JP2018160978A - ブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法 - Google Patents
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Abstract
Description
また、本発明の別の目的は、パルスシフト制御による回転精度と制御性の低下を抑制するとともに、パルスシフト制御時のPWMキャリア周波数に同期したトルク変動に起因する騒音の発生も抑制できるブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。
また、本発明の別の側面によれば、PWM信号の2周期に2回の通電を行うとともに、正トルク方向と負トルク方向の通電間隔を近づけることで、位置計測頻度を向上し、且つ正トルク方向に通電後、直ぐに負トルク方向に調整可能である。これによって、パルスシフト制御による回転精度と制御性の低下を抑制でき、パルスシフト制御時のPWMキャリア周波数に同期したトルク変動による騒音の発生を抑制できる。
[第1の実施形態]
図1は、車両用内燃機関の冷却システムの概略構成を示しており、本発明を電動ウォータポンプのブラシレスモータに適用したものである。この冷却システムは、冷却水を循環通路内に循環させる水冷式冷却装置であり、ブラシレスモータ100で駆動される電動ウォータポンプ40を備え、該ブラシレスモータ100がECUなどの制御装置200によりセンサレス制御で駆動される。
この内燃機関10の冷却システムは、流量制御弁30、ブラシレスモータ100を駆動源とする電動ウォータポンプ40、ラジエータ50、シリンダヘッド側冷却水通路61、シリンダブロック側冷却水通路62、ヒータコア(Heater)91、変速機20のオイルウォーマー(O/W)21、及びこれらを接続する配管群70などを含んで構成されている。
また、内燃機関10のシリンダブロック側冷却水通路62は、シリンダヘッド側冷却水通路61から分岐してシリンダブロック12に至り、シリンダブロック12内に延設されてシリンダブロック12に設けた冷却水出口15に接続される。
一方、シリンダブロック側冷却水通路62の冷却水出口15には、第2冷却水配管72の一端が接続され、第2冷却水配管72の他端は、流量制御弁30の4つの入口ポート31〜34のうちの第1入口ポート31に接続される。
更に、第4冷却水配管74は、一端が冷却水出口14と第3冷却水配管73の接続点との間の第1冷却水配管71に接続され、他端が流量制御弁30の第3入口ポート33に接続される。この第4冷却水配管74には、車両空調装置において空調空気を暖めるヒータコア91などの各種の熱交換デバイスが設けられる。
流量制御弁30は、1つの出口ポート35を有し、この出口ポート35には第6冷却水配管76の一端が接続され、第6冷却水配管76の他端は、電動ウォータポンプ40の吸込口41に接続される。
また、第8冷却水配管78の一端は、第3冷却水配管73、第4冷却水配管74が接続される部分よりも下流側の第1冷却水配管71に接続され、他端は第6冷却水配管76に接続される。
なお、流量制御弁30の入口ポート31〜34が全て閉じられても、シリンダヘッド側冷却水通路61を経由した冷却水を第8冷却水配管78によってラジエータ50をバイパスさせて循環させることができるよう構成されている。
制御装置200は、水温センサ81,82で検出される内燃機関10の冷却水温度情報などに基づき、電動ウォータポンプ40の吐出流量(ブラシレスモータ100の回転速度)、及び流量制御弁30の入口ポート31〜34の開口面積を制御する。なお、例えば水温センサ81,82のうちの水温センサ82を省略することができ、水温センサを2つ備える構成に限定されるものではない。
つまり、内燃機関10の冷機始動時には、シリンダヘッド11(シリンダヘッド側冷却水通路61)に流入した冷却水は、ラジエータ50を含む他の熱交換デバイスを経由することなく循環され、且つ冷却水の循環量が最小限に抑制される。これにより、シリンダヘッド11の温度上昇が促進され、且つ冷却水循環経路内で温度のばらつきが生じることが抑制される。
暖機された状態でアイドルストップなどにより内燃機関10が停止した場合には、パルスシフト制御が実施される。電動ウォータポンプ40(ブラシレスモータ100)の回転速度は極低回転速度(例えば100rpm以下)で駆動され、低流量化されて内燃機関10の停止中にも冷却水がシリンダヘッド11に循環されて温度上昇が抑制される。
ブラシレスモータ100を駆動制御する駆動装置200Aは、モータ駆動回路(BLM駆動回路)210、制御ユニット220及び電源回路(バッテリ)230を備える。制御ユニット220は、A/D変換器やマイクロプロセッサ(CPU,MPU)などを含んで構成されるマイクロコンピュータを有する。
モータ駆動回路210は、スイッチング素子211a〜211fを3相ブリッジ接続したインバータ回路を有する。各スイッチング素子211a〜211fは、本例ではIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)で構成されているが、FET(Field Effect Transistor)など他の電力制御用の半導体素子でも良い。これらIGBTのコレクタ,エミッタ間にはそれぞれ、ダイオード212a〜212fのカソード,アノードが通電方向を逆にして接続されている。
三角波比較方式のPWM制御において、制御ユニット220は、三角波(キャリア)と、指令デューティ比(指令パルス幅)に応じて設定されるPWMタイマ(PWMデューティ)とを比較することで、各スイッチング素子211a〜211fをオン/オフさせるタイミングを検出する。
ブラシレスモータ100は回転子120の位置情報を検出するセンサを備えず、制御ユニット220は、ブラシレスモータ100の駆動制御を、回転子120の位置情報を検出するセンサを用いないセンサレス駆動方式によって行い、更に、制御ユニット220は、センサレスでの駆動方式をモータ回転速度に応じて正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とに切り替える。
この正弦波駆動方式では、制御ユニット220は、回転子120が回転することによって発生する誘起電圧(速度起電圧)から回転子120の位置情報を得る一方、速度起電圧による回転子位置の検出周期の間で、モータ回転速度に基づき回転子位置を推定し、推定した回転子位置とPWMデューティとから3相出力設定値を算出し、相間電圧の差で電流の向きと強さとを制御して3相交流電流を各相に流す。
なお、制御ユニット220は、モータ回転速度を回転子位置の検出周期に基づき算出する。
