JP7268941B2 - モータの位相変換誤差補償方法、装置及び記憶媒体 - Google Patents

Description

本開示は、モータ制御技術分野に関し、特にモータの位相変換誤差補償方法、装置及び記憶媒体に関する。

近年、高速で小型化が可能なブラシレスＤＣモータ（ＢＬＤＣ：Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）は、現在では、ますます多くの分野、特に、手持ち式真空掃除機のような小型電動工具などの分野に広く適用される。従来のＢＬＤＣのドライバ方式は、巻線のリアクタンス等の要因により、位相変換誤差があり、最適な位相変換点での高速ＢＬＤＣの位相変換を保証できず、その結果、相電流が対応する逆起電力より遅延して、モータ性能に多くの悪影響を及ぼす。

関連技術では、一般的に鎖交磁束オブザーバと電流積分器により、位相変換の誤差を判断し、誤差補償信号を生成させる。しかしながら、このような位相変換誤差補償案は、モータの鎖交磁束オブザーバの抵抗インダクタンス情報が精確で、電流積分器にオフセット誤差が存在しないことを前提として確立されたものである。しかしながら、実際のプロセスでは、製造時に発生したばらつきや電流信号のオフセットにより、位相変換誤差を精確に検出することができず、最適な位相変換点で高速のＢＬＤＣを位相変換させることができず、ＢＬＤＣのドライバ性能に影響を与える。

上記問題点に鑑みて、本発明の実施例は、理想的な位相変換誤差補償信号を生成させ、最適な位相変換点でのＢＬＤＣの位相変換を保証することができるモータの位相変換誤差補償方法、装置及び記憶媒体を提供する。

本開示の実施例は、
モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集するステップであって、前記ロータの位置信号は、ロータの回動角度を特徴付けるステップと、
前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得ると共に、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するステップと、
前記位置誤差補償信号、及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップと、
前記ロータの理想的なの位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定すると共に、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換するステップと、を含むモータの位相変換誤差補償方法を提供する。

上記態様において、前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得るステップは、
モータの校正されていないロータの角速度を取得するステップと、
前記角速度に基づいて、余弦基準信号と正弦基準信号を決定するステップと、
前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて初期電流出力信号を決定するステップと、
前記三相電流信号と前記初期電流出力信号との差に基づいて重み信号を生成するステップと、
前記重み信号、前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて、三相電流信号の基本波成分を得るステップと、を含む。

上記態様において、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するステップは、
静止座標系における前記三相電流信号の基本波成分を回転座標系における二相電流信号に変換するステップであって、前記回転座標系の回動角度は、モータのロータの回動角度と同様であり、前記二相電流信号は、前記回転座標系における一軸に対応するｄ軸電流を含むステップと、
前記ｄ軸電流とロータの位置信号との対応関係に基づいて前記ｄ軸電流を調整してロータの位置誤差補償信号を決定するステップと、を含む。

上記態様において、前記位置誤差補償信号及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップは、
前記位置誤差補償信号を前記校正されていないロータの位置信号に補償して、理想的なロータの位置信号を取得するステップと、
予め設定された位相区間とロータの位置信号との対応関係に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップと、を含む。

上記態様において、前記ロータの理想的な位相区間に基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定するステップは、
前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップと、
前記制御電圧と前記ロータの理想的な位相区間に基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定するステップと、を含む。

上記態様において、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップは、
前記モータの校正されていないロータの現在の角速度および事前所定の角速度を取得するステップであって、前記事前所定の角速度は、所望の角速度であるステップと、
調整器で前記現在の角速度と前記事前所定の角速度との差を処理して、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップと、を含む。

本開示の実施例は、
モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、ロータの回動角度を特徴付ける前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集するように構成される収集ユニットと、
前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得ると共に、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するように構成されるフィルタユニットと、
前記位置誤差補償信号、及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するように構成される決定ユニットと、
前記ロータの理想的な位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定すると共に、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換するように構成される位相変換ユニットとを備えるモータの位相変換誤差補償装置をさらに提供する。

本開示の実施例は、プロセッサと、プロセッサで実行可能なコンピュータプログラムを記憶するように構成されたメモリとを備えるモータの位相変換誤差補償装置をさらに提供し、
前記プロセッサは、コンピュータプログラムを実行する場合、上記いずれか１つの前記方法のステップを実行するように構成される。

本開示の実施例は、コンピュータプログラムが記憶されており、前記コンピュータプログラムがプロセッサによって実行される場合、上記いずれか１つの前記方法のステップを実現する記憶媒体をさらに提供する。

本開示の実施例によるモータの位相変換誤差補償方法、装置及び記憶媒体は、収集された三相電流信号に対してフィルタ処理を行うことで、三相電流信号における各相電流信号に対応する基本波成分を抽出し、得られた基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定し、フィルタ処理により電流信号の高調波が除去されるため、得られた基本波成分には信号のオフセットが存在しない。これに基づき、位置誤差補償信号と実際に収集した位置信号とを組み合わせてロータの理想的な位相変換の位相を決定し、ひいては対応する調整方式でモータのロータの位相変換を実現する。これにより、信号オフセットを導入することなく、最適な位相変換点でのＢＬＤＣの位相変換を実現し、ＢＬＤＣのドライバ性能を確保することができる。

