CN110326209B - 无刷电机的驱动装置及驱动方法 - Google Patents

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Abstract

提供可以抑制脉冲移位控制引起的旋转精度和控制性的下降的无刷电机的驱动装置及驱动方法。驱动装置在脉冲宽度调制控制的通电期间中检测开路相电压，从检测出的电压值估计转子的位置信息并驱动3相无刷电机。该驱动装置在设定占空比的电压脉冲宽度为规定值以下时，在脉冲宽度调制的一周期中进行两次最低占空比的电压脉冲宽度的通电，在下一个脉冲宽度调制的一周期中进行两次校正占空比的电压脉冲宽度的通电，以两周期的平均进行与设定占空比对应的驱动占空比的脉冲宽度的通电。

Description

无刷电机的驱动装置及驱动方法
技术领域
本发明涉及驱动例如用于车辆用内燃机的冷却系统的电动水泵、或者用于液压泵系统的电动油泵等的无刷电机的驱动装置及驱动方法。
背景技术
在专利文献1中，记载了在通过低速无传感器控制进行无刷电机的极低速旋转的驱动时，为了相电压检测而进行脉冲移位的驱动装置。在脉冲移位控制中，需要限制电压脉冲宽度的最小值，以便通过电机驱动电路中的开关元件的接通/关断动作在振铃(电压波动)的收敛后获取非通电相的脉冲感应电压。
因此，例如在专利文献2中，将脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)信号的连续的两周期区分为主周期和调整周期。然后，主周期作为检测脉冲感应电压的周期而限制为下限占空，并设定调整周期占空，调整周期使得平均了主周期占空(duty)和调整周期占空所得的占空为设定占空。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012－253844号公报
专利文献2：日本特开2015－177622号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，若进行脉冲移位控制，则位置测量频度在PWM信号的两周期中为1次，若在该期间内电机的负载变动，则有控制被延迟的可能性。这种控制的延迟在极低速旋转的驱动时导致无刷电机的旋转精度的下降，成为控制性下降的主要原因。而且，向正扭矩方向的通电和向负扭矩方向的通电每隔一周期交替地进行，所以有发生与PWM载波频率同步的扭矩变动，在载波频率附近发生不愉快的噪声(例如“尖锐”那样的声音)这样的课题。
本发明是鉴于上述情况完成的发明，其目的在于，提供可以抑制脉冲移位控制引起的旋转精度和控制性的下降的无刷电机的驱动装置及驱动方法。
此外，本发明的另一目的在于，提供可以抑制脉冲移位控制引起的旋转精度和控制性的下降，同时还可以抑制发生起因于与脉冲移位控制时的PWM载波频率同步的扭矩变动的噪声的无刷电机的驱动装置及驱动方法。
用于解决课题的方案
本发明的一方案的无刷电机的驱动装置包括：控制单元，在3相无刷电机的脉冲宽度调制控制的通电期间中检测开路相电压，从检测出的电压值估计转子的位置信息，控制对所述3相无刷电机外加的电压，其特征在于，所述控制单元在设定占空比的电压脉冲宽度为规定值以下时，在脉冲宽度调制的一周期中进行两次可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电，在下一个脉冲宽度调制的一周期中进行两次校正占空比的电压脉冲宽度的通电，以两周期的平均进行与所述设定占空比对应的驱动占空比的电压脉冲宽度的通电，所述控制单元在通过所述脉冲宽度调制控制对所述3相无刷电机通电并驱动时，在要通电的相的设定占空比为规定值以下时，进行脉冲移位控制，所述脉冲移位控制包含可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，所述控制单元进行从所述脉冲宽度调制控制中的主周期至校正周期为止的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，使所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔短于各个通电间的间隔。
本发明的另一方案的无刷电机的驱动装置及驱动方法，从3相无刷电机的开路相电压估计转子的位置信息，在通过脉冲宽度调制控制进行通电并驱动时，在要通电的相的设定占空比的电压脉冲宽度为规定值以下时进行由最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电构成的脉冲移位控制，其特征在于，跨越脉冲宽度调制控制的主周期和校正周期进行最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，以两周期的平均进行与所述设定占空比对应的驱动占空比的通电，所述脉冲宽度调制控制在对所述3相无刷电机通电并驱动时，在要通电的相的设定占空比为规定值以下时，进行脉冲移位控制，所述脉冲移位控制包含可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，进行从所述脉冲宽度调制控制中的主周期至校正周期为止的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，使所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔短于各个通电间的间隔。
发明效果
根据本发明的一方案，在脉冲移位控制中，可以在PWM信号的两周期内进行两次位置测量，所以可以提高位置测量频度。因此，在极低速旋转的驱动时，可以抑制旋转精度和控制性的下降。
此外，通过在PWM信号的两周期内进行两次通电，使正扭矩方向和负扭矩方向的通电间隔靠近，提高位置测量频度，并且在正扭矩方向上通电后，可立即调整到负扭矩方向。由此，可以抑制脉冲移位控制引起旋转精度和控制性的下降，可以抑制发生因与脉冲移位控制时的PWM载波频率同步的扭矩变动造成的噪声。
附图说明
图1是表示车辆用内燃机的冷却系统的概略结构图。
图2是本发明的第1实施方式的电机驱动装置及无刷电机的电路图。
图3是提取图2中的与控制单元的低速无传感器控制有关系的部分并例示的功能框图。
图4是表示无刷电机的120度通电方式中的3相输入电压的例子的时序图。