この矩形波駆動方式では、制御ユニット220は、通電相に対するパルス状の電圧印加によって非通電相(開放相)に誘起される電圧(変圧器起電圧)と閾値とを比較することで回転子120の位置情報を得て、係る位置情報に基づき通電相の選択パターンである通電モードの切り替えタイミングを検出する。
そこで、制御ユニット220は、正弦波駆動方式で位置情報を十分な精度で検出できる高回転領域、つまり、設定値よりもモータ回転速度が高い領域では、正弦波駆動方式でブラシレスモータ100を制御し、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転領域では、矩形波駆動方式でブラシレスモータ100を制御する。
更に、制御ユニット220は、ブラシレスモータ100のPWM制御において、例えば、モータ回転速度の検出値と目標モータ回転速度(回転速度指令値)との偏差に応じてPWM制御のデューティ比を決定して、実際のモータ回転速度を目標モータ回転速度に近づける。
制御ユニット220は、印加電圧演算部302、PWM発生部304、ゲート信号切替部306、通電モード決定部308、比較部310、電圧閾値切替部312、電圧閾値学習部314、非通電相電圧選択部316、主周期デューティ設定部318、補正周期デューティ設定部320、デューティ補正部322などを備えている。
比較部310は、非通電相の誘起電圧が閾値に達したときに次の通電モードへの切り替えを実施する角度を検出したことを示す信号を出力し、係る信号に基づき通電モード決定部308は通電モードの切り替えを実行する。
ここで、制御ユニット220(ゲート信号切替部306)は、例えば、第1通電モードM1で、U相上段のスイッチング素子211a、V相上段のスイッチング素子211c及びV相下段のスイッチング素子211d以外のスイッチング素子211b,211e,211fについてはオフに制御する。
このように、3相入力電圧により磁束を生成し、合成磁束の向きを60度ずつ順次切り替えることで、ブラシレスモータ100が回転駆動される。
この時は、指令デューティ比が最低デューティ比より小さいので、主周期のブラシレスモータ100への通電波形はデューティ比を20%(最低デューティ比)、補正周期の通電波形のデューティ比(補正デューティ比)を−10%とする。駆動デューティ比は、最低デューティ比20%と補正デューティ−比10%との差を平均化した5%となる(Dd=5%)。ここでは、開放相電圧は主周期の三角波の谷で1回サンプリングタイミングし、主周期と補正周期の三角波それぞれの谷で2回のモータ制御処理を行う。
上述した指令デューティ比の電圧パルス幅Dtと最低デューティ比の電圧パルス幅Dminの設定はそれぞれ、主周期デューティ設定部318と補正周期デューティ設定部320で行う。そして、デューティ補正部322によりPWM発生部304で生成したPWM信号のデューティ比を補正するように、ゲート信号切替部306からスイッチング素子211a〜211fにゲート信号を供給し、上記パターンA,B,Dを組み合わせてブラシレスモータ100の駆動制御を行う。
このように、周期カウンタが0の場合と、PWM出力パターンがAまたはDの場合に開放相電圧を取得することで、PWM信号の2周期中に2回の位置情報を計測できる。従って、極低速回転の駆動時に、回転精度と制御性の低下を抑制できる。
図16は、本発明の第2の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。本第2の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Dminによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Drによる通電の切り替えを、通電パターンが切り替わるときに実施するようにしている。例えば、図16に示すように、パターンB,D,Bと通電パターンが切り替わる場合に、最低デューティ比の通電と補正デューティ比の通電を切り替えるタイミングを一致させる。換言すれば、PWM出力パターンを切り替える際には、1つの通電モードの途中では切り替えずに、通電モードの変更と合わせて切り替えを行う。これは、通電モードの途中でPWM出力パターンの切り替えを行うと、切り替えの度に通電間隔が変動し、振動や騒音の発生に繋がるからである。
図18は、本発明の第3の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法の一例を示す波形図である。本第3の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Dminによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Drによる通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くしている。すなわち、ブラシレスモータ100の通電波形は、正トルクと負トルクの通電間隔D1が、正トルクから正トルクの間隔D2、及び負トルクから負トルクの間隔D3よりも短い。このように、PWM制御の1周期中に2回の通電を行い、正トルク方向と負トルク方向の通電間隔を近づけることで、正トルク方向に通電後、直ぐに負トルク方向に調整可能なため、キャリア周波数に同期したトルク変動の発生を抑制できる。
図21(a),(b)はそれぞれ、本発明の第4の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法について説明するための波形図である。図21(a)は、U相、V相及びW相のそれぞれの電圧と、U相上段IGBT(スイッチング素子211a)、U相下段IGBT(スイッチング素子211b)、V相上段IGBT(スイッチング素子211c)及びV相下段IGBT(スイッチング素子211d)のゲート電圧波形を示している。図21(b)は、図21(a)の破線部ΔTの拡大図である。本第4の実施形態では、最低デューティ比の電圧パルス幅Dminによる通電と補正デューティ比の電圧パルス幅Drによる通電の間隔をデッドタイムに対応させている。すなわち、デッドタイムまたはデッドタイムに相当する時間にしている。