従来技術における位相変換誤差を判断する方法の実現の模式図である。 従来技術における位相変換誤差を判断する方法で逆起電力信号ｅと電流信号ｉとの関係、及び鎖交磁束信号Ψと電流積分信号ｆｉｄｔとの関係の模式図である。 本開示の実施例に提供されるモータの位相変換誤差補償方法ある。 本開示の実施例に提供されるニューラルネットワークフィルタの原理模式図である。 静止二軸座標系α、βにおける電圧ベクトルを回転する二軸座標系ｄ軸、ｑ軸に投影した模式図である。 予め設定されたセクタとロータ位置信号、ドライバ方式との対応関係の模式図である。 制御電圧と三相フルブリッジ回路における各スイッチングデバイスの制御関係の模式図である。 本開示の実施例に提供されるＢＬＤＣを電子機器におけるハードウェアシステムに適用する構成模式図である。 ＢＬＤＣライン逆起電力波形、セクタ及びドライバ信号の対応関係の模式図である。 本開示の実施例に提供されるモータの位相変換誤差補償方法の実現の模式図である。 本開示の実施例に提供されるモータの位相変換誤差補償装置の構成模式図である。 本開示の実施例に提供されるモータの位相変換誤差補償装置のハードウェア構成模式図である。

本発明の実施形態の目的、技術的手段、および利点をより明確にするために、以下、本発明の実施例における図面を参照しながら、本発明の具体的な技術的手段についてさらに詳細に説明する。以下の実施例は、本開示を説明するために用いられるが、本開示の範囲を限定するために用いられるものではない。

従来技術において位相変換誤差を判断する方法が提案され、図１ａは従来技術における位相変換誤差を判断する方法の実現の模式図であり、図１ａに示すように、センサによってモータの電流および電圧信号を収集し、さらに鎖交磁束オブザーバによって得られた鎖交磁束信号Ψと電流積分モジュールによって得られた電流積分信号ｆｉｄｔとの間の位相差によって、変換誤差補償信号を得る。ここで、この位相変換誤差を判断する方法では、鎖交磁束信号Ψと電流積分信号ｆｉｄｔとの位相差に基づいて、モータにおける逆起電力信号と電流信号との位相差を代替することができると提案されている。

図１ｂは、従来技術における位相変換誤差を判断する方法で逆起電力信号ｅと電流信号ｉとの関係、鎖交磁束信号Ψと電流積分信号ｆｉｄｔとの関係の模式図であり、図１ｂに示すように、鎖交磁束信号Ψは逆起電力信号ｅより９０°遅延し、電流積分信号ｆｉｄｔは電流信号ｉより９０°遅延し、このように、鎖交磁束信号Ψと電流積分信号ｆｉｄｔとの位相差をモータの逆起電力信号と電流信号との位相差の代わりに用い、位相差検出モジュールによって鎖交磁束信号Ψと電流積分信号ｆｉｄｔとの位相差αを決定し、さらに位相差が０になるように調整して位相変換誤差補償信号を取得することができる。

しかしながら、このような位相変換誤差補償案は、モータの鎖交磁束オブザーバの抵抗インダクタンス情報が精確で、電流積分器にオフセット誤差が存在しないことを前提として確立されたものである。しかしながら、実際のプロセスにおいて、高速モータの抵抗インダクタンスパラメータは小さく、実際の製造プロセスにおいて、モジュール化の製造、巻き数が非対称であること、線路接触抵抗が異なることなどの原因により、実際の抵抗インダクタンスパラメータが理論値と異なる現象が発生しやすく、そのため、鎖交磁束オブザーバモデルの抵抗インダクタンスが不正確になる。そのほか、電流信号は、積分モジュールによって処理された後、直流オフセット成分が発生し、このオフセットにより電流積分信号のゼロクロス点に誤差が存在し、位相差検出に影響を与える。

これに基づき、位相変換誤差を補償するために、本発明の実施例は、図２に示すように、モータの位相変換誤差補償方法を提供し、当該方法は以下のステップを含む。

ステップ１０１では、モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集し、前記ロータの位置信号はロータの回動角度を特徴付ける。

本開示の実施例において、モータはＢＬＤＣであり、前記設定方向は、時計回り方向、反時計回り方向であってもよい。前記ＢＬＤＣの位相変換とは、ＢＬＤＣにおけるロータの位相変換を意味する。前記ロータの位置信号とは、ロータが回動する角度を意味し、例えば、ロータが６０°回動した場合、ロータの位置信号は６０°となる。

実際の適用において、ＢＬＤＣのロータの位置信号は、０～３６０°の間にあり、６０°ごとに１つのセクタ、合計６つのセクタに分割されており、第３０°～９０°は第Ｉセクタであり、第９０°～１５０°は第ＩＩセクタであり、第１５０～２１０°は第ＩＩＩセクタであり、第２１０°～２７０°は第ＩＶセクタであり、第２７０°～３３０°は第Ｖセクタであり、第３３０°～３０°は第ＶＩセクタである。ＢＬＤＣのロータが第Ｉセクタから第ＩＩセクタに回動し、または第ＩＩＩセクタから第ＩＶセクタに回動することは、一回の位相変換が発生することを意味する。