图5A表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为－30至30[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图5B表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为30至90[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图5C是表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为90至150[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图5D是表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为150至210[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图5E是表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为210至270[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图5F是表示120度通电方式的电机动作的图像，是表示转子的磁极位置为270至330[deg]的角度范围中的3相输入电压和磁通之间的关系的示意图。
图6A是用于说明无刷电机的低速无传感器控制的图，是开路相电动势的波形图。
图6B是用于说明无刷电机的低速无传感器控制的图，是无刷电机的转子角度为330deg的示意图。
图6C是用于说明无刷电机的低速无传感器控制的图，是无刷电机的转子角度为330deg至30deg的示意图。
图6D是用于说明无刷电机的低速无传感器控制的图，是无刷电机的转子角度为30deg至90deg的示意图。
图7是用于说明无刷电机的低速无传感器控制的电路图。
图8是用于说明PWM输出模式和其选择的图。
图9是表示第1PWM输出模式(模式A)的波形图。
图10是表示第2PWM输出模式(模式B)的波形图。
图11是表示第3PWM输出模式(模式C)的波形图。
图12是表示第4PWM输出模式(模式D)的波形图。
图13是表示本发明的第1实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图。
图14是表示以往的无刷电机的驱动方法的波形图。
图15是表示本发明的第1实施方式的无刷电机的驱动方法的流程图。
图16是表示本发明的第2实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图。
图17是表示本发明的第2实施方式的无刷电机的驱动方法的流程图。
图18是表示本发明的第3实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图。
图19是表示从正扭矩至正扭矩的通电间隔比从负扭矩至负扭矩的通电间隔短的情况下的波形图。
图20A是用于说明在载波频率附近发生的噪声的图，是表示以往的频谱分析结果的特性图。
图20B是用于说明在载波频率附近发生的噪声的图，是表示本发明的频谱分析结果的特性图。
图21A是用于说明本发明的第4实施方式的无刷电机的驱动方法的波形图。
图21B是用于说明本发明的第4实施方式的无刷电机的驱动方法的波形图。
图22A是用于说明以往的无刷电机的驱动方法的波形图。
图22B是用于说明本发明的第5实施方式的无刷电机的驱动方法的波形图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。
[第1实施方式]
图1表示车辆用内燃机的冷却系统的概略结构，将本发明应用于电动水泵的无刷电机。该冷却系统是使冷却水在循环通路内循环的水冷式冷却装置，包括以无刷电机100驱动的电动水泵40。该无刷电机100通过ECU等控制装置200以无传感器控制方式驱动。
而且，根据冷机启动时、热机时以及热机后的怠速时等的内燃机的工作状态，电动水泵40被无刷电机100驱动，冷却水根据内燃机10的发热状态在不同的循环路径中循环。在热机后的怠速时，通过低速无传感器控制，无刷电机100以极低速旋转(例如100rmp以下)被驱动。此时，为了相电压检测而实施将各相的开关定时任意地错开的所谓的脉冲移位控制。
即，在内燃机10的输出轴上，连接作为动力传动装置的一例子的CVT(Continuously Variable Transmission；无极变速器)等的变速器20，变速器20的输出被传动到车辆的驱动轮(未图示)。
该内燃机10的冷却系统包含流量控制阀30、将无刷电机100作为驱动源的电动水泵40、散热器50、气缸盖侧冷却水通路61、气缸体侧冷却水通路62、加热器芯(Heater)91、变速器20的油加温器(O/W)21、以及将它们连接的配管组70等而构成。
内燃机10的气缸盖侧冷却水通路61将在气缸盖11的气缸排列方向的一端设置的冷却水入口13和在气缸盖11的气缸排列方向的另一端设置的冷却水出口14连接并延伸设置到气缸盖11内。
此外，内燃机10的气缸体侧冷却水通路62从气缸盖侧冷却水通路61分支并至气缸体12内，延伸设置到气缸体12内并连接到在气缸体12内设置的冷却水出口15。
在气缸盖11的冷却水出口14上，连接第1冷却水配管71的一端，第1冷却水配管71的另一端连接到散热器50的冷却水入口51。
另一方面，在气缸体侧冷却水通路62的冷却水出口15上，连接第2冷却水配管72的一端，第2冷却水配管72的另一端连接到流量控制阀30的4个入口端口31～34之中的第1入口端口31。
此外，第3冷却水配管73的一端连接到第1冷却水配管71的中间，另一端连接到流量控制阀30的第2入口端口32，在该第3冷却水配管73的中间，设有调整变速器20的工作油的温度的油加温器21。
而且，第4冷却水配管74的一端连接到冷却水出口14和第3冷却水配管73的连接点之间的第1冷却水配管71，另一端连接到流量控制阀30的第3入口端口33。在该第4冷却水配管74中，设有在车辆空调装置中使空调空气暖和的加热器芯91等的各种热交换设备。
