが動いている間はタイミングを動的に適合させる必要がある。従って、電流のゼロクロスする瞬間のみならずＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間を知る必要がある。

電流方向は直接的に測定されない。本発明の実施形態によれば、この情報は、もう１つの測定値から、すなわちパワートランジスタ４５４，４５５のドレインソース電圧の測定値から取得される。これが図７を参照してより詳細に説明される。

電流方向は、ＶＤＳモニタリング回路４０５により実行されるように、ＦＥＴドライバ回路内をモニタリングするドレインソース電圧により間接的に観察される。そのようなＶＤＳモニタリング回路の実施形態が図７でより詳細に図示される。

本発明の実施形態では、ハイサイドに対する第１のドレインソース電圧比較器７０１及びローサイドに対する第２のドレインソース電圧比較器７０２が相（ドレインソース）電圧７０３をモニタリングするために使用される。２つの比較器７０１，７０２は、相電圧７０３に関する情報を配信する。

本発明の実施形態では、もしドレインソース電圧が予め定義された条件の外側であれば、エラー条件がトリガーされてもよい（エラーケース−信号ＶＤＳエラー）。

ドレインソース電圧が予め定義された条件の外側にない典型的な状況では、比較器７０１，７０２は、正方向もしくは負方向のいずれかの方向で流れる相電流に関する情報を配信する。この情報は、相電流方向を決定し結果的には相電流のゼロクロスする瞬間を決定するために使用される。この情報に基づき、電流方向インジケータ（ＣＤＩ）フラグが設定されてもよい。

本発明の実施形態では、ＣＤＩフラグは、電流の方向に基づいて設定される電流方向指示ビットである。例として、
−もし相電流が負であれば、この電流方向指示ビットは論理値０に設定される。
−もし相電流が正であれば、この電流方向指示ビットは論理値１に設定される。

正電流もしくは負電流を用いて、ハイサイドアクティブからローサイドアクティブにスイッチングするかもしくはローサイドアクティブからハイサイドアクティブにスイッチングするなどのドレインソース電圧比較器に対するいくつかの可能な条件が存在する。

図８及び図９を参照して、２つの例だけが以下においていくらかより詳細に説明される。これらの図面での例は、２つの状況でのハイサイドアクティブからローサイドアクティブにスイッチングするときの測定されたゲート電圧及び相電圧７０３を例示する。すなわち、相電流１０１が正であるときの第１の状況と、相電流１０１が負であるときの第２の状況とである。

第１の状況では、相電流１０１が正である間、ハイサイドのゲートドライバ４０４はスイッチングオフされ、ローサイドのゲートドライバ４０６はスイッチングオンされる。図８における瞬間「１」では、ハイサイドのゲートドライバ４０４の出力はアクティブから非アクティブに設定され、ハイサイドのＦＥＴ４５４はスイッチングオフし始める。相電圧７０３はまた、ハイサイドのＦＥＴ４５４が飽和領域から線形領域内に到達した後に降下し始める。ハイサイドのＦＥＴ４５４のゲート電圧７０４及び相電圧７０３の両方はしばらくして０Ｖよりも小さい値に降下する。この瞬間では、ハイサイドのＦＥＴ４５４のみならずローサイドのＦＥＴ４５５の両方はオフされ、ドレインソース電圧比較器７０１，７０２は実相電圧を検出する。相電圧７０３はすでにバッテリー電圧よりも小さく、電流方向指示ビットが１を指示する（正電流）。図８の範囲プロットでは、これが相電流１０１が範囲の最も接近したグリッド線よりも大きい一方で、図９では相電流１０１が同一のグリッド線よりも小さいという事実により理解される。瞬間「２」では、ローサイドのゲートドライバ４０６の出力はアクティブに設定され、ローサイドのＦＥＴ４５５はオンし始める（図８でのローサイドのゲート電圧７０５を参照）。