実際の適用において、上記ステップ１０１におけるＢＬＤＣのロータの位置信号は、センサレス技術により取得されてもよいし、ＢＬＤＣのロータ位置センサ（ホールセンサ、光電エンコーダー等）により直接読み取られてもよい。

なお、センサレス技術によりＢＬＤＣのロータの位置信号を取得する方式は、ロータ位置センサによって読み取る方式に比べて、別途センサを配置する必要がないため、ハードウェアコストが低減される。しかしながら、ロータ位置センサを用いて実現されるロータの位置信号の収集方式は、実現が簡単で、操作が容易であり、本開示の実施例は、ロータの位置信号の収集方式を限定するものではなく、実際の必要に応じて対応する方式を選択することができる。

上記ステップ１０１における三相電流信号は、サンプリング抵抗によって取得されることができ、サンプリング抵抗は、電流、電圧に対するサンプリングを実現することができる。サンプリング電流は抵抗値が小さい１つの抵抗を直列に接続して実現することができ、電圧の収集は抵抗値が大きい１つの抵抗を並列に接続する必要がある。このように、対応する抵抗を設定することによって、三相電流と三相電圧に対する収集を実現することができる。

ステップ１０２では、前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得て、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定する。

ＢＬＤＣのドライバ方式については、前記三相電流信号は正弦波ではなく、高調波を多く含む矩形波である。これに基づき、前記三相電流信号における高調波を除去する必要がある。本開示の実施例では、ニューラルネットワークフィルタを構成することによって、三相電流信号における高調波に対するフィルタリングを実現し、信号オフセットを生成しない上で、三相電流信号に対応する基本波成分を取得する。

ここで、前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得るステップは、
モータの校正されていないロータの角速度を取得するステップと、
前記角速度に基づいて、余弦基準信号と正弦基準信号を決定するステップと、
前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて初期電流出力信号を決定するステップと、
前記三相電流信号と前記初期電流出力信号との差に基づいて重み信号を生成するステップと、
前記重み信号、前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて、三相電流信号の基本波成分を得るステップとを含む。

なお、本開示の実施例は、ニューラルネットワークフィルタにより前記三相電流信号をフィルタ処理し、三相電流信号の基本波成分を得る。基本波関数は、振幅、角速度、初期
位相によって決定されことができ、即ち、

であり、当該式はｉ点における基本波信号の値を示している。このように、先に余弦基準信号と正弦基準信号により基本波関数を構成し、さらに自己適応型重み係数により三相電流信号に対応する基本波成分を得ることができる。

ここで、図３を参照しながら前記三相電流信号のフィルタリング処理について説明する：
図３は本開示の実施例に提供されるニューラルネットワークフィルタの原理模式図であり、図３に示すように、前記ニューラルネットワークフィルタは、基準信号入力モジュール５０１、フィルタ出力モジュール５０２、重み生成モジュール５０３を備える。前記基準信号入力モジュール５０１は、第１基準信号入力サブモジュール５０１１と第２基準信号入力サブモジュール５０１２とを備え、前記フィルタリング出力モジュール５０２は、第１基準信号処理サブモジュール５０２１と第２基準信号処理サブモジュール５０２２とを備える。

前記第１基準信号入力サブモジュール５０１１及び第２基準信号入力サブモジュール５０１２の入力信号はいずれも、ＢＬＤＣの回転速度と関連している。ここで、前記第１基準信号入力サブモジュール５０１１は、以下のように表すことができ、即ち、

である。前記第２基準信号入力サブモジュール５０１２は、以下のように表すことができ、即ち、

である。ここで、Ｗ_ｅはモータの回転の角速度であり、Ｔ_Ｓはサンプリングステップ長さであり、ｎはサンプリング回数、ｒ_１は余弦基準信号であり、ｒ_２は正弦基準信号である。

前記第１基準信号処理サブモジュール５０２１の入力信号は、余弦基準信号ｒ_１と重み信号Ｗ_１であり、出力信号は、ｙ_１であり、ここで、

である。

前記第２基準信号処理サブモジュール５０２２の入力信号は、正弦波基準信号ｒ_２と重み信号Ｗ_２であり、出力信号は、ｙ_２であり、ここで、

である。

余弦基準信号ｒ_１、正弦波基準信号ｒ_２及び対応する重み信号Ｗ_１、Ｗ_２をフィルタ出力モジュール５０２の入力信号としてフィルタ出力モジュール５０２に入力し、初期電流出力信号ｙ_０を出力する、即ち、

である。

図３に示すように、重み信号Ｗ_１、Ｗ_２は、重み生成モジュール５０３によって生成され、前記重み生成モジュール５０３は、入力信号Ｉ_ａｂｃとフィルタ出力モジュール５０２の出力信号ｙとの差εに応じて、自己適応的に重み信号Ｗ_１、Ｗ_２を生成する。前記調整プロセスは、以下のように表すことができる。

即ち、

である。

ここで、ηはニューラルネットワークフィルタの自己適応型学習因子であり、Ｗ^ｎ－１はサンプリング回数がｎ－１である場合の重み信号であり、Ｗ^ｎはサンプリング回数がｎである場合の重み信号であり、ｅ^ｎはサンプリング回数がｎである場合、入力信号Ｉ_ａｂｃとフィルタ出力モジュール５０２の出力信号ｙとの差であり、上記ｅ^ｎは以下のように表すことができる。