第5冷却水配管75的一端连接到散热器50的冷却水出口52，另一端连接到流量控制阀30的第4入口端口34。
流量控制阀30有一个输出端口35，在该输出端口35上连接第6冷却水配管76的一端，第6冷却水配管76的另一端连接到电动水泵40的吸入口41。
然后，电动水泵40的排出口42上连接第7冷却水配管77的一端，第7冷却水配管77的另一端连接到气缸盖11的冷却水入口13。
此外，第8冷却水配管78的一端连接到比被连接了第3冷却水配管73、第4冷却水配管74部分下游侧的第1冷却水配管71，另一端连接到第6冷却水配管76。
流量控制阀30如前述那样具有4个入口端口31～34和1个输出端口35，在入口端口31～34上分别连接冷却水配管72、73、74、75。该流量控制阀30通过控制各冷却水配管72、73、74、75的开口面积(各冷却水循环线的出口面积)，调整在冷却水配管72、73、74、75(各冷却水循环线)内循环的冷却水量。
再者，构成为即使流量控制阀30的入口端口31～34被全部关闭，也可以使经由气缸盖侧冷却水通路61的冷却水通过第8冷却水配管78旁路散热器50而循环。
上述电动水泵40(无刷电机100)及流量控制阀30由控制装置200控制。控制装置200基于由水温传感器81、82检测的内燃机10的冷却水温度信息等，控制电动水泵40的排出流量(无刷电机100的转速)，以及流量控制阀30的入口端口31～34的开口面积。再者，例如可以省略水温传感器81、82之中的水温传感器82，不限于包括2个水温传感器的结构。
控制装置200控制流量控制阀30，以在例如内燃机10的冷却水温度低于冷机判定阈值的冷机启动时，入口端口31～34全部关闭。此外，将电动水泵40(无刷电机100)的转速控制为极低转速(例如100rmp～200rmp左右)。
即，在内燃机10的冷机启动时，流入到气缸盖11(气缸盖侧冷却水通路61)的冷却水不经由包含散热器50的其他热交换设备而循环，并且冷却水的循环量被抑制到最小限度。由此，促进气缸盖11的温度上升，并且抑制冷却水循环路径内产生温度的偏差。
之后，控制装置200使入口端口31～34随着内燃机10的冷却水温度的上升而打开，并且增加电动水泵40(无刷电机100)的转速，以使冷却水温度被保持在适当的温度范围内。
在热机的状态下内燃机10因怠速等而停止的情况下，被实施脉冲移位控制。电动水泵40(无刷电机100)的转速以极低转速(例如100rmp以下)驱动，在低流量的内燃机10的停止中冷却水也在气缸盖11中循环而抑制温度上升。
这种情况下，气缸盖侧冷却水通路61中流入的冷却水经由包含散热器50的其他热交换设备被循环，气缸盖11被缓慢冷却。由此，在热机后内燃机10停止的情况下，可以抑制在发动机及其附近、特别是仅气缸盖11中的冷却水温度上升的热点的产生，使冷却水温度均匀而可以抑制再起动时的异常燃烧。而且，通过以极低转速驱动电动水泵40，可以抑制气缸盖11过冷或功耗增加。
再者，在由流量控制阀30切换冷却水的流路时，若以极低转速驱动电动水泵40，则有流路阻力急剧变化的情况。此时，无刷电机100以极低速旋转而扭矩较小，若负载急剧增加则有可能失步，所以优选在冷却水的流路切替时使位置测量频度增加。
图2是提取电动水泵40的驱动源即无刷电机100、以及控制装置200中的无刷电机100的驱动装置200A的结构例子并示出的电路图。
驱动控制无刷电机100的驱动装置200A包括电机驱动电路(BLM驱动电路)210、控制单元220及电源电路(电池)230。控制单元220具有包含A/D转换器和微处理器(CPU，MPU)等而构成的微计算机。
无刷电机100是3相DC无刷电机，在未图示的圆筒状的定子上包括星形连接的U相、V相及W相的3相绕组110u、110v、110w，在该定子的中央部形成的空间中永久磁铁转子(转子)120被可旋转地设置。
电机驱动电路210具有将开关元件211a～211f进行3相桥式连接的逆变器电路。各开关元件211a～211f在本例中由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；绝缘栅双极晶体管)构成，但也可以是FET(Field Effect Transistor；场效应晶体管)等其他的电力控制用的半导体元件。在这些IGBT的集电极、发射极间将通电方向分别反向连接二极管212a～212f的阴极、阳极。
开关元件211a～211f的控制端子(栅极端子)连接到控制单元220，控制单元220通过三角波比较方式的PWM控制开关元件211a～211f的接通/关断，从而控制对无刷电机100外加的电压(电机输入电压)。
在三角波比较方式的PWM控制中，控制单元220通过将三角波(载波)与根据指令占空比(指令脉冲宽度)设定的PWM定时器(PWM占空)进行比较，检测使各开关元件211a～211f接通/关断的定时(timing)。
再者，占空比越大，PWM定时器的值被设定为越大的值，占空比100％时被设定为最大值，占空比0％时被设定为最小值(零)。
无刷电机100不具备检测转子120的位置信息的传感器，控制单元220通过没有使用检测转子120的位置信息的传感器的无传感器驱动方式进行无刷电机100的驱动控制，而且，控制单元220根据电机转速将无传感器下的驱动方式切换为正弦波驱动方式和矩形波驱动方式。
正弦波驱动方式是，对3相绕组110u，110v，110w的各相施加正弦波电压而驱动无刷电机100的方式。
在该正弦波驱动方式中，控制单元220从通过转子120旋转而发生的感应电压(速度电动势)得到转子120的位置信息。此外，控制单元220在基于速度电动势的转子位置的检测周期之间，基于电机转速估计转子位置，从估计出的转子位置和PWM占空计算3相输出设定值。然后，以相间电压之差控制电流的方向和强度，使3相交流电流在各相中流动。
再者，控制单元220基于转子位置的检测周期计算电机转速。
此外，矩形波驱动方式是，通过对每个规定的转子位置顺序切换在3相之中外加脉冲电压的2相的选择模式(通电模式)而驱动无刷电机100的方式。
在该矩形波驱动方式中，控制单元220将通过对通电相的脉冲状的电压外加而在非通电相(开路相)上感应的电压(变压器电动势)和阈值进行比较，得到转子120的位置信息。基于该位置信息，检测通电相的选择模式即通电模式的切换定时。