図22(a)は、従来のブラシレスモータの駆動方法によるU相、V相及びW相のそれぞれの電圧と、U相上段IGBT、U相下段IGBT、V相上段IGBT及びV相下段IGBTのゲート電圧波形を示している。また、図22(b)は、本発明の第5の実施形態に係るブラシレスモータの駆動方法について説明するための波形図であり、各電圧波形を図21(a)と対比して示している。図22(a)に示す如く、従来は最低デューティ比(制限デューティ比)の電圧パルスと補正デューティ比の電圧パルスが離れていた。これに対し、本第5の実施形態では、補正デューティ比の電圧パルスの直後に最低デューティ比の電圧パルス、または最低デューティ比の電圧パルスの直後に補正デューティ比の電圧パルスが印加される。この際、補正デューティ比の電圧パルスの直後に最低デューティ比の電圧パルスによる通電を繋げることで、最低デューティ比の電圧パルスでのリンギング幅r2を、従来のリンギング幅r1より短くすることができる。
このように、補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の直後の最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を相電圧計測対象とすることで、リンギング幅の短縮効果がある。また、この拡大した測定可能範囲に応じてパルスシフト領域を縮小すると良い。
更に、低速センサレス制御を用いた電動アクチュエータ全般に適用可能であり、極低速回転の駆動時に、パルスシフト制御が実施されるものであれば車両用に限らない。
Claims (13)
- パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、3相ブラシレスモータを駆動する装置において、
設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の1周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を2回行い、次のパルス幅変調の1周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を2回行い、2周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行う、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。 - 3相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには、非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動装置において、
パルス幅変調制御の主周期と補正周期を跨いで最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行い、2周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行う、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。 - 前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の切り替えを、通電パターンが切り替わるときに実施する、請求項1または2に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、各々の通電同士の間隔より短くする、請求項1乃至3いずれか1つの項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の間隔を、デッドタイムに相当する時間とする、請求項4に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記補正デューティ比の電圧パルス幅の通電の直後の前記最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を相電圧の計測対象とする、請求項5に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 拡大した測定可能範囲に応じてパルスシフト領域を縮小する、請求項6に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記パルス幅変調制御は、キャリア周波数が固定されて実行される、請求項1乃至7いずれか1つの項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記ブラシレスモータはポンプを駆動し、該ポンプの動作要求に応じて通電パターンの切り替えを行う、請求項1乃至8いずれか1つの項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- 前記ポンプは異なる循環経路で流体を循環させ、前記ポンプの流路切替のときに位置計測頻度を増加させる、請求項9に記載のブラシレスモータの駆動装置。
- パルス幅変調制御による通電期間中に開放相電圧を検出し、検出した電圧値から回転子の位置情報を推定し、3相ブラシレスモータを駆動する方法において、
設定デューティ比の電圧パルス幅が所定値以下のときに、パルス幅変調の1周期中に非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を2回行うステップと、
次のパルス幅変調の1周期中に補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を2回行うステップとを備え、
2周期の平均で前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行う、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。 - 3相ブラシレスモータの開放相電圧から回転子の位置情報を推定し、パルス幅変調制御により通電して駆動する際に、通電する相の設定デューティ比が所定値以下のときには非通電相のパルス誘起電圧を検出可能な最低デューティ比の電圧パルス幅の通電と補正デューティ比の電圧パルス幅の通電とからなるパルスシフト制御を行う駆動方法において、
パルス幅変調制御の主周期に最低デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップと、
前記パルス幅変調制御の主周期に続く補正周期に、補正デューティ比の電圧パルス幅の通電を行うステップとを備え、
パルス幅変調制御の主周期と、この主周期の補正周期との2周期の通電平均で、前記設定デューティ比に対応する駆動デューティ比の電圧パルス幅の通電を行う、ことを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。 - 前記パルス幅変調制御は、キャリア周波数が固定されて実行される、請求項11又は12に記載のブラシレスモータの駆動方法。
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