JP7157412B2 - 三相インバータ - Google Patents

Description

本発明は、三相インバータの半導体スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルスの発生タイミングを操作することにより、直流部のコンデンサに流れる高周波電流（リプル電流）を低減してコンデンサの発熱を抑制する技術に関する。

図１０は、誘導電動機等の負荷Ｍを駆動する三相２レベルフルブリッジインバータ（以下、インバータという）の主回路構成図である。
図１０において、Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子、Ｍは負荷、Ｃ_ＤＣはインバータの直流部に接続されたコンデンサ、Ｅ_ＤＣはインバータの直流入力電圧、ｉ_ＤＣｉｎは直流母線電流、ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは各相の交流出力電流、ｖ_ｕｖ，ｖ_ｖｗ，ｖ_ｗｕは各線間電圧である。

図１１は、インバータが出力する電圧ベクトル（瞬時空間ベクトル）と、各電圧ベクトルに対応するＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングパターン（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）及びｉ_ＤＣｉｎを示している。
スイッチングパターン（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）において、「１」は上アームのスイッチング素子がオン、「０」は下アームのスイッチング素子がオンの状態であり、例えば、（１，０，０）はＵ相の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐがオン、Ｖ相，Ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎがオンの状態を示す。

図１１から明らかなように、直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎの瞬時値は、電圧ベクトルすなわちスイッチングパターンに応じて、インバータの各相の出力電流の何れかと絶対値が等しくなり、その極性も一意に定まる。
例えば、電圧ベクトルＶ_１ではスイッチングパターンが前述の（１，０，０）となり、スイッチング素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎがオンするため、ｉ_ＤＣｉｎは＋ｉ_ｕに等しくなる。

次に、インバータが三相交流電圧を発生し、負荷Ｍに三相交流電流を供給する場合の動作について説明する。
図１２（ａ）は、インバータの各相の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ及び電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す波形図である。ここでは、電圧及び電流を三相正弦波とし、電圧振幅（変調率に相当）＝０．７［ｐｕ］、電流振幅＝０．５［ｐｕ］、力率＝１としている。なお、ｐｕとはパー・ユニットの略であり、基準値（例えば最大値）に対する比率を表す。

一般に三相インバータは、交流の位相角６０°ごとに、相及び上下アームのスイッチング素子を入れ替えて同様な動作を繰り返すため、６０°の期間の動作を規定すれば全期間の動作を規定することができる。ここでは、三相のうちＵ相電圧ｖ_ｕが最大値をとる電圧位相角θ＝６０°～１２０°の期間を例示して説明する。なお、スイッチングに伴う電圧、電流のリプル成分は無視している。

図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の電圧位相角θ＝８０°である縦線部分の各相出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに相当する電圧指令値をキャリア（三角波）と比較して得たスイッチングパターン（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）と、このパターンに対応する電圧ベクトル、直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎ及びその平均値ｉ_{ＤＣａｖｅ}を示している。
ここで、スイッチングパターン（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）は、各相の出力電圧を所定値に制御するための出力電圧パルス、つまり各相のＰＷＭパルスに他ならないため、以下の説明では、記号Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗを各相のＰＷＭパルス（あるいは、単にパルス）としても用いる。

図１２（ｂ）のパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗにおけるＨｉｇｈレベルの部分は、スイッチングパターンの「１」に相当していて上アームのスイッチング素子がオンの状態であり、以下では、この部分を便宜的に正側パルスと呼ぶ。また、パルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗにおけるＬｏｗレベルの部分は、スイッチングパターンの「０」に相当していて下アームのスイッチング素子がオンの状態であり、以下では、この部分を便宜的に負側パルスと呼ぶ。

図１２（ｂ）にはキャリア（その周期をＴ_ｓとする）の一周期分が示されており、この周期Ｔ_ｓの間で電圧指令値は一定と仮定している。この図からも判るように、ｉ_ＤＣｉｎは三相交流電流のうち何れかの相電流に等しい値をとり、階段波状に変化する電流であることがわかる。なお、図１３は、図１２（ｂ）における直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎ及びその平均値ｉ_{ＤＣａｖｅ}を示した波形図である。
また、図１２（ｂ）において、キャリア周期（スイッチング周期）Ｔ_ｓ内で電圧ベクトルをＶ_０→Ｖ_１→Ｖ_６→Ｖ_７→Ｖ_６→Ｖ_１→Ｖ_０と遷移させることにより、各相の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐに対する正側パルス幅はそれぞれｔ_ｓｕ，ｔ_ｓｖ，ｔ_ｓｗとなり、これらのパルス幅はそのまま、各スイッチング素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐのオン期間となる。

さて、インバータの直流部に設けられるコンデンサＣ_ＤＣは、ｉ_ＤＣｉｎに含まれる高周波成分（リプル成分）を出力する役割を担っている。一般に、インバータをＰＷＭ制御する場合のキャリア周波数は数［ｋＨｚ］～数１０［ｋＨｚ］であり、仕様によっては数１００［ｋＨｚ］となるため、ｉ_ＤＣｉｎはその周波数以上の高周波成分を含んでいる。この高周波成分を応答性良く供給するには、主回路のスイッチング素子に近接して接続されるコンデンサが必要となる。

一方、ｉ_ＤＣｉｎの高周波成分が通流することによりコンデンサは損失を発生し、この損失はコンデンサの温度を上昇させる。コンデンサは温度が上昇すると寿命が短くなるため、温度上昇を抑制するためには、大型（大容量）のコンデンサを使用するか、あるいは、コンデンサの冷却装置の能力を高める等の対策が必要になり、これらが装置全体の大型化や高コスト化の原因となっていた。

上記の点に鑑み、例えば非特許文献１には、負荷力率の変動に応じて、従来の一般的な空間ベクトル制御方式と、出力線間電圧パルスの重複が最小となるような空間ベクトルを選択する制御方式とを切り替えることにより、三相インバータの直流母線電流の高周波成分、ひいてはコンデンサに流れる高周波電流を低減するようにした技術が開示されている。