这里，正弦波驱动方式中为了位置检测而检测的速度电动势，输出电平随着电机转速的下降而下降，在低旋转区中位置检测的精度下降。另一方面，矩形波驱动方式中为了位置检测而检测的感应电压，在包含电机停止状态的低旋转区中也可检测，即使在低旋转区中也可以维持位置检测的精度。
因此，控制单元220在通过正弦波驱动方式能够以足够的精度检测位置信息的高旋转区域中，即，在电机转速比设定值高的区域中，以正弦波驱动方式控制无刷电机100。另一方面，在通过正弦波驱动方式无法以足够的精度检测位置信息的低旋转区域中，以矩形波驱动方式控制无刷电机100。
再者，在正弦波驱动方式中无法以足够的精度检测位置信息的低旋转区域内，包含电机转速比设定值低的区域、以及无刷电机100的起动时。
而且，控制单元220在无刷电机100的PWM控制中，例如根据电机转速的检测值和目标电机转速(转速指令值)的偏差确定PWM控制的占空比，使实际的电机转速接近目标电机转速。
图3是控制单元220之中、提取出关系到低速无传感器控制的部分例示的功能框图。
控制单元220包括外加电压运算单元302、PWM发生单元304、栅极信号切换单元306、通电模式确定单元308、比较单元310、电压阈值切换单元312、电压阈值学习单元314、非通电相电压选择单元316、主周期占空设定单元318、校正周期占空设定单元320、以及占空校正单元322等。
由水温传感器81、82检测出的内燃机10的冷却水温度信息被输入到外加电压运算单元302。该外加电压运算单元302基于冷却水温度信息和从比较单元310输出的模式切换触发信号，运算无刷电机100的目标转速和电机转速，基于运算出的目标转速和电机转速，运算外加电压的指令值。
PWM发生单元304基于由外加电压运算单元302运算出的外加电压的指令值，生成被脉冲宽度调制的PWM信号。
通电模式确定单元308是将确定电机驱动电路210的通电模式的模式指令信号输出的设备，将比较单元310输出的模式切换触发信号作为触发而将通电模式切换为6种。
通电模式是，在无刷电机100的U相、V相、W相的3相之中外加脉冲电压的2相的选择模式。通电模式有：从U相向V相流动电流的第1通电模式M1、从U相向W相流动电流的第2通电模式M2、从V相向W相流动电流的第3通电模式M3、从V相向U相流动电流的第4通电模式M4、从W相向U相流动电流的第5通电模式M5、以及从W相向V相流动电流的第6通电模式M6的6种类。
而且，通电模式确定单元308根据比较单元310输出的模式切换触发信号，将指令从第1通电模式M1至第6通电模式M6中的任何一个的模式指令信号输出。
栅极信号切换单元306基于通电模式确定单元308的输出即模式指令信号、以及由PWM发生单元304生成的PWM信号确定电机驱动电路210的各开关元件211a～211f以什么样的动作进行开关，根据该确定，将6个栅极信号输出到电机驱动电路210。
电压阈值切换单元312根据通电模式顺序切换并输出用于检测通电模式的切换定时的电压阈值。阈值的切换定时基于通电模式确定单元308的输出即模式指令信号来确定。
非通电相电压选择单元316根据模式指令信号，从无刷电机100的3相端子电压Vu、Vv、Vw之中选择非通电相的电压的检测值，输出到比较单元310及电压阈值学习单元314。
再者，非通电相的端子电压严格地为地(GND)－端子间的电压。然而，在本实施方式中，检测中性点的电压，或将中性点的电压视为电源电压VB的1/2，求该中性点的电压和地(GND)－端子间的电压之差(即，相电压)，作为非通电相的端子电压。
比较单元310通过将电压阈值切换单元312输出的阈值和非通电相电压选择单元316输出的非通电相的电压检测值(脉冲感应电压的检测值)进行比较，检测通电模式的切换定时，换言之，检测是否为切换通电模式的转子位置(磁极位置)。在检测到切换定时时，比较单元310向通电模式确定单元308输出模式切换触发。
此外，电压阈值学习单元314是更新并存储用于通电模式的切换定时的判定的阈值的设备。
非通电相(开路相)的脉冲感应电压因无刷电机100的制造偏差、电压检测电路的检测偏差等而变动，所以若使用固定值作为阈值，则有可能错误判定通电模式的切换定时。
因此，电压阈值学习单元314检测在进行通电模式的切换的规定磁极位置中的脉冲感应电压，基于该检测结果，实施对电压阈值切换单元312存储的阈值进行修正的阈值的学习处理。
通电模式如前述那样由6种通电模式M1～M6构成。控制单元220通过将这些通电模式M1～M6在以电角60deg间隔设定的切换角度位置顺序切换，将无刷电机100的3相之中外加脉冲电压(脉冲状的电压)的2相顺序切换，旋转驱动无刷电机100。
控制单元220若将U相绕组110u的角度位置设为转子(磁极)120的基准位置(角度＝0deg)，则如图4所示，在转子120的角度位置(磁极位置θ)为30deg时进行从第3通电模式M3向第4通电模式M4的切换。控制单元220在转子角度位置为90deg时进行从第4通电模式M4向第5通电模式M5的切换，在转子角度位置为150deg时进行从第5通电模式M5向第6通电模式M6的切换。此外，控制单元220在转子角度位置为210deg时进行从第6通电模式M6向第1通电模式M1的切换，在转子角度位置为270deg时进行从第1通电模式M1向第2通电模式M2的切换。而且，控制单元220在转子角度位置为330deg时进行从第2通电模式M2向第3通电模式M3的切换。
这里，控制单元220的电压阈值切换单元312将进行通电模式的切换的转子120的角度位置中的非通电相的感应电压(变压器电动势)设为阈值并可更新地存储，输出与此时的通电模式对应的阈值。
比较单元310输出表示在非通电相的感应电压达到了阈值时检测到实施向下一个通电模式的切换的角度的信号，基于这样的信号，通电模式确定单元308执行通电模式的切换。
而且，例如在从U相向V相流动电流的第1通电模式M1中，控制单元220(栅极信号切换单元306)通过将U相上段的开关元件211a(U相的上臂)控制为接通，另一方面，通过将V相上段的开关元件211c(V相的上臂)，以及V相下段的开关元件211d(V相的下臂)的接通/关断比率进行互补PWM控制，从而根据PWM占空，可变地控制流动电流的U相以及V相的平均外加电压。