即ち、

である。

実際の応用において、入力信号Ｉ_ａｂｃは、前記ニューラルネットワークフィルタによってフィルタ処理される場合、その処理がそれぞれ行われ、三相電流の間には互いに影響を与えない。即ち、Ａ相電流Ｉ_ａが前記ニューラルネットワークフィルタによってフィルタ処理され、対応する基本波電流信号Ｉ_ａ＿１を取得し、Ｂ相電流Ｉ_ｂが前記ニューラルネットワークフィルタによってフィルタ処理され、対応する基本波電流信号Ｉ_ｂ＿１を取得し、Ｃ相電流Ｉ_ｃが前記ニューラルネットワークフィルタによってフィルタ処理され、対応する基本波電流信号Ｉ_ｃ＿１を取得する。

電流信号の基本波振幅はニューラルネットワークフィルタによって抽出されたものであるため、抽出された電流信号の基本波位相が誤差を有しないように信号オフセットによる影響を大幅に軽減させ、後続の補償信号の正確な決定に基礎を提供するすることができる。

本開示の実施例では、三相電流信号の基本波成分Ｉ_ａ＿１、Ｉ_ｂ＿１とＩ_ｃ＿１を得た後、ＢＬＤＣの三相電流信号の基本波成分Ｉ_ａ＿１、Ｉ_ｂ＿１及びＩ_ｃ＿１をベクトル分解して励磁電流成分Ｉ_ｄ（ｄ軸電流成分Ｉ_ｄ）及びトルク電流成分Ｉ_ｑ（ｑ軸電流成分Ｉ_ｑ）に変化させる。ここで、励磁電流Ｉ_ｄは主に励磁を生成させてＢＬＤＣの磁界の強度を制御するために用いられ、ｑ軸電流Ｉ_ｑはＢＬＤＣのトルクを制御するために用いられる。そして、励磁電流Ｉ_ｄが０である場合、ＢＬＤＣは、ｄ軸の電機子反応がないため、すなわちｄ軸がトルクを貢献しないため、ＢＬＤＣの全ての電流が全て電磁トルクを生成するために用いられ、従って、理想的な状態では、モータｄ軸電流は０となる。一方、高速のＢＬＤＣは、巻線のリアクタンス等の要因の存在により実際の運転中にｄ軸電流Ｉ_ｄが０にならないことで、ｄ軸電流を０に調整すれば位置誤差補償信号が決定されることができ、この位置誤差補償信号はθ_ａｄｖで表す。

このように、ステップ１０２における前記三相電流信号の基本波成分に基づいて、モータの位置誤差補償信号を決定するステップは、
静止座標系における前記三相電流信号の基本波成分を回転座標系における二相電流信号に変換するステップであって、前記回転座標系の回動角度は、モータのロータの回動角度と同様であり、前記二相電流信号は、前記回転座標系における一軸に対応するｄ軸電流を含むステップｂ１と、
前記ｄ軸電流とロータの位置信号との対応関係に基づいて前記ｄ軸電流を調整してロータの位置誤差補償信号を決定するステップｂ２と、を含む。

ここで、ステップｂ１において、静止座標系における前記三相電流信号の基本波成分を回転座標系における二相電流信号に変換することは、先にＣｌａｒｋ変換を行い、次にＰａｒｋ変換を行うことにより実現できる。前記Ｃｌａｒｋ変換は、静止座標系における三相電流信号を静止座標系における二相電流信号に変換するものであり、つまり、三相固定子座標系（３つの軸Ｉ_ａ、Ｉ_ｂ、Ｉ_ｃが互いに１２０°をなす）を二相固定子直交座標系（２つの軸Ｉ_α、Ｉ_βが互いに９０°をなす）に変換するものである。前記Ｐａｒｋ変換は、静止座標系における二相電流信号を回転座標系の二相電流信号に変換するものであり、つまり、二相固定子直交座標系（２つの軸Ｉ_α、Ｉ_βが互いに９０°をなす）から二相ロータ直交座標系（２つの軸Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑが互いに９０°をなす）に変換するものである。

前記回転座標系における二相電流信号は、回転座標系における一方の軸に対応するｄ軸電流と、回転座標系における他方の軸に対応するｑ軸電流とを含む。

なお、静止三軸座標系ａ、ｂ、ｃにおける電流ベクトルを静止二軸座標系α、β軸に投影することは、次式により行われることができる。

即ち、

である。

式中、Ｉ_αは静止二軸座標系α、βにおけるα軸の電流であり、Ｉ_βは静止二軸座標系α、βにおけるβ軸の電流であり、Ｉ_ａは静止三軸座標系ａ、ｂ、ｃにおけるａ軸の電流であり、Ｉ_ｂは静止三軸座標系ａ、ｂ、ｃにおけるｂ軸の電流であり、Ｉ_ｃは静止三軸座標系ａ、ｂ、ｃにおけるｃ軸の電流であり、ｋは三相巻線における各相の有効巻き数と二相巻線における各相の有効巻き数との比であり、変換前後で総電力が変化しない場合に、