西澤是呂久ほか，「三相インバータの力率変化に対応した入力電流高調波を低減する空間ベクトル変調方式」，半導体電力変換／モータドライブ合同研究会論文，電気学会北海道支部，ＳＰＣ－１５－１３３，２０１５年８月２８日

非特許文献１に記載されている制御方式は、いわゆる二相変調を基本としており、この二相変調では、複数周期にわたってオン状態に固定されたスイッチング素子に電流が継続して流れることになる。このため、インバータの出力周波数等の条件によっては、１）特定のスイッチング素子が過熱する、２）三相変調に比べてスイッチング回数が少なくなることにより、騒音が増加する、３）二相変調実行時に各相の電圧指令値が急変するため、電気的な擾乱やショックを招く、等の問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、ＰＷＭパルスを所定のルールに従ってシフトし、その発生タイミングを調整することにより、非特許文献１が有する種々の問題を生じることなく、三相インバータの直流母線電流に含まれる高周波成分を低減してコンデンサの温度上昇を抑制し、冷却装置を含む装置全体の大型化や高コスト化を防止することにある。

上記課題を解決するため、態様１に係る発明は、直流電圧源に並列に接続されたコンデンサに対して、二つの半導体スイッチング素子の直列回路が３個互いに並列に接続され、前記二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を各相の交流出力端子とし、所定のスイッチング周期ごとに各相のＰＷＭパルスに基づいて前記半導体スイッチング素子を制御する三相インバータであって、
一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを生成することを特徴とする。

態様２に係る発明は、態様１に係る発明の三相インバータにおいて、前記パルス幅が最大である相の正側パルスが前記他の二相の正側パルスを包含することを特徴とする。

態様３に係る発明は、直流電圧源に並列に接続されたコンデンサに対して、二つの半導体スイッチング素子の直列回路が３個互いに並列に接続され、前記二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を各相の交流出力端子とし、所定のスイッチング周期ごとに各相のＰＷＭパルスに基づいて前記半導体スイッチング素子を制御する三相インバータであって、
一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを生成することを特徴とする。

態様４に係る発明は、態様３に係る発明の三相インバータにおいて、前記パルス幅が最大である相の負側パルスが前記他の二相の負側パルスを包含することを特徴とする。

態様５に係る発明は、一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルス、または、一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルス、の何れかを用いる第１の制御モードと、
態様１により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモード、または態様２により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモード、または態様３により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモード、または態様４により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモード、の何れかを実行する第２の制御モードと、
を切替可能であることを特徴とする。

態様６に係る発明は、態様５に係る発明の三相インバータにおいて、前記第１の制御モードと前記第２の制御モードとの切替を、前記三相インバータが出力する電圧と電流の極性または大小関係に応じて行うことを特徴とする。

態様７に係る発明は、態様１から６のいずれか一の態様に係る発明の三相インバータにおいて、
各相の電圧指令値とキャリアである三角波とをそれぞれ比較して三相のＰＷＭパルスを生成し、
各相の電圧指令値は、前記三角波の一周期内の所定期間における出力電圧が前記一周期内に出力するべき目標電圧の時間平均値以上であって、前記一周期内の残存期間における出力電圧が前記目標電圧の時間平均値未満である電圧指令値であり、
前記一周期における各相の電圧指令値がそれぞれの目標電圧の時間平均値に等しいことを特徴とする。

態様８に係る発明は、態様１または態様２により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモードと、態様３または態様４により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモードと、を切替可能であり、これらのモードを切り替える際に、
正側パルス幅が最小となる相のＰＷＭパルスの発生タイミングを切替前後で変更することを特徴とする。

態様９に係る発明は、態様１または態様２により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモードと、態様３または態様４により生成した三相のＰＷＭパルスを用いるモードと、を切替可能であり、これらのモードを切り替える際に、
正側パルス幅が最大と最小との間となる相のＰＷＭパルスの発生タイミングを切替前後で変更することを特徴とする。

本発明によれば、三相インバータの半導体スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭパルスを所定のルールに従ってシフトさせてその発生タイミングを調整することにより、直流母線電流に含まれる高周波成分を減少させてコンデンサの温度上昇を抑制することができる。これにより、装置の冷却能力を低減し、装置全体の小型化や低コスト化に寄与することができる。

本発明の実施形態におけるＰＷＭパルスの生成方法と直流母線電流及びその平均値等を示す波形図である。 本発明の実施形態におけるＰＷＭパルスの生成方法と直流母線電流及びその平均値等を示す波形図である。 力率角に応じた各相電圧及び電流と表１のシフト操作モードとの関係を示す図である。 図３の所定の力率角におけるＰＷＭパルスの生成方法と直流母線電流及びその平均値等を示す波形図である。 三角波比較方式のＰＷＭ制御におけるパルスの操作方法を説明するための波形図である。 三角波比較方式のＰＷＭ制御におけるパルスの操作方法を説明するための波形図である。 モードを切り替える際のパルスの操作方法を説明するための波形図である。 モードを切り替える際のパルスの操作方法を説明するための波形図である。 本発明の実施形態に用いられる制御装置の機能ブロック図である。 三相２レベルフルブリッジインバータの主回路構成図である。 インバータの出力電圧ベクトル、スイッチングパターン及び直流母線電流の関係を示す図である。 （ａ）はインバータの各相出力電圧、電流を示す波形図、（ｂ）はＰＷＭ制御におけるスイッチングパターン（ＰＷＭパルス）と直流母線電流及びその平均値等を示す波形図である。 インバータの直流母線電流及びその平均値を示す波形図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、図１０に示したように直流部にコンデンサＣ_ＤＣを有する三相インバータに関するものである。
前述したごとく、本発明は、図１２（ｂ），図１３に示した直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎの高周波成分を低減するようにＰＷＭパルスの発生タイミングを適切に調整することを目的としている。そこで、直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎをその実効値を用いて定量化すると、数式１～３が成り立つ。