这里，例如，在第1通电模式M1中，控制单元220(栅极信号切换单元306)对于U相上段的开关元件211a、V相上段的开关元件211c以及V相下段的开关元件211d以外的开关元件211b，211e，211f控制为关断。
再者，控制单元220(栅极信号切换单元306)即使在第1通电模式M1以外也通过互补控制方式，将下游侧相的上臂的开关元件及下臂的开关元件的接通/关断进行PWM控制。
图5A～图5F分别表示电机动作的图像，是表示各角度范围中的3相输入电压和磁通之间关系的示意图。图5A是θ＝－30～30[deg]的情况，与第3通电模式M3对应。图5B是θ＝30～90[deg]的情况，与第4通电模式M4对应。图5C是θ＝90～150[deg]的情况，与第5通电模式M5对应。图5D是θ＝150～210[deg]的情况，与第6通电模式M6对应。图5E是θ＝210～270[deg]的情况，与第1通电模式M1对应。图5F是θ＝270～330[deg]的情况，与第2通电模式M2对应。
这样，通过由3相输入电压生成磁通，将合成磁通的方向每60度顺序切换，无刷电机100被旋转驱动。
图6A～图6D是分别用于说明低速无传感器控制的示意图。图6A的波形图中的“6B”、“6C”及“6D”分别与图6B、图6C及图6D对应。在低速无传感器控制中，如图6A所示，通过电机磁饱和特性的非线性检测在120deg通电的开路相中产生的电动势，估计转子角度(N极中心位置)。即，如图6B所示，首先，从U相向V相通电而将无刷电机100的转子角度设置为330deg。接下来，如图6C所示，从V相向W相通电而使无刷电机100旋转。然后，如图6D所示，在开路相电动势达到了规定值(阈值)时切换通电相(规定值＝通电切换转子角度为30deg、90deg、150deg、210deg、270deg、330deg时的电动势)。之后，每当开路相电动势达到规定值就切换通电相。
图7表示从V相绕组向W相绕组的通电时的电流路径。若将开关元件211c、211f接通，将开关元件211a、211b、211d、211e关断，则从电池电源(电压VB)通过开关元件211c的集电极、发射极、V相绕组110v、中性点、W相绕组110w、以及开关元件211f的集电极、发射极向地(GND)流动电流。由开路相电压测量器221检测此时的开路相(U相)电压，将检测出的电压值进行A/D转换并估计转子120的位置信息。然后，由控制单元220以PWM控制方式进行通电，以极低转速驱动无刷电机100。
图8是用于说明PWM输出模式和其选择的图。在本第1实施方式的电机驱动装置中，从3个PWM输出模式(模式A，B，D)之中选择与指令占空比对应的PWM输出模式。这些PWM输出模式由图3所示的控制单元220生成。在由驱动装置200A驱动无刷电机100时，根据由开路相电压测量器221检测出的开路相电压和电动水泵40的工作要求，进行通电方式和PWM输出模式的切换。
模式A用于指令占空比(设定占空比)的电压脉冲宽度Dt从最大值max至最低占空比(限制占空比)的电压脉冲宽度Dmin的范围。在该模式A中，在主周期内正扭矩方向上以指令占空比的电压脉冲宽度Dt通电，在校正周期内正扭矩方向上也以指令占空比的电压脉冲宽度Dt通电。
模式B用于指令占空比的电压脉冲宽度Dt从低于最低占空比的电压脉冲宽度Dmin至最低占空比的1/2的电压脉冲宽度(Dmin/2)的范围。在该模式B中，在主周期内正扭矩方向上以最低占空比的电压脉冲宽度Dmin通电，在校正周期内正扭矩方向上以“Dt×2－Dmin”通电。平均了主周期的电压脉冲宽度和校正周期的电压脉冲宽度的脉冲宽度为驱动占空比的电压脉冲宽度Dd，该电压脉冲宽度Dd与指令占空比的电压脉冲宽度Dt对应。
模式C为了将以往的PWM输出模式与本发明的模式D的比较而示出，用于指令占空比的电压脉冲宽度Dt从低于最低占空比的1/2的电压脉冲宽度(Dmin/2)至最小值min的范围。在该模式C中，在主周期内正扭矩方向上以最低占空比的电压脉冲宽度Dmin通电，在校正周期内负扭矩方向上以“Dmin－Dt×2”通电。这种情况下，平均了主周期的电压脉冲宽度和校正周期的电压脉冲宽度的脉冲宽度也为驱动占空比的电压脉冲宽度Dd，该电压脉冲宽度Dd与指令占空比的电压脉冲宽度Dt对应。
与模式C同样，模式D用于指令占空比的电压脉冲宽度Dt从低于最低占空比的1/2(Dmin/2)至最小值min的电压脉冲宽度的范围。在该模式D中，在主周期内正扭矩方向上以最低占空比的电压脉冲宽度Dmin通电两次，在校正周期内负扭矩方向上以“Dmin－Dt”通电两次。平均了主周期的电压脉冲宽度和校正周期的电压脉冲宽度的两周期的脉冲宽度为驱动占空比的电压脉冲宽度Dd，该电压脉冲宽度Dd与指令占空比的电压脉冲宽度Dt对应。
图9是第1PWM输出模式(模式A)的波形图，指令占空比为50％(Dt＝50％)且最低占空比为20％(Dmin＝20％)。此时的主周期和校正周期的对无刷电机100的通电波形都是占空比为50％，所以与最低占空比没有关系。主周期和校正周期的三角波的波谷分别为开路相电压的采样定时，这两次的采样定时是电机控制处理定时。
图10是第2PWM输出模式(模式B)的波形图，指令占空比为15％(Dt＝15％)且最低占空比为20％(Dmin＝20％)。此时，指令占空比小于最低占空比，所以主周期的对无刷电机100的通电波形将占空比设为20％(最低占空比)，将校正周期的通电波形的占空比(校正占空比)设为10％(Dr＝10％)。由此，驱动占空比为将主周期的占空比20％和校正周期的占空比10％平均的15％(Dd＝15％)。这里，开路相电压的采样定时为主周期的三角波的波谷(一次)，电机控制处理定时是主周期和校正周期的三角波各自的波谷(两次)。
图11是第3PWM输出模式(模式C)的波形图，指令占空比为5％(Dt＝5％)且最低占空比为20％(Dmin＝20％)。该模式C是通过与本发明的模式D对比而为了更容易理解本发明所记载的参考例子。以往，将模式A、B、C组合来进行无刷电机100的驱动控制。
此时，指令占空比小于最低占空比，所以主周期的对无刷电机100的通电波形将占空比设为20％(最低占空比)，将校正周期的通电波形的占空比(校正占空比)设为－10％。驱动占空比为平均了最低占空比20％和校正占空比10％之差的5％(Dd＝5％)。这里，开路相电压在主周期的三角波的波谷进行一次采样定时，在主周期和校正周期的三角波各自的波谷进行两次电机控制处理。