である。

一方、静止二軸座標系α、βにおける電圧ベクトルを、回転する二軸座標系ｄ軸、ｑ軸に投影することは、次式により行われることができる。

即ち、

である。

ここで、φはｄ軸とα軸とのなす角度、具体的にロータが回転する角度であり、Ｉ_ｄはｄ軸の電流であり、Ｉ_ｑはｑ軸の電流である。このようにして、ステップ１０１で収集したロータの位置信号とＩ_α、Ｉ_βにより、Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを決定することができる。

図４は、静止二軸座標系α、βにおける電圧ベクトルを、回転する二軸座標系ｄ軸、ｑ軸に投影した模式図であり、図４に示すように、

はＩ_ｄ、Ｉ_ｑの合成電流ベクトルである。φはｄ軸とα軸とのなす角であり、静止二軸座標系α、βにおける電圧ベクトルを回転二軸座標系ｄ軸、ｑ軸に投影した回転角度を意味する。

励磁電流成分Ｉ_ｄとトルク電流成分Ｉ_ｑが得られた後、調整器によってｄ軸電流とロータの位置信号との対応関係を調整して、ロータの位置誤差補償信号を決定することができる。

三相電流信号に対してＣｌａｒｋ変換を行い、引き続きＰａｒｋ変換を行ったことにより、回転座標系における２つの電流成分Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを得る一方、理想的な状態では、Ｉ_ｄ＝０であり、このように調整器でＩ_ｄを０に調整し、対応する位置誤差補償信号を出力する必要がある。ここで、前記調整器は比例調整器であり、設定された比例係数により、実際値Ｉ_ｄと事前所定値０との差を比例調整器に入力し、対応する誤差補償信号を出力してもよい。ここで、前記比例係数は、電流に対する角度の比である。このようにして、位置誤差補償信号θ_ａｄｖを得ることができる。

ステップ１０３では、前記位置誤差補償信号と、ロータの位置信号とに基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定する。

ここで、前記理想的な位相区間とは、理想的な対応セクタを意味する。前記ロータの位置信号は、上記ステップ１０１で収集した実際のロータの位置信号、または校正されていない位置信号であり、θで表される。

上述のように、ＢＬＤＣのロータの一周回動に対応する角度を６つのセクタに分割し、第３０°～９０°は第Ｉセクタであり、第９０°～１５０°は第ＩＩセクタであり、第１５０～２１０°は第ＩＩＩセクタであり、第２１０°～２７０°は第ＩＶセクタであり、第２７０°～３３０°は第Ｖセクタであり、第３３０°～３０°は第ＶＩセクタである。そして、ロータの位置信号θを補償した後、理想的なロータ位置信号θ_０を得ることができ、理想的なロータ位置信号θ_０は、セクタと対応関係が存在し、それにより、前記ロータの理想的な対応セクタを決定することができ、例えば、ロータ位置信号が１２０°であると仮定する場合に第ＩＩセクタに対応する。

ここで、前記位置誤差補償信号θ_ａｄｖ、ロータの位置信号θに基づいて前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップは、前記位置誤差補償信号θ_ａｄｖを前記校正されていないロータの位置信号θに補償して理想的なロータの位置信号θ_０を得るステップと、予め設定された位相区間とロータの位置信号との対応関係に基づいて前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップと、を含む。

なお、位置誤差補償信号θ_ａｄｖが得られた後は、前記位置誤差補償信号θ_ａｄｖを前記ロータの位置信号θに加算すれば、理想的なの位置信号θ_０が決定される。

前記予め設定されたセクタとロータの位置信号との対応関係とは、理想的な場合におけるセクタとロータの位置信号との対応関係である。実際の応用に際しては、ロータの位置信号を決定した後、予めプログラムに設けられたマッピングテーブルを検索することにより対応するセクタを得ても良いし、他の方式により得ても良く、ここでは限定しない。

図５は、予め設定されたセクタとロータの位置信号との対応関係の模式図であり、図５に示すように、本開示の応用実施例において、ＢＬＤＣのロータ位置は０°から３６０°であり、６０°ごとに１つのセクタを分割し、各セクタドライバには、対応するドライバ方式を出力する必要がある。ここで、図５におけるドライバ方式において、Ａ、Ｂ、ＣはそれぞれＢＬＤＣのＡ相、Ｂ相、Ｃ相を示し、＋、－はそれぞれ各相の上スイッチングデバイスと下スイッチングデバイスを示す。

ステップ１０４では、前記ロータの理想的な位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定し、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換する。

なお、前記ロータの理想的な対応セクタに基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定ステップは、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップと、前記制御電圧と前記ロータの理想的な位相区間に基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定するステップと、を含む。

ここで、前記制御電圧は、三相フルブリッジ回路における各スイッチングデバイスを制御し、各スイッチングデバイスの動作状態を決定するために用いられ、各スイッチングデバイスの動作状態の制御によって前記ＢＬＤＣの理想的な位置換相を実現する。前記三相フルブリッジ回路には、６個のスイッチングデバイスＳ１～Ｓ６を含む。実際の応用において、三相フルブリッジ回路における６個のスイッチングデバイスＳ１～Ｓ６は、それぞれ異なるＰＷＭドライバ信号、すなわち三相六状態ＰＷＭドライバ信号に対応する。各スイッチングデバイスのＰＷＭドライバ信号は、対応するスイッチングデバイスの動作状態を制御することができる。このようにして、ドライバ信号によって対応するスイッチングデバイスを制御することにより、ロータに対する位相変換を実現することができる。

