JP2006304576A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006304576A JP2006304576A JP2005126749A JP2005126749A JP2006304576A JP 2006304576 A JP2006304576 A JP 2006304576A JP 2005126749 A JP2005126749 A JP 2005126749A JP 2005126749 A JP2005126749 A JP 2005126749A JP 2006304576 A JP2006304576 A JP 2006304576A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- neutral point
- modulation means
- output
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【解決手段】中性点クランプ式電力変換装置において、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段M1および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段M2と、前記第1変調手段と第2変調手段を切替えて出力する選択手段Sを備え、第1変調手段M1と第2変調手段M2によるPWMパルスを2回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するよう各パルス幅を調整するようにした。
【選択図】図1
Description
ダイポーラ変調は直流電源の正極電圧と負極電圧を中性点電圧を介して交互に出力する方法であり、非特許文献2に示されたH=K+0.5の設定では、スイッチ素子SW2とスイッチ素子SW3の導通時間が長くなり、スイッチ素子SW2、スイッチ素子SW3に発生する損失がスイッチ素子SW1、スイッチ素子SW4に比べて大きくなる問題があるので、特許文献2では図11のようにH<K+0.5とすることで、図9のようにスイッチ素子SW2、スイッチ素子SW3の導通時間をスイッチ素子SW1、スイッチ素子SW4に近づけ導通ロスを均等化している。
しかし、この設定では非特許文献1のFig.7にも示されるように、出力電圧の2次高調波が消えず、出力電圧の高調波歪みが増大するという問題があった。
更に、中性点クランプ式電力変換装置を3相構成とした場合には、電力変換装置のコモンモード電圧の変動も、PWM周期で高電圧から低電圧まで変動するので、浮遊容量を介して流れるコモンモードノイズが大きいという問題があった。
これらの問題を対策するためにダイポーラ変調のまま、キャリア周波数を低くし、高調波の周波数成分を低くすると、直流電源装置が持つ電解コンデンサ(図8のC1、C2)の電流リプルの周波数成分も低くなり、大容量の電解コンデンサが必要となるので電源装置が大型化する問題があった。
請求項1に記載の発明は、電力変換装置に係り、中性点出力を有する直流電源の正極と負極との間に、第1、第2、第3および第4のスイッチ素子を直列接続し、前記第1と第2のスイッチ素子の接続点および第3と第4の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性点出力端子に接続し、前記第2と第3のスイッチ素子の接続点を出力端子として、1相分を構成し、前記スイッチ素子の選択的スイッチングにより前記直流電源から前記出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する中性点クランプ式電力変換装置において、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段と、前記第1変調手段と第2変調手段を切替えて出力する選択手段を備え、第1変調手段と第2変調手段によるPWMパルスを2回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するようそれぞれのパルス幅を調整することを特徴としている。
請求項2記載の発明によると、ノイズを低減しつつ、スイッチ素子の損失を均等化でき、スイッチ素子を小形化できる。
請求項3記載の発明によると、出力電圧のコモンモード電圧の振幅を少なくし、変化周期を長くすることができるので、コモンモードノイズが低減できる。
また、以上の請求項1から請求項3に記載の発明によると、直流電源へのリップル電流の周波数成分を高周波にできるので、直流電源に使用される電解コンデンサを小形化できる。
図において、51、52は直流電源装置、55〜58はスイッチ素子(IGBT)、59と60はクランプダイオード、61〜64は逆阻止ダイオードである。中性点出力Oを有する直流電源51の正極Pと直流電源52の負極Nとの間に、第1〜第4のスイッチ素子55〜58を直列接続し、第1と第2のスイッチ素子55、56の接続点および第3と第4のスイッチ素子57、58の接続点をそれぞれクランプダイオード59、60を介して前記中性点出力端子Oに接続し、前記第2と第3のスイッチ素子57、57の接続点を出力端子としている。そして、スイッチ素子55〜58の選択的スイッチングにより、直流電源51、52から出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する。