这样，以往在脉冲移位控制中，在主周期中限制为最低占空比作为检测脉冲感应电压的周期，设定校正占空比，使得在校正周期中成为平均了最低占空比的电压脉冲宽度和校正占空比的电压脉冲宽度的驱动占空比的电压脉冲宽度。由此，可以在开关元件211a～211f的接通/关断动作产生的振铃的收敛后获取非通电相的脉冲感应电压。但是，在主周期和校正周期的两周期中位置测量频度为一次。
图12是第4PWM输出模式(模式D)的波形图，指令占空比为5％(Dt＝5％)且最低占空比为20％(Dmin＝20％)。此时，指令占空比小于最低占空比，所以主周期的对无刷电机100的通电波形将占空比两次设为20％(最低占空比)，校正周期的通电波形将占空比(校正占空比)两次设为－15％。驱动占空比为平均了最低占空比20％×2和校正占空比15％×2之差的5％(Dd＝5％)。
在该模式D中，在主周期的三角波的两侧的波峰附近的定时进行两次开路相电压的采样，电机控制处理定时在主周期和校正周期的三角波的波谷的定时为两次。因此，在低于Dmin/2至最小值min的范围内以极低转速驱动无刷电机100的情况下，与模式C相比，可以提高位置测量频度，可以抑制旋转精度和控制性的下降。
上述指令占空比的电压脉冲宽度Dt和最低占空比的电压脉冲宽度Dmin的设定分别由主周期占空设定单元318和校正周期占空设定单元320进行。然后，从栅极信号切换单元306对开关元件211a～211f供给栅极信号(gate signal)，以通过占空校正单元322校正由PWM发生单元304生成的PWM信号的占空比，将上述模式A、B、D组合而进行无刷电机100的驱动控制。
图13是表示本发明的第1实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图，图14对比表示以往的驱动方法的波形图。在图13及图14中，将通电模式为U相绕组至V相绕组、指令占空比为5％且最低占空比为20％的PWM输出模式(模式D、C)，PWM输出周期为83.3μs(PWM载波频率为12kHz)的情况取为例子。
在本第1实施方式中，如图13所示，在主周期中的三角波的两侧的波峰附近进行两次开路相电压的采样，在校正周期中的三角波的两侧的波峰附近的定时进行两次校正。然后，使用在采样开路相电压时的位置测量结果，在主周期和校正周期中的三角波的波谷进行电机控制。这样，在脉冲移位控制中，可以在PWM信号的两周期内进行两次位置测量，所以可以提高位置测量频度。因此，在极低速旋转的驱动时，可以抑制旋转精度和控制性的下降。
相对于此，在以往，如图14所示，在主周期中的三角波的波谷进行一次开路相电压的采样，使用该位置测量结果在主周期和校正周期中的三角波的波谷进行电机控制。因此，在极低速旋转的驱动时，位置测量频度降低，成为无刷电机的旋转精度和控制性下降的主要原因。
再者，在图13所示的例子中，在主周期的三角波的两侧的波峰附近的定时进行两次开路相电压的采样，在校正周期的三角波的两侧的波峰附近的定时进行两次校正。即，无刷电机100的通电波形为正扭矩、正扭矩、负扭矩、负扭矩。这样的控制可以减轻控制单元220的处理，所以即使是使用了处理能力比较低的微计算机的控制单元220也可以适用。
但是，开路相电压的采样和校正的定时不限于此。例如若在微计算机上使用处理能力高的微计算机，则也可以将无刷电机100的通电波形交替设为正扭矩、负扭矩、正扭矩、负扭矩。这种情况下，使最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔比各个通电之间的间隔短即可。
图15是表示本发明的第1实施方式的无刷电机的驱动方法的流程图。首先，判定是否为主周期的定时(步骤S1)。在该判定中，例如使用周期计数器，如果周期计数器＝0，则判定是主周期。若判定是主周期，则在PWM控制的通电期间中由开路相电压测量器211采样开路相电压(步骤S2)，从检测出的电压值估计转子120的位置(电机位置)(步骤S3)。
而且，由通电模式确定单元308确定通电模式(步骤S4)，输出确定电机驱动电路210的通电模式的模式指令信号。接下来，基于从外加电压运算单元302输出的外加电压的指令值，由PWM发生单元304计算PWM输出模式(步骤S5)。由主周期占空设定单元318设定PWM控制的占空比、即指令占空比的电压脉冲宽度Dt(步骤S6)，由占空校正单元322校正占空比。之后，将周期计数器的计数值设为1(周期计数器＝1)(步骤S7)并返回到下一个周期的检测。
另一方面，在步骤S1中判定为不是主周期的情况下，由于是校正周期，所以判定PWM输出模式是否为模式A(或模式D)(步骤S8)。在判定PWM输出模式是模式A或模式D的情况下，在PWM控制的通电期间中由开路相电压测量器211采样开路相电压(步骤S9)，从检测出的电压值估计转子120的位置信息(步骤S10)。之后，由通电模式确定单元308确定通电模式(步骤S11)，输出确定电机驱动电路210的通电模式的模式指令信号。接下来，基于从外加电压运算单元302输出的外加电压的指令值，由PWM发生单元304计算PWM输出模式(步骤S12)。在步骤S8中，判定为PWM输出模式不是模式A或模式D的情况下，移动到步骤S12并计算PWM输出模式。
在接下来的步骤S13中，由校正周期占空设定单元320设定PWM控制的占空比、即校正占空比的电压脉冲宽度Dr，由占空校正单元322校正占空比。然后，将周期计数器的计数值设为0(周期计数器＝0)并返回到下一个周期的检测。
这样，通过在周期计数器为0的情况和PWM输出模式为A或D的情况中获取开路相电压，在PWM信号的两周期中可以测量两次位置信息。因此，在极低速旋转的驱动时，可以抑制旋转精度和控制性的下降。
[第2实施方式]
图16是表示本发明的第2实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图。在本第2实施方式中，在通电模式切换时实施最低占空比的电压脉冲宽度Dmin的通电和校正占空比的电压脉冲宽度Dr的通电的切换。例如、如图16所示，在通电模式被切换为模式B、D、B的情况下，使切换最低占空比的通电和校正占空比的通电的定时一致。换言之，在切换PWM输出模式时，在一个通电模式的中间不切换，而与通电模式的变更匹配进行切换。这是因为若在通电模式的中间进行PWM输出模式的切换，则在每次切换中通电间隔变动，关联到振动和噪声的发生。