制御電圧と三相フルブリッジ回路における各スイッチングデバイスとの制御関係については、図６に示すように、図６における各スイッチングデバイスの状態は、ＰＷＭ状態、フルオン状態、ターンオフ状態の３種類があり、この３種類の状態は、各スイッチングデバイスに作用する動作電圧を直接反映している。例えば、ＢＬＤＣのロータの位置が４０°であると仮定し、図５からＢＬＤＣのロータの位置が４０°であることに対応するドライバ方式Ａ＋Ｂ－を検索すると、図６においてＡ相上スイッチングデバイスＳ１とＢ相下スイッチングデバイスＳ４を導通させており、他の４個のトランジスタＳ２、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６を導通させないことにより、上記三相フルブリッジ回路における各スイッチングデバイスの動作電圧を得る必要がある。

なお、制御電圧を得れば、ＰＷＭドライバ信号のデューティ比を決定することができ、ＰＷＭドライバ信号のデューティ比は、ＰＷＭドライバ信号の振幅を直接反映するため、三相フルブリッジ回路におけるスイッチングデバイスの動作モードを制御するために使用されることができる。そして、制御電圧によって決定されたＰＷＭドライバ信号のデューティ比と、前記ロータの理想的な対応セクタとに基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定することができる。

なお、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップは、
前記モータの校正されていないロータの現在の角速度および事前所定の角速度を取得するステップであって、前記事前所定の角速度は、所望の角速度でステップと、
調整器で前記現在の角速度と前記事前所定の角速度との差を処理して、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップとを含む。

ここで、ロータの角速度と位置信号との関係は、θ＝ωｔとなるため、位置信号θを微分することによりロータの角速度ωを得ることができる。このように、収集した現在の位置信号θを微分することにより、現在の角速度ωを得ることができ、前記事前所定の角速度は、所望の角速度である。前記現在の角速度ωとは、収集した位置信号θを微分することにより得られた実際の角速度ωを指す。

前記現在の角速度と前記事前所定の角速度との差を処理するための前記調整器は、回転速度調整器であってもよく、前記回転数調整器は、回転数を調整する調整器である。具体的な実現時に、収集した角速度と事前所定の角速度との差を入力値として前記回転速度調整器に入力することにより、制御電圧を得る。

制御電圧が決定されると、制御電圧に応じてＰＷＭのデューティ比を制御することにより対応する制御信号を生成することができるため、前記制御信号によって三相フルブリッジにおけるスイッチングデバイスの動作状態を制御してＢＬＤＣをドライバすることができる。

以下、具体的な応用実施例を参照して本開示を詳細に説明する。

応用実施例では、ＢＬＤＣは、６つのセクタを有し、且つ図７に示すハードウェアシステムで実現される。図７に示すように、前記ハードウェアシステムは、ＢＬＤＣ７０１、三相端電流サンプリング抵抗７０２、三相フルブリッジ７０３、電池７０４、コンデンサ７０５、マイクロコントローラユニット（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ：ＭＣＵ）７０６、位置センサ７０７を備え、Ｓ１－Ｓ６は制御スイッチである。ＭＣＵ７０６は、ドライバ信号により三相フルブリッジ７０３を制御することで、ＢＬＤＣ７０１の制御を実現する。ＭＣＵ７０６は、位置センサ７０７により位置信号を収集する。ＭＣＵ７０６は、三相端電流サンプリング抵抗７０２により電流信号を収集する。ＢＬＤＣ７０１の三相には、３組の電流サンプリング抵抗、すなわち三相端電流サンプリング抵抗７０２がそれぞれ接続されている。

図８はＢＬＤＣライン逆起電力波形、セクタ及びドライバ信号の対応関係を示す模式図であり、図８には、波形４０１、波形４０２、波形４０３のそれぞれはＢＬＤＣのラインＡＢ、ラインＢＣ、ラインＣＡの逆起電力の波形であり、３つのライン逆起電力同士の位相差が１２０°であり、１つのＢＬＤＣ本体の電磁周期は、６つのセクタを含み、当該６つのセクタは、番号をセクタＩ、セクタＩＩ、セクタＩＩＩ、セクタＩＶ、セクタＶ、セクタＶＩとし、セクタ境界をＢＬＤＣの位相が反転する角度位置とし、理想的な状態で各セクタ同士の角度間隔を６０°とする。

本開示の実施例は、ＢＬＤＣ位相変換を実現するために、提供される位相変換誤差補償方法によって位置誤差補償信号θ_ａｄｖを取得し、取得された位置信号θに基づいて位置補償信号θ_ａｄｖを加算することにり理想的な位置信号θ_０を取得する。