第２の状況では、相電流１０１が負である間、ハイサイドのゲートドライバ４０４はスイッチングオフされ、ローサイドのゲートドライバ４０６はスイッチングオンされる。瞬間「１」では、ハイサイドのゲートドライバ４０４の出力はアクティブから非アクティブに設定され、ハイサイドのゲート電圧７０４はバッテリー電圧へと降下するが０Ｖまでは降下しない。ここで実際には、相電流１０１が負であり、それがモータコイルのインダクタンスのためにバッテリー電圧へと相電圧７０３を駆動している。相電流１０１は惰性で流れている。この瞬間では、ハイサイドのＦＥＴ４５４のみならずローサイドのＦＥＴ４５５の両方は３状態であり、ドレインソース電圧比較器７０１，７０２は実相電圧を検出する。相電圧７０３がバッテリー電圧レベルのままであるので、電流方向指示ビットは電流が負であることを指示する０に設定される。瞬間「２」では、ローサイドのゲートドライバ４０６の出力はアクティブに設定され、ローサイドのＦＥＴ４５５はオンし（図９でのローサイドのゲート電圧７０５を参照）、ハイサイドのゲート電圧７０４及び相電圧７０３はグランドにプルダウンされる。

本発明の実施形態によれば、電流のゼロクロスする瞬間は、パワートランジスタ４５４，４５５のドレインソース電圧をモニタリングすることにより識別される。パワートランジスタ４５４，４５５のドレインソース電圧から、電流方向が取得される。

その回転上の相電流ゼロクロスする瞬間Ｔ１は、相電流１０１が方向を変化するときの瞬間であるとして電流方向から取得される。本発明の実施形態では、後に続く電流方向は、電流方向指示（ＣＤＩ）テーブルと呼ばれるテーブルに格納されてもよい。相電流１０１のゼロクロスする瞬間は、このテーブルを検査することによって決定される。テーブルを使用することは、相電流のゼロクロスで発生するノイズアーチファクトを平均化することを可能とさせる。

本発明の実施形態の利点は、例えば電流方向指示ビットなどの電流指示信号が位相のゼロクロスする瞬間を決定するために使用される、ということである。これが利点である。その理由は、完全な相電流が再構成される必要がある方法と比較すると、それは相電流のゼロクロスを決定することの安価な計算方法であるからである。

本発明の実施形態の利点は、相電流ゼロクロスする瞬間を知ることがＢＥＭＦ電圧測定に対する最適な位置を見つけることを可能とさせる、ということである。相電流ゼロクロスする瞬間を知ることはまた、エネルギー最適な方法でモータを駆動させるために、ＢＥＭＦ電圧に対して簡単な方法で相電流１０１を位置合わせすることを可能とさせる。

誤差検出及び電流検出決定は図７でのモジュール７０６において実行される。従って、それはハイサイドのドレインソース電圧比較器７０１の出力及びローサイドでのドレインソース電圧比較器７０２の出力を使用する。本発明の実施形態では、ハイサイドに対する参照電圧レベル７０７及びローサイドに対する参照電圧レベル７０８はプログラマブルである。本発明の実施形態では、ハイサイドに対する参照電圧レベル７０７はバッテリー電圧（供給電圧４５６）と（バッテリー電圧−２．５Ｖ）との間のレベルに変化される。本発明の実施形態では、ローサイドに対する参照電圧レベル７０８は０Ｖと２．５Ｖとの間のレベルに変化される。本発明の実施形態の利点は、参照電圧レベルがドレインソース電圧モニタリングに対して及び誤差検出に対して適合することができる、ということである。

一態様では、本発明は正弦波被駆動ＢＬＤＣモータ４５１における相電流１０１の方向を決定しこの相電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１を決定するための方法１０１０に関する。本発明の実施形態は、正弦波被駆動ＢＬＤＣモータを駆動させるために使用され、例示的なＢＬＤＣモータが図４に図示され図４に対して説明される。