Cは本発明に係る制御回路で、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段M1と、負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段M2とを備え、第1変調手段M1と第2変調手段M2を切替えて出力する選択手段Sを備え、
第1変調手段M1と第2変調手段M2によるPWMパルスを2回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するようそれぞれのパルス幅を調整するようにしている。
すなわち、図1の制御回路Cにあるパルス選択回路Sは、正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段M1と負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段M2の出力するパルスの順序を組替えて、図2のようなPWMパルスを発生させるようゲート駆動回路へ指令するものである。
図において、PWM周期t00の区間の前半t10は、スイッチ素子SW2をオンとし、後半t20はスイッチ素子SW3をオンとし、前半のスイッチ素子SW2のオン期間t10中に、スイッチ素子SW1を2回オン・オフ(第1回オン期間t11、第2回オン期間t12)することにより、正極電圧と中性点電圧を交互に2回、また、後半のスイッチ素子SW3のオン期間t20中に、スイッチ素子SW4を2回オン・オフ(第1回オン期間t21、第2回オン期間t22)することにより、負極電圧と中性点電圧を交互に2回出力するようにしている。
そして、出力電圧は第1変調手段と第2変調手段の発生する正極電圧と負極電圧パルス幅の差分となり、制御回路Cは出力電圧指令に基づいてこれらの正極電圧パルスと負極電圧パルス幅を調節するようにしている。
まず、ステップS1で出力電圧指令が入力されると、必要な正極電圧と負極電圧および中性点電圧のPWMパルス幅をステップS2で生成する。パルス幅の生成は非特許文献1や非特許文献2の方式などを利用することができる。
次に、正極電圧と中性点電圧のパルスか負極電圧と中性点電圧のパルスかの選択をステップS3で行い、ステップS4で実際にパルスの出力を行う。
次に、出力したパルスの回数をステップS5でチェックし、ステップS6で
予め設定した2回以上の設定値のパルス出力が行われていない場合は、ステップS3のパルスの選択へ戻って、次のパルスの選択と出力を行う。また、設定回数のパルス出力が行われた場合は、PWM周期のパルス出力を終了し、次のPWM周期はまた最初から実行を行う。
前述の動作フローは全部をPWM周期中に行うように説明したが、実際には図3の指令の入力およびパルス幅の生成は1回前のPWM周期中にPWMパルス出力と並列に実施し、実際のパルス出力の選択および出力をPWM周期に行うようにする方がよい。
図3ではPWMパルスを順次出力しているが、図4では、ステップS11のように出力電圧指令の入力から、ステップS12のパルス幅の演算を行ったあと、ステップS13でパルスの並べ替えを行なって実際出力するパルスを予め論理回路内に生成しておき、ステップS14のパルスの出力時にパルス出力部でPWM周期中の時間信号に応じて論理回路内のパルスを出力するようにしている。
しかし、PWM周期に対する比率を考えると、スイッチ素子SW2およびスイッチ素子SW3の導通時間比率は、従来のダイポーラ変調と同じとなる。例えば図9と図2で同じ電圧を出力するとし、各スイッチ素子の単位時間あたりのスイッチング回数が同じとなるようにすると、図9と図2のスイッチ素子SW1とスイッチ素子SW4の各パルスのオン期間は同じになり、図2では図9の正極電圧と中間電圧のパルスを2回出力し、次に負極電圧と中間電圧のパルスを2回出力する。
これによって、PWM周期が2倍となるので、スイッチ素子SW2、スイッチ素子SW3のオン期間が連続となる期間が発生しても、時間比率でみれば図9と図2は同じである。
さらに、図9と図2ではPWM周期中の出力電圧振幅変化がVdc/2から−Vdc/2と同じであるが、変化の周期は2倍となるので、電力変換装置と負荷を接続するケーブルと対地間に持つ浮遊容量や負荷自身の浮遊容量を介して流れるノイズ電流も、周波数成分の低下から減少させることができる。
従って、直流電源装置に内蔵される電解コンデンサに電流が流れる期間と流れない期間の周期の周波数成分は図9の場合と同じとなり、電流リプルの周波数成分は低くならないので、電解コンデンサは大形のものを使用する必要は無く小形の物を利用できる。
第1実施例は本発明を単相電力変換装置に適用したものであったが、第2実施例は本発明を多相電力変換装置(ここでは3相)へ適用するものである。
図5において、71、72は直流電源装置、73〜76はU相のスイッチ素子、77〜80はV相のスイッチ素子、81〜84はW相のスイッチ素子、85、86はU相のクランプダイオード、91、92はV相のクランプダイオード、97、98はW相のクランプダイオード、87〜90はU相の逆阻止ダイオード、93〜96はV相逆阻止ダイオード、99〜102はW相の逆阻止ダイオードである。
図5の制御回路C内にあるパルス選択回路Sは、3相分の正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段M1と3相分の負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段M2の出力するパルスの順序を組替えて、図6のようなPWMパルスを発生させるよう各ゲート駆動回路G1〜G3へ指令する。