数式１～数式３における各変数は、次のように定義される。
Ｔ_ｓ：ＰＷＭ制御に用いるキャリアの周期
ｉ_{ＤＣｉｎＲＭＳ}（Ｔ_ｓ）：ｉ_ＤＣｉｎの周期Ｔ_ｓ内の実効値（直流成分を含む）
ｉ_{ＤＣａｖｅ}：ｉ_ＤＣｉｎの平均値（＝直流成分）
ｍ：変調率
Ｉ_ｍ：交流出力電流の振幅
ｃｏｓφ：力率
ｉ_ＣＲＭＳ：コンデンサＣ_ＤＣに通流する高周波電流（リプル電流）の周期Ｔ_ｓ内の実効値

数式３に示した実効値ｉ_ＣＲＭＳは、ｉ_{ＤＣａｖｅ}を基準として交番するｉ_ＤＣｉｎの波形とｉ_{ＤＣａｖｅ}とによって囲まれた部分（図１３の網掛け部分）の面積に対応する。従って、以下の説明では、この網掛け部分の面積を小さくするための手法について説明する。

図１は、態様１～４に対応する実施形態を説明するための図である。
この図１は、キャリア周期Ｔ_ｓ内において、キャリア（三角波）比較方式により三相全てのパルス幅の中心位置が揃っている通常のＰＷＭパルス（図１２（ｂ）のパルス）Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗのうち最大幅であるＳ_ｕのパルス幅内で、Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗのパルス幅をそれぞれ維持したまま、Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗの正側パルスがＳ_ｕの正側パルス幅に収まるように前記中心位置を基準としてそれぞれ時間軸方向にシフトした場合の各相のパルスＳ_ｕ'（＝Ｓ_ｕ），Ｓ_ｖ'，Ｓ_ｗ'を示している。
このように、パルスをシフトした前後において周期Ｔ_ｓ内の各相のパルス幅は変わらないため、ＰＷＭ制御の原理により、周期Ｔ_ｓにおける各相の出力電圧の平均値は維持されている。

この場合、パルスＳ_ｕ’（＝Ｓ_ｕ），Ｓ_ｖ’，Ｓ_ｗ’を得るためには、周期Ｔ_ｓ内で電圧ベクトルをＶ_０→Ｖ_１→Ｖ_６→Ｖ_２→Ｖ_１→Ｖ_０と遷移させて各相のスイッチング素子を制御すれば良い。図１１によれば、上記の電圧ベクトルのうち、Ｖ_１はｉ_ｕを流すベクトル、Ｖ_２は－ｉ_ｗを流すベクトル、Ｖ_６は－ｉ_ｖを流すベクトルである。
これらのＶ_１，Ｖ_２，Ｖ_６を含む電圧ベクトルを上記のように遷移させてスイッチング素子を制御すれば、パルスＳ_ｖ，Ｓ_ｗをそれぞれＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’にシフトさせて発生タイミングを調整することができ、これによって直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎを図１２（ｂ），図１３におけるｉ_ＤＣｉｎよりも低減させてコンデンサＣ_ＤＣの高周波電流の実効値ｉ_ＣＲＭＳを低減させることができる。
すなわち、周期Ｔ_ｓ内のＰＷＭパルスのパルス幅を維持しつつ、所定の相のパルスをシフトさせることによってコンデンサＣ_ＤＣに流れる高周波電流を低減し、発熱を抑制することが可能である。

なお、図１に示した実施形態では、Ｓ_ｕの正側パルス幅が大きいため、そのパルス幅内でＳ_ｖ，Ｓ_ｗが重ならないようにそれぞれを時間軸方向にシフトしてパルスＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’を得ることができるが、Ｓ_ｕの正側パルス幅が小さい場合には、そのパルス幅内でＳ_ｖ，Ｓ_ｗが重ならないようにシフトすることができない場合がある。
しかし、このような場合でも、以下のような方法により、ｉ_ＤＣｉｎひいてはｉ_ＣＲＭＳを低減することができる。

図２（ａ）はインバータの各相の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ及び電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す波形図である。ここでは、電圧及び電流を三相正弦波とし、電圧振幅＝０．３［ｐｕ］、電流振幅＝０．６［ｐｕ］、力率＝１としている。
図２（ｂ）は、図２（ａ）において、電圧位相角θが７０°である縦線部分の各相出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに相当する電圧指令値をキャリアと比較した場合のスイッチングパターン（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）、電圧ベクトル、直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎ及びその平均値ｉ_{ＤＣａｖｅ}を示している。

図２（ａ）に示すように電圧振幅が小さい場合、通常のキャリア比較方式のＰＷＭ制御では、図２（ｂ）のように、互いのパルス幅の差異が図１２（ｂ）よりも小さいパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗが生成される。
このような場合には、図２（ｃ）に示すごとく、Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗの正側パルスがＳ_ｕの正側パルス幅に収まるように、それぞれを時間軸に沿ってシフトしたパルスＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’を得るための電圧ベクトルを選択し、Ｖ_０→Ｖ_６→Ｖ_７→Ｖ_２→Ｖ_０と遷移させる。これにより、ｉ_ＤＣｉｎの振幅を減少させ、ｉ_ＤＣｉｎとｉ_{ＤＣａｖｅ}とによって囲まれた部分の面積に対応する高周波電流の実効値ｉ_ＣＲＭＳを低減させることができる。

次に、力率を考慮したＰＷＭパルスの適切な調整方法について説明する。
ここでは、インバータの損失は無視し、出力電力が正の場合（負荷Ｍを駆動する力行動作時）について説明する。この場合には、直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎの平均値ｉ_{ＤＣａｖｅ}は正となる。後述するように、インバータの出力電力が負の場合（負荷Ｍからの回生動作時）、すなわちｉ_{ＤＣａｖｅ}が負の場合には、符号を反転することにより出力電力が正の場合と同様に考えることができる。
以下では、前記同様に各相のうちでＵ相電圧ｖ_ｕが最大となる、電圧位相角θが６０°～１２０°の期間について考察する。