図１０は、相電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１を決定するための方法１０１０の、本発明の実施形態に係る２つのステップを図示する。方法１０１０の第１のステップ１０１１では、ハイサイド電界効果トランジスタ４５４間のドレインソース電圧及びローサイド電界効果トランジスタ４５５間のドレインソース電圧が測定される。第２のステップ１０１２では、電流検出がこれらのドレインソース電圧から決定され、電流が方向を変化させるときにゼロクロスするタイムスタンプＴ１が記される。

図１０はサブ方法１０１０を図示し、それはまた測定が連続的に実行されることを指示するループを示す。しかしながら、ループが閉じられる方法は実施形態の間で異なってもよい。異なるステップが含まれてもよく、各ステップはループごとにおいて実行される必要がない。

図１０はまた、ＢＬＤＣモータ４５１を正弦波駆動させるためのより広い方法１０００を図示する。その方法１０００は、連続してもしくはパラレルに実行されてもよいいくつかのステップを含む。複数の実施形態が図１０，図１１及び図１２で図示される。

（図示されない）第１のステップでは、駆動波形が各相の各電界効果トランジスタ（４５４，４５５）に印加される。各駆動波形は、図６に対して説明されたタイミングを最適に有する非被駆動期間を有する。

続くステップ１０１０では、相電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１は、ステップ１０１１で測定された、ハイサイド及びローサイド電界効果トランジスタ４５４，４５５間のドレインソース電圧に基づいて決定され、それからそれが電流方向が切り替わることを指示するゼロクロスする瞬間を指示する電流方向指示を決定する（ステップ１０１２）。ステップ１０１１及びステップ１０１２は、（図１０におけるような）処理１０１０とパラレルで実行してもよいし、もしくは（例えば図１１及び図１２などの）他の方法ステップに統合されてもよい。

もし逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２が利用可能であれば、サブ方法１０２０におけるように、ステップ１０２１において、コイル４５２を通過する電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１とコイル４５２両端間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２との間の遅延が決定される。この遅延は、図１に図示されるように、相電流のゼロクロスが実質的に逆起電力電圧のゼロクロスに対応するように遅延を用いて駆動波形を調整するためのステップ１０２２で使用される。ステップ１０２１及びステップ１０２２は、処理１０（図１０）とパラレルで実行してもよいし、もしくは（例えば図１１及び図１２などの）他の方法ステップに統合されてもよい。

もし逆起電力電圧Ｔ２のゼロクロスする瞬間Ｔ２がいまだに利用可能でなければ、サブ方法１０３０におけるように、ステップ１０３１では、ＢＥＭＦ電圧が位相の非被駆動期間中に測定される。

ステップ１０３２では、ＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２は、測定されたＢＥＭＦ電圧に基づいて決定される。これが任意の適切な方法で実行されてもよい。本発明の実施形態では、ＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間は、ＢＥＭＦサンプルから補間を介して計算される。代替の実施形態では、サンプリングされたＢＥＭＦ電圧は、ＢＥＭＦ電圧のテーブルに格納されてもよい。ＢＥＭＦ電圧テーブルにおけるサンプルの補間は、ＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２を決定することを可能とさせる。

次に、ステップ１０２１では、コイルを通過する電流のゼロクロスする瞬間Ｔ１とコイル４５２両端間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２との間の遅延が例えば計算されるなどして決定される。ステップ１０３３では、相電流１０１のゼロクロスが逆起電力電圧のゼロクロスに実質的に対応するように、及び／又は駆動波形の電力が調整されるように、駆動波形が遅延を用いて調整されえる。ステップ１０３１及びステップ１０３２と、ステップ１０２１及びステップ１０３３は、処理１０３０（図１０）とパラレルで実行してもよいし、もしくは（例えば図１２などの）他の方法ステップに統合されてもよい。

相電流１０１のゼロクロスする瞬間を決定するためのサブ方法１０１０並びにＢＥＭＦ電圧及び相電流１０１のゼロクロス間の遅延を調整するための任意のサブ方法１０２０，１０３０は、図１０で図示されるようにパラレルで適用することが可能である。