图17是表示图16所示的驱动方法的流程图。首先，判定是否是主周期的定时(步骤S1)。在该判定中，例如使用周期计数器，如果周期计数器＝0，则判定是主周期。若判定是主周期，则在PWM控制的通电期间中由开路相电压测量器211采样开路相电压(步骤S2)，从检测出的电压值估计转子120的位置(电机位置)(步骤S3)。然后，由通电模式确定单元308确定通电模式(步骤S4)，输出确定电机驱动电路210的通电模式的模式指令信号。
接着，通过比较单元310输出的模式切换触发信号判定是否变更通电模式(步骤S21)，如果有模式变更的请求，基于从外加电压运算单元302输出的外加电压的指令值，由PWM发生单元304计算PWM输出模式后(步骤S5)，设定PWM控制的占空比(步骤S6)。占空比的设定中，由主周期占空设定单元318设定指令占空比的电压脉冲宽度Dt，由占空校正单元322校正占空比。在步骤S21中判定为没有模式变更的请求的情况下，不变更PWM输出模式而设定PWM控制的占空比(步骤S6)。接下来，将周期计数器的计数值设为1(周期计数器＝1)(步骤S7)并返回到下一个周期的检测。
另一方面，在步骤S1中判定为不是主周期(是校正周期)的情况下，判定PWM输出模式是否为模式A(或模式D)(步骤S8)。在判定为PWM输出模式是模式A或模式D的情况下，在PWM控制的通电期间中由开路相电压测量器211采样开路相电压(步骤S9)，从检测出的电压值估计转子120的位置信息(步骤S10)。之后，由通电模式确定单元308确定通电模式(步骤S11)，输出确定电机驱动电路210的通电模式的模式指令信号。
接着，通过比较单元310输出的模式切换触发信号判定是否变更通电模式(步骤S22)，如果有模式变更的请求，则基于从外加电压运算单元302输出的外加电压的指令值，由PWM发生单元304计算PWM输出模式后(步骤S12)，设定PWM控制的占空比(步骤S13)。在步骤S8中，在判定为PWM输出模式不是模式A或模式D的情况下、以及在步骤S22中判定为没有模式变更的请求的情况下，设定PWM控制的占空比(步骤S13)。占空比的设定中，由校正周期占空设定单元320设定校正占空比的电压脉冲宽度Dr，由占空校正单元322校正占空比。接下来，将周期计数器的计数值设为0(周期计数器＝0)(步骤S14)并返回到下一个周期的检测。
这样，通过在周期计数器为0的情况和PWM输出模式为A或D的情况中获取开路相采样值，可以在PWM信号的两周期中测量两次位置信息。因此，在极低速旋转的驱动时，可以抑制旋转精度和控制性的下降。而且，通过在通电模式切换时实施最低占空比的电压脉冲宽度Dmin的通电和校正占空比的电压脉冲宽度Dr的通电的切换，可以抑制在每次切换时通电间隔变动而产生振动和噪声。在电动水泵中，在因怠速等而发动机停止中也以极低速旋转来驱动，所以可低噪声化的本发明的有效性高。
[第3实施方式]
图18是表示本发明的第3实施方式的无刷电机的驱动方法的一例子的波形图。在本第3实施方式中，使最低占空比的电压脉冲宽度Dmin的通电和校正占空比的电压脉冲宽度Dr的通电的间隔比各个通电之间的间隔短。即，无刷电机100的通电波形中，正扭矩和负扭矩的通电间隔D1比从正扭矩至正扭矩的间隔D2、以及从负扭矩至负扭矩的间隔D3短。这样，通过在PWM控制的一周期中进行两次通电，将正扭矩方向和负扭矩方向的通电间隔靠近，在对正扭矩方向通电后，立即可调整到负扭矩方向，所以可以抑制发生与载波频率同步的扭矩变动。
图19将从正扭矩至正扭矩的通电间隔比从负扭矩至负扭矩的通电间隔短的情况下的波形图与图18所示的本发明的波形图对比示出。无刷电机100的通电波形中，正扭矩和负扭矩的通电间隔D1比从正扭矩至正扭矩的间隔D2、以及从负扭矩至负扭矩的间隔D3长。这种情况下，即使在PWM控制的一周期中进行两次通电，校正也延迟，所以正扭矩和负扭矩变强而扭矩变动增大。
图20A、图20B分别是用于说明本第3实施方式中的降低在载波频率附近发生的噪声的图，图20A与以往的脉冲移位控制的驱动方法对应，图20B与图18所示的波形图的脉冲移位控制的驱动方法对应。如图20A中以虚线N1包围的所示，以往发生在载波频率附近有波峰的不愉快的噪声。相对于此，在本第3实施方式中，如图20B中以虚线N2包围的所示，确认了没有载波频率附近的波形的波峰，可以降低噪声。
[第4实施方式]
图21A、图21B分别是用于说明本发明的第4实施方式的无刷电机的驱动方法的波形图。图21A表示U相、V相及W相各自的电压、U相上段IGBT(开关元件211a)、U相下段IGBT(开关元件211b)、V相上段IGBT(开关元件211c)以及V相下段IGBT(开关元件211d)的栅极电压波形。图21B是图21A的虚线部分ΔT的放大图。在本第4实施方式中，使最低占空比的电压脉冲宽度Dmin的通电和校正占空比的电压脉冲宽度Dr的通电的间隔与中断时间(dead time)对应。即，设为中断时间或相当于中断时间的时间。
换言之，在图21B的时刻t1的定时中，使关断U相下段IGBT的定时和关断V相上段IGBT的定时匹配。这样一来，在经过中断时间后，U相上段IGBT接通的定时和V相下段IGBT接通的定时一致。其结果，最低占空比和校正占空比的通电间隔最短，静音效果最高。
[第5实施方式]
图22A表示以往的无刷电机的驱动方法的U相、V相及W相各自的电压、U相上段IGBT、U相下段IGBT、V相上段IGBT以及V相下段IGBT的栅极电压波形。此外，图22B是用于说明本发明的第5实施方式的无刷电机的驱动方法的波形图，将各电压波形与图21A对比示出。如图22A所示，以往最低占空比(限制占空比)的电压脉冲和校正占空比的电压脉冲被分开。相对于此，在本第5实施方式中，紧接校正占空比的电压脉冲之后被外加最低占空比的电压脉冲，或紧接最低占空比的电压脉冲之后被外加校正占空比的电压脉冲。此时，通过在紧接校正占空比的电压脉冲之后连接最低占空比的电压脉冲的通电，可以使最低占空比的电压脉冲中的振铃宽度r2比以往的振铃宽度r1短。
紧接最低占空比的电压脉冲之后连接了校正占空比的电压脉冲的通电的情况下的最低占空比中的振铃宽度r3比振铃宽度r2长，但与以往的振铃宽度r1相同。
这样，通过将紧接校正占空比的电压脉冲宽度的通电之后的最低占空比的电压脉冲宽度的通电设为相电压测量对象，有缩短振铃宽度的效果。此外，优选根据该扩大的可测量范围，缩小脉冲移位区域。