ｉ_{ＤＣａｖｅ}が正の場合、コンデンサＣ_ＤＣに流れる高周波電流ｉ_ＣＲＭＳを小さくするためには、図１１の右端の列に示した８種類の電流のうち、ｉ_{ＤＣａｖｅ}に近い値のみでｉ_ＤＣｉｎが構成されるように電圧ベクトルを選択すれば良い。別の表現をすれば、ｉ_{ＤＣａｖｅ}との差が大きい電流を流すような電圧ベクトルの出力を避ければ良い。
ただし、インバータの出力電圧を指令値通りに維持するためには、各相電圧のパルス幅を維持する必要があるので、考えられる調整方法としては、各相電圧のパルスの発生タイミングを時間軸に沿って前後にシフトさせることになる。以下に、その具体的方法について説明する。

図１２（ｂ）でも説明したが、各相の上アームのスイッチング素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐのオン期間をそれぞれｔ_ｓｕ，ｔ_ｓｖ，ｔ_ｓｗと定義する。これらの期間は、０～Ｔ_ｓの範囲の値をとる。
図１２（ａ）から判るように、電圧位相角θが６０°～１２０°の期間ではｖ_ｕが最大となる一方、θ＝６０°～９０°ではｖ_ｖが、９０°～１２０°ではｖ_ｗが、それぞれ最小となることから、各期間に応じた以下のモード（以下、シフト操作モードという）がある。

（１）６０°～１２０°の全域において、ｔ_ｓｕはｔ_ｓｖ，ｔ_ｓｗよりも長い。
（２）６０°～９０°では、ｔ_ｓｖはｔ_ｓｕ，ｔ_ｓｗよりも短い。
（３）９０°～１２０°では、ｔ_ｓｗはｔ_ｓｕ，ｔ_ｓｖよりも短い。
このため、パルスをシフトする場合、シフト操作モード（１）では、Ｕ相正側パルスがそのパルス幅内に他の二相の正側パルスを収めることが可能（包含可能）であり、シフト操作モード（２），（３）では、Ｖ相，Ｗ相の負側パルス幅が、それぞれ他の二相の負側パルスを包含可能である。
ここで、負側パルスの包含については、図１２（ｂ）に示したキャリアのように一周期の前半が下りで後半が上りの三角波を用いる場合、正側パルスは期間ｔ_ｓｕ，ｔ_ｓｖ，ｔ_ｓｗのように連続して存在する一方、負側パルスは原則として前後に分割されている。よって前述の、前後に分割された負側パルスが０（ゼロ）である期間に他相のパルスが０となることをもって「包含」と称することとする。

上述したシフト操作モード（１），（２），（３）において、ある一相のパルス幅内に他の二相のパルスを包含可能である場合に、Ｖ_０，Ｖ_７以外で出力され得る電圧ベクトルと、各電圧ベクトルに従ってスイッチングした際の直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎの値とを対応させると、表１が得られる。この表１は、図１１に示した電圧ベクトルＶ_１～Ｖ_６とｉ_ＤＣｉｎとの対応関係をシフト操作モード（１），（２），（３）に対応させたものに等しい。
以下、この表１に示す対応関係を、「条件１」とする。

一方、電圧位相角θが６０°～１２０°の期間における各相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの大小関係は、力率によって変化する。
前述したように、力行状態ではｉ_{ＤＣａｖｅ}は正である。なお、力行状態とは、力率角φが－９０°～９０°の範囲にあることを意味しており、力率が正と負では電圧，電流の大小関係について同様に考えることができるため、ここでは力率角φが－９０°～０°の範囲にある場合につき説明する。

力行状態において、ｉ_ＤＣｉｎとしては極力、正の値が多く出力されればｉ_ＣＲＭＳを小さくすることができる。言い換えれば、ｉ_ＤＣｉｎとして負の値が出力されるとｉ_ＣＲＭＳが大きくなるため、これを避けるべきである。
このように、力行状態において、ｉ_ＣＲＭＳを小さくするためにｉ_ＤＣｉｎとしてできるだけ正の値を多く出力することを、「条件２」とする。

上述した「条件１」，「条件２」を踏まえ、力率角φと電圧位相角θとに応じて選択するべき表１のシフト操作モードは、表２のようにまとめることができる。なお、表２の下段に記載した図３（ａ）～（ｇ）については後述する。

表２において、
「～」は、電圧位相角θについては上下、力率角φについては左右の値の間の値を意味する。
「／」は、電圧位相角θの途中で、力率角φに応じてシフト操作モードが切り替わることを意味する。
「ｏｒ」は、２つのシフト操作モードの境界であることを意味する。
「×」は、表１に記載した何れのシフト操作モードも選択できないことを意味する。

図３（ａ）～（ｇ）は、表２の力率角φに応じた各相電圧及び電流と表１のシフト操作モードとの関係を示している。
図３（ａ）は、図１，図２と同様に力率角φ＝０°すなわち力率１の場合であり、電圧と電流とは同相である。この場合には、電圧位相角θが６０°～１２０°の期間の全域にわたって各相の電圧、電流の極性及び大小関係が同じであるから、条件１に係る表１のシフト操作モード（１）を選択すれば良い。

図３（ｂ）は、力率角φ＝－１５°の場合である。この場合、電圧位相角θが７５°～１２０°の期間は各相の電圧、電流の極性及び大小関係がφ＝０°の場合と同様である一方、電圧位相角θが６０°～７５°の期間ではこれが成り立っていない。すなわち、６０°～７５°の期間では、Ｖ相電流のみが負であり、かつＶ相電圧が最小となっている。
従って、この場合には、Ｖ相の負側パルス幅が他の二相の負側パルスを包含するようにパルスをシフトすることにより、表１のシフト操作モード（２）を実現することができる。