図１１の実施形態は、パワートランジスタ４５４，４５５のドレインソース電圧を測定することによって（１０１１）実行される、相電流１０１のゼロクロスする瞬間の決定（１０１０）を図示する。相電流１０１のゼロクロスが検出されない限り、この決定はループされる。ゼロクロスが検出されるとすぐに、相電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１とＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２との間の遅延が決定され（１０２１）、この遅延が駆動波形を補正する（１０２２）ために使用される。

図１２で図示された実施形態は、図１１で図示された実施形態と同様であるが、図１２で図示された実施形態はＢＥＭＦ測定及びゼロクロスする瞬間Ｔ２の決定のサブ方法１０３０をさらに含む。

図１３は、モータ相Ｕ，Ｖ，Ｗごとに対する電流方向指示ビット１３０１及び相電圧７０３を図示する。非被駆動期間は、相電圧７０３において明らかに目で確認できる。相Ｖに対する相電流１０１がまた図示される。モータ相電流線１０１から及び電流方向指示線１３０１から理解できるように、非被駆動期間は相電流１０１のゼロクロスする瞬間と同一の瞬間において存在する。それ故に、図１３はＢＥＭＦ電圧測定窓をオープンするための最適な条件を示す。相電流１０１がゼロ線を交差する瞬間では、ＢＥＭＦ電圧測定窓がオープンされる。（例えば正弦波テーブルなどの）駆動波形オフセット補正がモータ状態ごとにおいてかつモータ相ごとにおいて実行される。モータ状態は、２つのモータ整流間の時間である。本発明の実施形態の利点は、それにより、調整ソフトウェアが変化する負荷条件に対して非常に速く動的に反応することを可能とさせる、ということである。これが１つの位相に対する相電圧７０３及び相電流１０１を示す図１４で図示される。ＢＬＤＣモータ４５１の外部負荷が増加する（電流振幅がまた上昇する）一方で、ＢＥＭＦ測定窓は常にモータ相電流のゼロクロス（最適な位置）において保持される。従って、本発明の実施形態の利点は、方法１０００は負荷条件が変化する厳しいな環境の下で非常に強固である、ということである。例えば、厳しい環境は、供給電圧４５６が５Ｖと４５Ｖとの間で変化でき、及び／又は温度が−４０度と＋１５０度との間で変化できる自動車アプリケーションにおいて起こるかもしれない。このことは、モータ電流がモータ負荷及び速度に依存するだけでなく環境条件にも依存する、ということを意味する。本発明の実施形態に係るアルゴリズムの利点は、それがそのような変動に対して強固である、ということである。本発明の実施形態は、６００Ｗのエンジン冷却ファンを０から５．６秒で最大速度で回転させることを可能とさせる一方で、同一のファンに対する従来の解決法では、少なくともこの時間の２倍の時間が必要であった。本発明の実施形態は、１５０ｍｓ未満で７０バールの変化負荷に対応するオイルポンプにおいて適用される一方で、これが従来の解決法においてはより信頼できなかった。本発明の実施形態の利点は、ＢＥＭＦ電圧と相電流との間の位置合わせがエネルギー効率増大へと導く、ということである。本発明の実施形態では、エネルギー節約が従来の解決法に比較すると５％と１５％との間で実現される。

本発明の実施形態では、相電流再構成及び位置合わせユニット４１０（図４）が電流方向指示ビット情報を使用し、相電流のゼロクロスする瞬間とＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間との間に遅延に従って、オフセットを用いて、ＰＷＭデューティサイクル発生ユニット４１１の格納された駆動波形（例えば正弦波テーブルなど）を左側もしくは右側のいずれかにシフトする。図１では、相電流１０１及びＢＥＭＦ電圧１０２は完全に同期している。この状況において、ＢＬＤＣモータ４５１は、エネルギー高効率モードで駆動する。図２及び図３では、ＢＥＭＦ電圧１０２と相電流１０１との間に遅延が存在する。第１のケースではＢＥＭＦ電圧１０２が遅延し、第２のケースでは相電流１０１が遅延する。