図において、PWM1周期内におけるU相電圧、V相電圧、W相電圧の変化を示している。各相の出力電圧は第1変調手段と第2変調手段の発生する正極電圧と負極電圧パルス幅の差分となり、制御回路Cは、出力電圧指令に基づいてこれらの正極電圧パルスと負極電圧パルス幅を調節する。制御回路Cで演算された3相のダイポーラ変調によって出力される各相それぞれの正極電圧のパルス幅と負極電圧のパルス幅と中性点電圧のパルス幅を用いて、その順序を組替え、PWMパルスを発生させるようゲート駆動回路へ指令する。
しかし、電力変換装置と負荷を接続するケーブルや負荷自身が持つ浮遊容量に流れるノイズ電流は、図7に示すような、多相出力電圧の中間電圧(コモンモード電圧Vcom)によって流れる。
図7は3相PWMパターンとコモンモード電圧の関係を示す図で、コモンモード電圧Vcomは、3相の例で各相の出力電圧をVu、Vv、Vwとすると、
Vcom=(Vu+Vv+Vw)/3
で示される。
その変化は図7に示すようになる。
図7はダイポーラ変調によるコモンモード電圧の変動を示しており、その振幅はPWM周期中にVdc/2から−Vdc/2まで変化する。
また、コモンモード電圧の変化周期は伸びるが、直流電源装置の電解コンデンサに流れる電流が停止する期間は、図7の例では全ての相が同じ電圧を出力する3状態(全相が正極電圧、全相が負極電圧、全相が中性点電圧)であり、本発明のPWMパルスでは、これら3状態を出力する頻度は、ダイポーラ変調と変らないので、直流電源に内蔵される電解コンデンサの電流リプルの周波数成分は低くならず、電解コンデンサとして小形の物を利用できる。
このようにすれば、スイッチ素子SW1とスイッチ素子SW2、およびスイッチ素子SW3とスイッチ素子SW4の導通時間比率が近づくので、スイッチ素子の導通損失の均等化と直流電源回路に内蔵される電解コンデンサが小形化の両立ができる。
以上のことから、モータ駆動や系統連系の周波数や電圧を変換する電力変換装置という用途にも適応できる。
55〜58、73〜84、16〜27 スイッチ素子(IGBT)
1〜6、59、60、85〜102、10〜15、28〜39 ダイオード
8、9 電解コンデンサ
Claims (3)
- 中性点出力を有する直流電源の正極と負極との間に、第1、第2、第3および第4のスイッチ素子を直列接続し、前記第1と第2のスイッチ素子の接続点および第3と第4の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性点出力端子に接続し、前記第2と第3のスイッチ素子の接続点を出力端子として、1相分を構成し、前記スイッチ素子の選択的スイッチングにより前記直流電源から前記出力端子に正極電圧、負極電圧および中性点電圧を出力する中性点クランプ式電力変換装置において、
正極電圧と中性点電圧を交互に出力する第1変調手段および負極電圧と中性点電圧を交互に出力する第2変調手段と、
前記第1変調手段と前記第2変調手段を切替えて出力する選択手段を備え、
前記第1変調手段と前記第2変調手段によるPWMパルスを2回以上連続させて切替えを行い、出力電圧が出力電圧指令に一致するよう、それぞれのパルス幅を調整することを特徴とする電力変換装置。 - 前記第2のスイッチの導通時間比率を前記第1のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第1調整手段を備え、
前記第3のスイッチの導通時間比率を前記第4のスイッチの導通時間比率に近づけるようパルス幅を調整する第2調整手段を備えることを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 前記1相分を複数個揃えて2相以上の多相構成とすることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005126749A JP2006304576A (ja) | 2005-04-25 | 2005-04-25 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005126749A JP2006304576A (ja) | 2005-04-25 | 2005-04-25 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006304576A true JP2006304576A (ja) | 2006-11-02 |
Family
ID=37472204
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005126749A Pending JP2006304576A (ja) | 2005-04-25 | 2005-04-25 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006304576A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008161003A (ja) * | 2006-12-26 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 超電導コイル用電力変換装置 |
JP2010119184A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Toyota Motor Corp | 半導体駆動装置 |