力率角φ＝－１５°の場合をより具体的に説明すると、シフト操作モード（２）では、ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのうちｉ_ｖのみ、極性が反転する電圧ベクトルＶ_６を含むため、シフト操作モード（２）の３つのベクトルＶ_１，Ｖ_５，Ｖ_６を選択すれば、ｉ_ＤＣｉｎは必ず正の値をとる。この状態を示したのが図４（ａ）～（ｃ）である。
図４（ａ）は、図３（ｂ）と同じ図である。また、図４（ｂ）は、図４（ａ）の電圧位相角θ’（６０°～９０°の値）における各相の電圧指令値とキャリアとを比較して得た通常のキャリア比較方式によるＰＷＭパルス（各相パルスの中心位置が揃ったＰＷＭパルス）、電圧ベクトル、及び、ｉ_ＤＣｉｎ，ｉ_{ＤＣａｖｅ}を示し、図４（ｃ）は本実施形態によりパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗをシフトして得られるパルスＳ_ｕ’，Ｓ_ｖ’，Ｓ_ｗ’ 、電圧ベクトル、及び、ｉ_ＤＣｉｎ，ｉ_{ＤＣａｖｅ}を示している。
図４（ｃ）に示すパルスＳ_ｕ’，Ｓ_ｖ’，Ｓ_ｗ’のお互いの包含関係を見ると、Ｖ相負側パルスＳ_ｖ’の幅にＵ相，Ｗ相の負側パルスＳ_ｕ’，Ｓ_ｗ’が包含されており、前述したシフト操作モード（２）による包含関係を満たしていることがわかる。

図３に戻って、図３（ｃ）は、力率角φが－３０°の場合である。選択すべきパターンとして、表１のシフト操作モード（１），（２）が半々になっている。

図３（ｄ）は、力率角φが－４５°の場合である。この場合、電圧位相角１０５°～１２０°の範囲ではφ＝０°の場合と同様に表１のシフト操作モード（１）を、６０°～９０°の範囲ではφ＝－１５°の場合と同様に表１のシフト操作モード（２）を、それぞれ選択することができる一方、９０°～１０５°の範囲では、前述した条件１に係る表１の何れのモードも選択することができない。このことを、表２では「×」によって表している。

より具体的に説明すると、電圧位相角が９０°～１０５°の範囲では、電流の極性がＶ相のみ他相と異なるが、電圧についてはＵ相のみ極性が異なるため、表１のシフト操作モード（１）～（３）の何れを選択しても、ｉ_ＤＣｉｎが負の値をとることを避けられない。この状況でパルスをシフトすると、ｉ_{ＤＣａｖｅ}が正の値であるにも関わらず直流母線電流ｉ_ＤＣｉｎに大きな負の電流が含まれる恐れがある。従って、この場合には本実施形態によってパルスをシフトする操作を行わずに、三相正側パルスの重複が多い、ゼロベクトルが多く出力される通常のキャリア比較方式によるＰＷＭ制御モード（図４（ｂ）に示した如く、各相の正側パルスまたは負側パルスの中心位置が揃う制御モード）によって制御すれば良い。
上記のように、本発明によるシフト操作を行う制御モード（特許請求の範囲における第２の制御モード）と通常のキャリア比較方式によるＰＷＭ制御モード（同じく第１の制御モード）とを切り替える着想が、態様５に係る発明に相当する。

図３（ｅ）～（ｇ）は、力率角φが－６０°～－９０°の場合である。「×」の期間は、力率角が大きくなるにつれて増え、－９０°において全域が「×」となる。
すなわち、表２からも明らかなように、力率角が大きくなるに従って通常のＰＷＭ制御モードによる場合が多くなる。

以上のように、インバータが出力する電圧及び電流の極性または大小関係に応じて、パルスシフトを行う第２の制御モードと通常のキャリア比較方式による第１の制御モードとを切り替えること、詳しくは、電圧及び電流の極性、位相角、力率等に応じて二つの制御モードを切り替える着想が、態様６に係る発明に相当する。

なお、表２からの類推として、力率角φが正である場合には、表２におけるシフト操作モード（２）の代わりにシフト操作モード（３）を採用して電圧ベクトルを選択すれば良い。
また、三相インバータにおける電圧位相角６０°ごとの動作の対称性により、電圧位相角θの他の範囲におけるＰＷＭパルスの操作方法についても、表２と同様に導くことができる。
更に、力率角φが９０°～１８０°（－１８０～－９０°）となる回生状態ではｉ_{ＤＣａｖｅ}が負になるが、この場合には、ｉ_ＤＣｉｎとして極力負の値が多く出力されればｉ_ＣＲＭＳを小さくすることができるという基本的原理のもとで、力行状態と同様な考え方に従ってＰＷＭパルスの操作方法を導くことが可能である。