本発明の実施形態では、相電流１０１及びＢＥＭＦ電圧１０２が同期するように、駆動波形がシフトされる。このシフトは、正のもしくは負の可変オフセットの簡単な追加で実行される。この動作は、最小限の計算努力で非常に高速である。それを実行することにより、ＢＥＭＦ電圧測定窓は相電流がその極性を変化するその瞬間において、ひいては相電流がほぼゼロとなる瞬間において常時配置される。従って、本発明の実施形態の利点は、負荷での変化もしくはモータの速度での変化が調整される、ということである。さらに、本発明の実施形態の利点は、非被駆動期間が相電流１０１のゼロクロスにおいて存在するので、過渡効果が減少される、ということである。過渡効果を減少させることは、より少ないＥＭＣ妨害及びより少ない音響ノイズを結果として生じさせる。また、相電流１０１のゼロクロスする瞬間をＢＥＭＦ電圧のゼロクロスを用いて位置合わせすることにより、相電流自身の最大値がＢＥＭＦ相電圧の最大値に向かって位置合わせされるであろう。（ＢＥＭＦの最適存在のために）全体の電流消費は最小となるので、これがエネルギー高効率のモータ駆動へと導く。

図１５に図示されたある態様では、本発明は、正弦波制御されたＢＬＤＣモータ４５１における、相電流１０１の方向及び相電流のゼロクロスする瞬間Ｔ１を決定するための電流モニタリングデバイス７１０に関する。ＢＬＤＣモータ４５１の位相は、ハーフブリッジドライバ４５３によって駆動される。ここで、ハーフブリッジドライバは、ハイサイド電界効果トランジスタ４５４及びローサイド電界効果トランジスタ４５５を備える。電流モニタリングデバイス７１０は、電界効果トランジスタ４５４，４５５間のドレインソース電圧をモニタリングするためのドレインソース電圧モニタリングデバイス４０５を備える。それはまた、相電流１０１方向を決定するための及び相電流が方向を変化する瞬間をモニタリングしそれ故に相電流１０１のゼロクロスする瞬間Ｔ１を識別するための処理デバイス１５２０を備える。

さらなる態様では、本発明は、正弦波被駆動ＢＬＤＣモータ４５１を駆動させるためのデバイス４００に関する。デバイス４００は、相電流１０１のゼロクロスする瞬間を決定するための電流モニタリングデバイ７１０を備える。さらに、デバイス４００は、ＢＥＭＦ電圧を測定するための及びＢＥＭＦ電圧のゼロクロスする瞬間Ｔ２を決定するためのＢＥＭＦ電圧測定及び分析ユニット４０８を備える。デバイスはまた、相電流１０１及びＢＥＭＦ電圧が位置合わせされるように、駆動波形をタイムシフトさせるための同期ユニット１５１０を備える。

Claims (9)