図９は、本開示の実施例に提供されるモータの位相変換誤差補償方法の実現の模式図であり、図９に示すように、サンプリング抵抗２０７によりＢＬＤＣ２０５の三相電流信号を収集してＩ_ａｂｃ（Ｉ_ａ、Ｉ_ｂ、Ｉ_ｃ）を取得し、更に、ニューラルネットワークフィルタ２０８により三相電流信号Ｉ_ａｂｃをフィルタ処理して対応する基本波成分Ｉ_ａ＿１、Ｉ_ｂ＿１及びＩ_ｃ＿１を得、座標変換２０９によりＢＬＤＣの三相電流信号の基本波成分Ｉ_ａ＿１、Ｉ_ｂ＿１及びＩ_ｃ＿１をベクトル分解して励磁電流成分Ｉ_ｄ（ｄ軸電流成分Ｉ_ｄ）に変化させる。理想的な状態でモータｄ軸電流Ｉ_ｄが０であることを考慮して、このように、調整器２１０によりＩ_ｄを０に調整して位置誤差補償信号θ_ａｄｖを得る。位置誤差補償信号θ_ａｄｖと収集した位置信号θとを加算して理想的なの位置信号θ_０を得るようにした。

一方、センサ２０６及び位置検出ユニット２１１によりＢＬＤＣの位置信号θを収集し、微分ブロック２１２により前記位置信号θを処理して現在の角速度を取得し、事前所定の角速度ω^＊が取得されると、現在の角速度ωと事前所定の角速度ω^＊との差を回転速度調整器２０１に入力して調整を行って、制御電圧を取得する。このように、制御電圧と理想的な位置信号θ_０とにより、位相変換のドライバ信号と位相、セクタとの対応関係を示す位相変換の論理テーブル２０２を特定し、最後に、ＰＷＭモジュール２０３によって、三相フルブリッジ回路２０４におけるスイッチの動作状態が制御されてＢＬＤＣの位相変換がドライバされる。

本開示の実施例によるモータの位相変換誤差補償方法、装置及び記憶媒体は、収集された三相電流信号に対してフィルタ処理を行うことで、三相電流信号における各相電流信号に対応する基本波成分を抽出し、得られた基本波成分に基づいて、モータの位置誤差補償信号を決定し、ニューラルネットワークフィルタにより抽出された電流信号の基本波振幅により、信号オフセットの影響を大幅に軽減することができる。これに基づき、位置誤差補償信号と実際に収集した位置信号とを組み合わせてロータの理想的な位相変換の位相を決定し、ひいては対応する調整方式でモータのロータの位相変換を実現する。これにより、信号オフセットを導入することなく、理想的な位相変換点でのＢＬＤＣの位相変換が実現され、ＢＬＤＣのドライバ性能が保証される。

また、本発明の実施例の態様は、ハードウェアの改良を必要とせず、ソフトウェア方式だけでＢＬＤＣＭのタイムリーな位相変換を実現し、ハードウェアコストを増加させず、実現が簡単で便利である。

本発明の実施例に係る方法を実現するために、本発明の実施例は、モータの位相変換誤差補償装置をさらに提供し、図１０は本発明の実施例に係るモータの位相変換誤差補償装置の構成模式図であり、図１０に示すように、前記モータの位相変換誤差補償装置１０００は、収集ユニット１００１、フィルタリングユニット１００２、決定ユニット１００３及び位相変換ユニット１００４を含む。

前記収集ユニット１００１は、モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、ロータの回動角度を特徴付ける前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集するように構成される。

前記フィルタリングユニット１００２は、前記三相電流信号をフィルタリング処理して三相電流信号の基本波成分を取得し、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するように構成される。

前記決定ユニット１００３は、前記位置誤差補償信号及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するように構成される。

前記位相変換ユニット１００４は、前記ロータの理想的な位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定し、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換するように構成される。

実際の応用において、収集ユニット１００１、フィルタリングユニット１００２、決定ユニット１００３、及び位相変換ユニット１００４は、ＢＬＤＣの位相変換誤差補償装置におけるプロセッサによって実現されてもよい。

なお、上記実施例で提供したＢＬＤＣの位相変換誤差補償装置は、ＢＬＤＣ位相変換を制御するとき、上記各プログラムモジュールの分割として例示しただけであり、実際の応用においては、必要に応じて上記処理の割り当てを異なるプログラムモジュールで行うことができ、すなわち、上記説明した全部又は一部の処理を完了するために、装置の内部構成を異なるプログラムモジュールに分割する。また、上記実施例により提供するモータの移相誤差補償装置とモータの移相誤差補償方法実施例は同一の構想に属し、その具体的な実現プロセスは方法実施例を詳しく参照すればよく、ここでは説明を省略する。

本開示の実施例を実現するために、上記プログラムモジュールのハードウェアの実現に基づき、本開示実施例は、モータの移相誤差補償装置をさらに提供する。図１１に示すように、前記装置１１００は、プロセッサ１１０１と、プロセッサで実行可能なコンピュータプログラムを記憶するように構成されるメモリ１１０２と、を備える。

プロセッサ１１０１は、前記コンピュータプログラムを実行するとき、上記１つ又は複数の技術的手段により提供される方法を実行するように構成される。

実際の応用にあたって、図１１に示すように、上述した装置１１００における各構成要素は、バスシステム１１０３によって結合される。バスシステム１１０３は、これらのデバイス間の接続通信を実現するために用いられることを理解される。バスシステム１１０３は、データバスの他に、電源バス、制御バス、状態信号バスをさらに含む。ただし、説明の明確化のため、図１１には、各種のバスはいずれも、バスシステム１１０３と表記されている。