以上まとめると、あるキャリア周期Ｔ_ｓにおいて、三相交流電流のうち唯一極性の異なる相について、当該相の電圧を他相の電圧と比較した場合に当該相の電圧が最大または最小となる場合には、当該相のＰＷＭパルスのパルス幅に他の二相のＰＷＭパルスがなるべく包含されるように、時間軸に沿ってシフトさせたＰＷＭパルスを用いてスイッチング素子を制御し、当該相の電圧が最大または最小の何れにもならない場合には、上述したシフト操作を行わずに通常のキャリア比較方式により得られる三相のＰＷＭパルスを用いてスイッチング素子を制御するものである。
ここで、上述した当該相のＰＷＭパルスと他の二相のＰＷＭパルスとの包含関係は、厳密なものでなくても良い。例えば、図２（ｃ）ではシフト後のパルスＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’がパルスＳ_ｕ’のパルス幅内に完全に包含されているが、パルスＳ_ｗ’がパルスＳ_ｕ’の左端から多少はみ出したり、パルスＳ_ｖ’がパルスＳ_ｕ’の右端から多少はみ出すような場合（つまり、厳密にはＳ_ｕ’のパルス幅内にパルスＳ_ｖ’またはＳ_ｗ’が包含されていない場合）でも、本発明による効果を得ることができる。
更に、上述した当該相のＰＷＭパルスのパルス幅内に包含される他の二相のＰＷＭパルス同士の時間軸上の重複範囲は、必ずしも最短である必要はなく、このことはＰＷＭパルスの正側パルス、負側パルスの何れについても言える。
例えば、図２（ｃ）において、仮に、パルスＳ_ｗ’の左端がパルスＳ_ｕ’の左端よりいくらか余裕を持って右側に位置し、パルスＳ_ｖ’の右端がパルスＳ_ｕ’の右端よりいくらか余裕を持って左側に位置することにより、パルスＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’ の時間軸上の重複範囲が最短ではなくなったとしても、本発明による効果を得ることができる。
なお、表２に「／」として示した切り替えは厳密に行わなくても良く、切り替えを行う電圧位相角θや力率角φに多少のずれがあったとしても、全体としてｉ_ＣＲＭＳを低減可能である。

ここで、図９は、本実施形態において所定のＰＷＭパルスを生成するための制御装置の機能ブロック図である。図９に示す制御装置の各機能は、汎用のマイコンが有するハードウェアと、このハードウェアに搭載されたソフトウェアによって実現可能である。
図９（ａ）は、これまで説明したように一キャリア周期内で所定のＰＷＭパルスをシフトさせる場合の機能ブロック図である。同図において、１０はキャリア周波数ｆ_ｃに基づいてキャリア（三角波）を生成するキャリア生成手段、２０はインバータの各相の電圧・電流検出値が入力されて電圧指令値ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを生成する電圧指令値生成手段、３０はキャリアと電圧指令値ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗとを比較してキャリア比較方式により通常のＰＷＭパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗを生成する比較手段である。
また、４０はパルス操作手段である。このパルス操作手段４０は、電圧位相角θ、力率角φ等に基づき本実施形態によるシフト操作を行ってパルスＳ_ｕ’，Ｓ_ｖ’，Ｓ_ｗ’を得ると共に、比較手段３０から入力された通常のＰＷＭパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗと前記パルスＳ_ｕ’，Ｓ_ｖ’，Ｓ_ｗ’との何れか一方を選択して出力する。更に、５０は入力されたＰＷＭパルスに基づいてインバータの各スイッチング素子に対する駆動パルスを生成し、分配する分配手段である。

次に、ＰＷＭパルスのシフト操作は、キャリアとして三角波を用いる場合に、以下のような方法によっても実現可能である。図９（ｂ）に示す機能ブロック図は、以下に述べるように電圧指令値を階段状に変化させる場合に使用する。
図５は、Ｕ相の正側パルス幅が最大であって、その正側パルス幅にＶ相，Ｗ相の正側パルスを包含させる場合の波形図であり、図５（ａ）は通常の三角波比較方式による場合、図５（ｂ）は一キャリア周期内で電圧指令値を変化させることによりＰＷＭパルスをシフトさせた場合の波形図である。

図５（ｂ）では、態様７に係る発明のように、各相の電圧指令値を、三角波の一周期内の所定期間における出力電圧が一周期内に出力するべき目標電圧の時間平均値以上であって、一周期内の残存期間における出力電圧が目標電圧の時間平均値未満である電圧指令値とし、一周期における各相の電圧指令値をそれぞれの目標電圧の時間平均値に等しくしている。つまり、一周期における各相の電圧指令値がそれぞれの目標電圧の時間平均値に等しい三角波の上りと下りとで電圧指令値を階段状に変化させると共に、その平均値を変化前の値に等しくすることで、周期Ｔ_ｓ内の各相のパルス幅を維持したまま、発生タイミングをそれぞれシフトさせたパルスＳ_ｕ'，Ｓ_ｖ'，Ｓ_ｗ'を得る。
なお、図５（ｂ）において、ｖ_ｕｐ～ｖ_ｗｎは各相の半周期ごとの電圧指令値であり、図９（ｂ）の電圧指令値加工手段６０が、電圧位相角θ及び力率φに応じてキャリア周期Ｔ_ｓの半周期ごとに電圧指令値ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを加工（増減）してｖ_ｕｐ～ｖ_ｗｎを生成し、比較手段３０は、これらのｖ_ｕｐ～ｖ_ｗｎを三角波とそれぞれ比較してパルスＳ_ｕ'，Ｓ_ｖ'，Ｓ_ｗ'を生成する。なお、電圧指令値を階段状に変化させない図５（ａ）の通常の三角波比較方式を用いる場合には、電圧指令値加工手段６０が、入力されたｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗをそのまま出力し、比較手段３０は、これらのｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを三角波とそれぞれ比較してパルスＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗを生成する。

図５（ａ），（ｂ）は、ｉ_ｕのみが正であって、ｉ_ｖ（＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｗ)），ｉ_ｗ（＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ））が負である場合を示しており、図５（ｂ）のｉ_ＤＣｉｎは図５（ａ）のｉ_ＤＣｉｎに比べて広範囲で正の値となっている。
図５（ａ），（ｂ）を比較して判るように、パルスをシフトさせることでハッチング部分の面積が減少しており、ｉ_ＣＲＭＳが低減されている。

一方、図６は、Ｖ相の負側パルス幅が最大となる場合の例であって、その負側パルス幅にＵ相，Ｗ相の負側パルスを包含させる場合の波形図であり、図６（ａ）は通常の三角波比較方式による場合、図６（ｂ）は電圧指令値を階段状に変化させることによりＰＷＭパルスをシフトさせた場合の波形図である。
図６（ａ），（ｂ）は、ｉ_ｖ（＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｗ)）のみが負であって、ｉ_ｕ，ｉ_ｗが正である場合を示しており、この場合も、図６（ｂ）のｉ_ＤＣｉｎは図６（ａ）のｉ_ＤＣｉｎに比べて広範囲で正の値となっている。
これらの図６（ａ），（ｂ）の比較からも、パルスをシフトさせることでハッチング部分の面積が減少しており、ｉ_ＣＲＭＳが低減されていることが判る。