1. 正弦波制御されたブラシレス直流電流モータ（４５１）において、相電流（１０１）の方向及び上記相電流（１０１）のゼロクロスする瞬間（Ｔ１）を決定するための方法（１０１０）であって、
   上記ブラシレス直流電流モータ（４５１）は相ごとにコイル（４５２）を備え、
   上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ（４５４）及びローサイド電界効果トランジスタ（４５５）を備えるハーフブリッジドライバ（４５３）により駆動され、
   上記方法は、
   上記ハイサイド電界効果トランジスタ（４５４）及び上記ローサイド電界効果トランジスタ（４５５）間のドレインソース電圧を測定するステップ（１０１１）と、
   上記測定されたドレインソース電圧に基づいて上記電流方向を決定しかつ上記電流が方向を変化する瞬間を決定することにより、上記相電流の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ１）を決定するステップ（１０１２）とを含む方法（１０１０）。
2. 上記相電流の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ１）を決定するステップ（１０１２）は、
   電流方向指示テーブルを、各測定に対する上記電流方向で埋めるステップを含む請求項１記載の方法（１０１０）。
3. 正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータ（４５１）を駆動させるための方法（１０００）であって、
   上記ブラシレス直流電流モータ（４５１）は相ごとにコイル（４５２）を備え、
   上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ（４５４）及びローサイド電界効果トランジスタ（４５５）を備えるハーフブリッジドライバ（４５３）により駆動され、
   上記方法は、
   駆動波形を、各相の各電界効果トランジスタ（４５４，４５５）に印加するステップを含み、ここで、上記各駆動波形は非被駆動期間を有し、
   上記方法は、
   請求項１または２に係る方法を用いて、上記相電流（１０１）のゼロクロスする瞬間（Ｔ１）を決定するステップ（１０１２）と、
   上記コイル（４５２）を通過する電流の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ１）と上記コイル（４５２）間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間（Ｔ２）との間の遅延を決定するステップ（１０２１）と、
   上記相電流のゼロクロスが上記逆起電力電圧のゼロクロスに実質的に対応するように、上記決定された遅延を用いて、上記駆動波形を調整するステップ（１０２２）とを含む方法（１０００）。
4. 上記コイル（４５２）を通過する電流の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ１）と上記コイル（４５２）間の逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間（Ｔ２）との間の遅延を決定するステップ（１０２１）の前に、
   上記位相の非被駆動期間中に上記逆起電力電圧を測定するステップ（１０３１）と、
   上記測定された逆起電力電圧に基づいて上記位相の逆起電力電圧の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ２）を決定するステップ（１０３２）とをさらに含む請求項３記載の方法（１０００）。
5. 上記位相の逆起電力電圧の上記ゼロクロスする瞬間（Ｔ２）を決定するステップ（１０３２）は、
   逆起電力電圧テーブルを、上記位相の上記非被駆動期間中にサンプリングされた上記測定された逆起電力電圧で埋めるステップを含む請求項４記載の方法（１０００）。
6. 上記駆動波形の少なくとも１つは、パルス幅変調される請求項３〜５のうちのいずれか１つに記載の方法（１０００）。
7. 上記全電流は、シャント抵抗を使用することにより測定される請求項３〜６のうちのいずれか１つに記載の方法（１０００）。
8. 正弦波制御されたブラシレス直流電流モータ（４５１）において、相電流（１０１）の方向及び上記相電流のゼロクロスする瞬間（Ｔ１）を決定するための電流モニタリングデバイス（７１０）であって、
   上記ブラシレス直流電流モータ（４５１）は相ごとにコイル（４５２）を備え、
   上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ（４５４）及びローサイド電界効果トランジスタ（４５５）を備えるハーフブリッジドライバ（４５３）により駆動され、
   上記デバイスは、
   上記電界効果トランジスタ（４５４，４５５）間のドレインソース電圧をモニタリングするためのドレインソース電圧モニタリングデバイス（４０５）と、
   上記相電流（１０１）の方向を決定し、上記相電流（１０１）が方向を変化する瞬間を決定しそれ故に上記相電流（１０１）の上記ゼロクロスする瞬間を識別するように構成された処理デバイス（１５２０）とを備えた電流モニタリングデバイス（７１０）。
9. 正弦波被駆動ブラシレス直流電流モータ（４５１）を駆動させるためのデバイス（４００）であって、
   上記ブラシレス直流電流モータ（４５１）は相ごとにコイル（４５２）を備え、
   上記ブラシレス直流電流モータの位相は、ハイサイド電界効果トランジスタ（４５４）及びローサイド電界効果トランジスタ（４５５）を備えるハーフブリッジドライバ（４５３）により駆動され、
   上記デバイスは、
   請求項８に係る電流モニタリングデバイス（７１０）と、
   上記逆起電力電圧を測定し、上記逆起電力電圧のゼロクロスする瞬間（Ｔ２）を決定するための逆起電力電圧測定及び分析ユニット（４０８）と、
   上記相電流（４０２）及び上記逆起電力電圧が位置合わせされるように、上記駆動波形をタイムシフトさせるための同期ユニット（１５１０）とを備えたデバイス（４００）。

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