再者，在上述各实施方式中，将用于电动水泵的驱动的无刷电机的驱动取为例子进行了说明，但也可以同样适用于用于车辆用内燃机的液压泵系统中的驱动电动油泵的无刷电机。此外，当然也可以适用于使冷却水和油以外的流体循环的泵。
而且，可适用于各种使用了低速无传感器控制的电动促动器，只要是在极低速旋转的驱动时，被实施脉冲移位控制，则不限于用于车辆。
标号说明
10…内燃机、20…变速器、30…流量控制阀、40…电动水泵、100…无刷电机(3相DC无刷电机)，110u，110v，110w…3相绕组、120…永久磁铁转子(转子)，211a～211f…开关元件、200…控制装置、200A…电机驱动装置、210…电机驱动电路、220…控制单元、Dt…指令占空比(设定占空比)的电压脉冲宽度、Dmin…最低占空比的电压脉冲宽度、Dr…校正占空比的电压脉冲宽度、Dd…驱动占空比的电压脉冲宽度

Claims (14)

1.一种无刷电机的驱动装置，包括：控制单元，在3相无刷电机的脉冲宽度调制控制的通电期间中检测开路相电压，从检测出的电压值估计转子的位置信息，控制对所述3相无刷电机外加的电压，其特征在于，
所述控制单元在设定占空比的电压脉冲宽度为规定值以下时，在脉冲宽度调制的一周期中进行两次可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电，在下一个脉冲宽度调制的一周期中进行两次校正占空比的电压脉冲宽度的通电，以两周期的平均进行与所述设定占空比对应的驱动占空比的电压脉冲宽度的通电，
所述控制单元在通过所述脉冲宽度调制控制对所述3相无刷电机通电并驱动时，在要通电的相的设定占空比为规定值以下时，进行脉冲移位控制，所述脉冲移位控制包含可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，
所述控制单元进行从所述脉冲宽度调制控制中的主周期至校正周期为止的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，使所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔短于各个通电间的间隔。
2.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，
所述控制单元在PWM输出模式被切换时实施所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的切换。
3.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，
所述控制单元将所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔设为与中断时间相当的时间。
4.如权利要求3所述的无刷电机的驱动装置，
所述控制单元将紧接在所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电之后的所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电设为相电压的测量对象。
5.如权利要求4所述的无刷电机的驱动装置，
所述控制单元根据扩大的可测量范围缩小脉冲移位区域。
6.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，
所述无刷电机驱动泵，所述控制单元根据所述泵的工作要求进行PWM输出模式的切换。
7.如权利要求6所述的无刷电机的驱动装置，
所述泵使流体在不同的循环路径中循环，所述控制单元在所述泵的流路切替时增加位置测量频度。
8.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，
所述脉冲宽度调制控制被固定载波频率来执行。
9.一种无刷电机的驱动方法，在3相无刷电机的脉冲宽度调制控制引起的通电期间中检测开路相电压，从检测出的电压值估计转子的位置信息，驱动所述3相无刷电机，其特征在于，包括：
在设定占空比的电压脉冲宽度为规定值以下时，在脉冲宽度调制的一周期中进行两次可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电；以及
在下一个脉冲宽度调制的一周期中进行两次校正占空比的电压脉冲宽度的通电，
以两周期的平均进行与所述设定占空比对应的驱动占空比的电压脉冲宽度的通电，
所述脉冲宽度调制控制在对所述3相无刷电机通电并驱动时，在要通电的相的设定占空比为规定值以下时，进行脉冲移位控制，所述脉冲移位控制包含可检测非通电相的脉冲感应电压的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，
进行从所述脉冲宽度调制控制中的主周期至校正周期为止的最低占空比的电压脉冲宽度的通电和校正占空比的电压脉冲宽度的通电，
使所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔短于各个通电间的间隔。
10.如权利要求9所述的无刷电机的驱动方法，
在PWM输出模式被切换时实施所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的切换。
11.如权利要求9所述的无刷电机的驱动方法，
将所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电和所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电的间隔设为与中断时间相当的时间。
12.如权利要求11所述的无刷电机的驱动方法，
将紧接在所述校正占空比的电压脉冲宽度的通电之后的所述最低占空比的电压脉冲宽度的通电设为相电压的测量对象。
13.如权利要求12所述的无刷电机的驱动方法，
根据扩大的可测量范围缩小脉冲移位区域。
14.如权利要求9所述的无刷电机的驱动方法，
所述脉冲宽度调制控制被固定载波频率来执行。
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