なお、図６（ｂ）においては、波形の右端部分でＵ相電圧の負側パルスがＷ相電圧の負側パルスと重複している。これは、キャリアとして、前半が下りで後半が上りの三角波を用いるＰＷＭ制御において、三角波の上りと下りとで電圧指令値を階段状に変化させる場合に発生する特徴である。つまり、この場合には、負側パルス幅が最大のもの（図６（ｂ）ではＶ相パルス）のパルス幅に他の二相の負側パルスを包含させつつも、当該他の二相の負側パルスが重複せざるを得ない場合があるので、このときには当該他の二相の負側パルスの重複範囲が極力小さくなるように、電圧指令値を階段状に変化させれば良い。

具体的には、負側パルスについては、負側パルス幅が最大である相と、負側パルス幅がその次に大きい相について、両者のパルスの立上り同士または立下り同士を揃え、その揃えた点を三角波の一周期の中心に最大限近付けるようにパルスをシフトし、残る一相、すなわち負側パルス幅が最小である相のパルスについては、上記のシフト方向とは反対方向に、最大の負側パルス幅に包含される範囲で最大限シフトさせれば良い。
図示されていないが、前半が上りで後半が下りの三角波を用いて三角波比較方式のＰＷＭ制御を行う場合には、正側パルスについて同様の方法でシフトすれば良い。
なお、上述したように電圧指令値を変化させずに周期Ｔ_ｓ内でほぼ一定の電圧指令値に対して三角波比較を行うことは、通常の三角波比較方式に他ならない。従って、図５（ｂ）や図６（ｂ）に示したように電圧指令値を階段状に変化させるか、させないかにより、パルスをシフトさせる第２の制御モードと通常の三角波比較方式による第１の制御モードとの切り替えを簡便に行うことができる。

次に、図７は態様８，９に係る発明に対応しており、パルス操作の各種モードを切り替える際のショックの抑制方法を説明するためのものである。
上述したように、パルス操作の各種モードは、電圧位相角及び力率に応じて切り替えられる。モードの切り替えに際しては、ＰＷＭパルスが急変すると電流も急変するため、このことが負荷にとって好ましくない場合がある。例えば、負荷が電動機である場合にはトルク変動を生じたり、負荷の部分に電源を接続する場合には電源擾乱を生じたりする。ここでは、これらの問題を回避する方法について説明する。

モード切替については２種類あり、電圧位相角６０°ごとの繰り返しに対応する「モード切替Ａ」と、当該６０°の中で生じる「モード切替Ｂ」（図３を用いて説明したシフト操作モード（１），（２），または「×」の間の切替）とがある。
始めに、「モード切替Ｂ」について説明する。

図７は，図３（ｂ）や図３（ｃ）に示したシフト操作モード（２）から（１）への切替、すなわちパルスシフトを行うモード同士の切替の様子を示している。図７（ａ）は図３（ｂ）と同様に力率角φが－１５°の場合の電圧，電流の波形図であり、図７（ｂ），（ｃ）はそれぞれシフト操作モード（２）とシフト操作モード（１）、つまり切替タイミングの直前と直後のパルスの様子を示している。

図７（ｂ）と（ｃ）との比較から判るように、パルスを操作する前のパルス（Ｓ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗ）は、当然のこととして極めて似通っており、また、図７（ｂ）と（ｃ）との大きな違いは、シフト後のＶ相パルスＳ_ｖ'の位置が、三角波の前半から後半に移動している点である。一方、Ｕ相パルスＳ_ｕ'の位置はわずかに前方へ移動し、 Ｗ相パルスＳ_ｗ'の位置はほぼ同じである。
このように、正側パルス幅が最小であるＶ相パルスＳ_ｖ'の発生タイミングを切替の前後で変更するようにパルスを操作すれば、切替前後のパルスの状態の変化を小さく抑えることができる。しかも、パルスの位置の変化は三角波の一周期の中央部で発生するため、切替前後におけるパルスの変化は概ね三角波一周期分の後で生じることになり、例えば、隣り合う三角波一周期の切替前後近くで変化が生じる場合と比べてショックは小さくて済む。
このように、正側パルス幅が最小である相のパルスの発生タイミングを切替え前後で変更することが、態様８に係る発明に相当する。

モード切替Ｂで取り得る可能性としては、図７（ｄ）に示すように、正側パルス幅が最大と最小の間であるＷ相のパルス位置を、図７（ｂ）の状態から三角波の一周期の中心に対し逆方向に変化させることにより、Ｗ相パルスＳｗ'を得ることも考えられる。
この場合には、切替の前後でＵ相パルスＳｕ'，Ｖ相パルスＳｖ'の位置は不変となり、切替の前後でパルスの位置の変更を１相のみについて行えば良い点でショックが小さいと言える。
このように、正側パルス幅が最大と最小の間である相のパルスの発生タイミングを切替の前後で変更することが、態様９に係る発明に相当する。

次に、図８は、図３（ｄ）～（ｆ）に示したシフト操作モード（１）またはシフト操作（２）と「×」との切替、つまり、パルスの操作を行うモードと行わないモードとの切替の様子を示している。図８（ａ）は図３（ｄ）と同様に力率角φが－４５°の場合の電圧，電流の波形図であり、図８（ｂ），（ｃ）は、それぞれシフト操作モード（２）から「×」、「×」からシフト操作モード（１）への切替タイミングにおけるパルスの様子を示している。なお，「×」の場合にはパルスの切替を行わないので、同図にある変更前のパルスを採用することになる。