例示的な実施例には、本開示の実施例は、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体である記憶媒体をさらに提供し、当該記憶媒体は、例えばコンピュータプログラムを含むメモリであり、前記ステップ、前記方式を完了させるために、前記コンピュータプログラムがモータの移相誤差補償装置のプロセッサにより実行されてよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体は、磁気ランダムアクセスメモリ（ＦＲＡＭ（登録商標）：ｆｅｒｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ）、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、プログラマブル読み取り専用メモリ（ＰＲＯＭ：Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ－ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、消去可能プログラマブル読み取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ：Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ－ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、電気的消去可能プログラマブル読み取り専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ－ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ（Ｆｌａｓｈ）、磁気表面メモリ、光ディスク、または読み取り専用光ディスク（ＣＤ－ＲＯＭ：ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃ－ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）などのメモリであってもよい。

なお、「第１」、「第２」等は、類似の対象を区別するためのものであり、特定の順序または前後順序を説明するために用いられる必要がない。

また、本開示の実施例に記載の技術的手段同士は、衝突がない場合に任意に組み合わせることができる。

以上は、本開示の好ましい実施例に過ぎず、本開示の保護範囲を限定するものではない。

１０１ ステップ
１０２ ステップ
１０３ ステップ
１０４ ステップ
２１０ 調整器
１０００ 位相変換誤差補償装置
１００１ 収集ユニット
１００３ 決定ユニット
１００４ 位相変換ユニット
１１００ 装置
１１０１ プロセッサ
１１０２ メモリ

Claims (9)

1. モータの位相変換誤差補償方法であって、
   モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集するステップであって、前記ロータの位置信号は、ロータの回動角度を特徴付けるステップと、
   前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得ると共に、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するステップと、
   前記位置誤差補償信号、及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップと、
   前記ロータの理想的なの位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定すると共に、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換するステップと、を含むことを特徴とする
   モータの位相変換誤差補償方法。
2. 前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得るステップは、
   モータの校正されていないロータの角速度を取得するステップと、
   前記角速度に基づいて、余弦基準信号と正弦基準信号を決定するステップと、
   前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて初期電流出力信号を決定するステップと、
   前記三相電流信号と前記初期電流出力信号との差に基づいて重み信号を生成するステップと、
   前記重み信号、前記余弦基準信号及び前記正弦基準信号に基づいて、三相電流信号の基本波成分を得るステップと、を含むことを特徴とする
   請求項１に記載の方法。
3. 前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するステップは、
   静止座標系における前記三相電流信号の基本波成分を回転座標系における二相電流信号に変換するステップであって、前記回転座標系の回動角度は、モータのロータの回動角度と同様であり、前記二相電流信号は、前記回転座標系における一軸に対応するｄ軸電流を含むステップと、
   前記ｄ軸電流とロータの位置信号との対応関係に基づいて前記ｄ軸電流を調整してロータの位置誤差補償信号を決定するステップと、を含むことを特徴とする
   請求項１に記載の方法。
4. 前記位置誤差補償信号、及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップは、
   前記位置誤差補償信号を前記校正されていないロータの位置信号に補償して、理想的なロータの位置信号を取得するステップと、
   予め設定された位相区間とロータの位置信号との対応関係に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するステップと、を含むことを特徴とする
   請求項１に記載の方法。
5. 前記ロータの理想的な位相区間に基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定するステップは、
   前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップと、
   前記制御電圧と前記ロータの理想的な位相区間に基づいて、前記モータのロータに対する調整方式を決定するステップと、を含むことを特徴とする
   請求項１に記載の方法。
6. 前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップは、
   前記モータの校正されていないロータの現在の角速度および事前所定の角速度を取得するステップであって、前記事前所定の角速度は、所望の角速度であるステップと、
   調整器で前記現在の角速度と前記事前所定の角速度との差を処理して、前記ロータの調整に必要な制御電圧を決定するステップと、を含むことを特徴とする
   請求項５に記載の方法。
7. モータの位相変換誤差補償装置であって、
   モータにおける校正されていないロータが設定方向で回動する場合、ロータの回動角度を特徴付ける前記ロータの位置信号、及び三相電流信号を収集するように構成される収集ユニットと、
   前記三相電流信号をフィルタ処理して三相電流信号の基本波成分を得ると共に、前記三相電流信号の基本波成分に基づいてモータの位置誤差補償信号を決定するように構成されるフィルタユニットと、
   前記位置誤差補償信号、及び前記ロータの位置信号に基づいて、前記ロータの理想的な位相区間を決定するように構成される決定ユニットと、
   前記ロータの理想的な位相区間に基づいて前記モータのロータに対する調整方式を決定すると共に、前記調整方式に基づいて前記モータのロータを位相変換するように構成される位相変換ユニットとを備えることを特徴とする
   モータの位相変換誤差補償装置。
8. モータの位相変換誤差補償装置であって、
   プロセッサと、プロセッサで実行可能なコンピュータプログラムを記憶するように構成されたメモリとを備え、
   前記プロセッサは、前記コンピュータプログラムを実行する場合、請求項１～６のうちいずれか一項に記載の方法におけるステップを実行するように構成されることを特徴とする
   モータの位相変換誤差補償装置。
9. 記憶媒体であって、
   プロセッサにより実行される場合、請求項１～６のうちいずれか一項に記載の方法におけるステップを実現させるコンピュータプログラムが記憶されていることを特徴とする
   記憶媒体。

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