まず、図８ （ｂ）について説明すると、シフト操作モード（２）においては最大の正側パルス幅を持つＵ相以外の相（Ｖ相，Ｗ相）のパルスＳ_ｖ，Ｓ_ｗがほぼ重なっており、モードの切替においてはこれらが三角波一周期の前方に移動してＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’となっているため，特別な操作をしなくても切替前後の三角波一周期における急峻な変化は生じない。
一方、図８（ｃ）について述べると、三角波一周期の中央部にある上記二相（Ｖ相，Ｗ相）のパルスＳ_ｖ，Ｓ_ｗが、切替後には三角波の上りと下りとに分割配置されてＳ_ｖ’，Ｓ_ｗ’となっている。この際、切替前後の三角波一周期における急峻な変化をある程度抑制するためには、正側パルス幅が短いパルス、すなわちＳ_ｗ’が先に発生するように配置すれば良い。
以上のような操作を行うことにより、電圧位相角６０°の範囲でモードの切替が生じる場合のショックを緩和し、滑らかな動作を実現することができる。

次に、前述した電圧位相角６０°ごとの繰り返しに対応する「モード切替Ａ」についても、「モード切替Ｂ」により説明した方法を適宜採用することにより、切替ショックを緩和することが可能である。

例えば、これまで説明して来た電圧位相角６０°～１２０°の前の６０°期間においては、Ｖ相電圧ｖ_ｖの極性が唯一負となってＶ相電圧ｖ_ｖの振幅が最大である。
これらの連続する二つの６０°期間の切替における、図３に示した各力率についての状況は次の通りである。
力率角０°：シフト操作モード（２）⇒シフト操作モード（１）の切替と同じ
力率角０°～－６０°：シフト操作モード（２）の連続（切替なし）
力率角－６０°：「×」⇒シフト操作モード（２）の切替と同じ
力率角－６０°～－９０°：「×」の連続（切替なし）
以上のように、「モード切替Ａ」においても、「モード切替Ｂ」について説明した方法を適宜適用することで切替時のショックを緩和することができる。

Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎ：半導体スイッチング素子
Ｃ_ＤＣ：コンデンサ
Ｍ：負荷
１０:キャリア生成手段
２０:電圧指令値生成手段
３０：比較手段
４０：パルス操作手段
５０：分配手段
６０：電圧指令値加工手段

Claims (8)

1. 直流電圧源に並列に接続されたコンデンサに対して、二つの半導体スイッチング素子の直列回路が３個互いに並列に接続され、前記二つの半導体スイッチング素子同士の接続点を各相の交流出力端子とし、所定のスイッチング周期ごとに各相のＰＷＭパルスに基づいて前記半導体スイッチング素子を制御する三相インバータであって、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルス、または、一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルス、の何れかを用いる第１の制御モードと、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモード、または、一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモード、の何れかを実行する第２の制御モードと、
   を前記三相インバータが出力する電圧と電流の極性及び大小関係に応じて切り替える、三相インバータ。
2. 一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードのとき、
   前記パルス幅が最大である相の正側パルスが前記他の二相の正側パルスを包含する、請求項１に記載の三相インバータ。
3. 一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードのとき、
   前記パルス幅が最大である相の負側パルスが前記他の二相の負側パルスを包含する、請求項１に記載の三相インバータ。
4. 前記第２の制御モードにおいて、各相の電圧指令値とキャリアである三角波とをそれぞれ比較して三相のＰＷＭパルスを生成し、
   各相の電圧指令値は、前記三角波の一周期内の所定期間における出力電圧が前記一周期内に出力するべき目標電圧の時間平均値以上であって、前記一周期内の残存期間における出力電圧が前記目標電圧の時間平均値未満である電圧指令値であり、
   前記一周期における各相の電圧指令値がそれぞれの目標電圧の時間平均値に等しい、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の三相インバータ。
5. 前記第２の制御モードにおいて、第１モードと第２モードを切り替え可能であり、
   前記第１モードは、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードであり、
   前記第２モードは、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードであり、
   前記第１モードと前記第２モードを切り替える際に、
   正側パルス幅が最小となる相のＰＷＭパルスの発生タイミングを切替前後で変更する、請求項１又は２に記載の三相インバータ。
6. 前記第２の制御モードにおいて、第１モードと第２モードを切り替え可能であり、
   前記第１モードは、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードであり、
   前記第２モードは、
   一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち負側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の負側パルス相互の位置関係が、一方の相の負側パルスが他方の相の負側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードであり、
   前記第１モードと前記第２モードを切り替える際に、
   正側パルス幅が最大と最小との間となる相のＰＷＭパルスの発生タイミングを切替前後で変更する、請求項１又は２に記載の三相インバータ。
7. 一スイッチング周期における、三相のＰＷＭパルスのうち正側パルスのパルス幅が最大である相を除く他の二相の正側パルス相互の位置関係が、一方の相の正側パルスが他方の相の正側パルスを包含した状態に比べて時間軸上の重複範囲が少ない位置関係である前記他の二相のＰＷＭパルスを含む三相のＰＷＭパルスを用いるモードのとき、
   前記他の二相の正側パルスの一方の相の正側パルスは、前記パルス幅が最大である相の正側パルスの中心を基準として一方の時間軸方向にシフトされ、
   前記他の二相の正側パルスの他方の相の正側パルスは、前記パルス幅が最大である相の正側パルスの中心を基準として他方の時間軸方向にシフトされる、請求項１又は２に記載の三相インバータ。
8. 力率角が第１の所定角のとき、電圧位相角にかかわらず、第２の制御モードを選択し、
   力率角が第２の所定角のとき、電圧位相角にかかわらず、第１の制御モードを選択し、
   力率角が前記第１の所定角及び前記第２の所定角を含まず前記第１の所定角と前記第２の所定角の間の範囲にあるとき、電圧位相角に応じて、前記第２の制御モード又は前記第１の制御モードを選択する、請求項１又は２に記載の三相インバータ。

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