KR101261801B1 (ko) | 2010-12-08 | 2013-05-07 | 한국철도기술연구원 | 전력소자의 균등 분압을 위한 대용량 전원 스위칭 소자 구동 제어회로 및 이를 이용하는 직류부하장치 |
CN113315397A (zh) * | 2021-05-26 | 2021-08-27 | 华中科技大学 | 一种抑制单相充电二次功率谐波的控制方法及电机控制器 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05300750A (ja) * | 1992-04-23 | 1993-11-12 | Hitachi Ltd | 電力変換器の制御装置および電気車の制御装置 |
JPH07250479A (ja) * | 1994-03-10 | 1995-09-26 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベルインバータの制御方法 |
-
2005
- 2005-04-25 JP JP2005126749A patent/JP2006304576A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05300750A (ja) * | 1992-04-23 | 1993-11-12 | Hitachi Ltd | 電力変換器の制御装置および電気車の制御装置 |
JPH07250479A (ja) * | 1994-03-10 | 1995-09-26 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベルインバータの制御方法 |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008161003A (ja) * | 2006-12-26 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 超電導コイル用電力変換装置 |
JP2010119184A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Toyota Motor Corp | 半導体駆動装置 |
KR101261801B1 (ko) | 2010-12-08 | 2013-05-07 | 한국철도기술연구원 | 전력소자의 균등 분압을 위한 대용량 전원 스위칭 소자 구동 제어회로 및 이를 이용하는 직류부하장치 |
CN113315397A (zh) * | 2021-05-26 | 2021-08-27 | 华中科技大学 | 一种抑制单相充电二次功率谐波的控制方法及电机控制器 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4599959B2 (ja) | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 | |
US8885377B2 (en) | Matrix converter | |
EP2214301B1 (en) | Power conversion systems and methods for controlling harmonic distortion | |
US7495938B2 (en) | DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme | |
JP5892955B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP4742229B2 (ja) | 5レベルインバータとその駆動方法 | |
US8929111B2 (en) | System and method for common-mode elimination in a multi-level converter | |
Baiju et al. | A five-level inverter voltage space phasor generation for an open-end winding induction motor drive | |
JP4942569B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP4759673B2 (ja) | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 | |
JP4626722B1 (ja) | 電力変換装置、及びその制御方法 | |
CN107517019B (zh) | 多电平逆变器混合调制策略 | |
US10141864B2 (en) | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus | |
JP4929863B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5072097B2 (ja) | 3相電圧形インバータシステム | |
JP5362657B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2006304576A (ja) | 電力変換装置 | |
JP2016046962A (ja) | マルチレベル電力変換装置 | |
JP2006230035A (ja) | 電力変換装置とその駆動方法 | |
JPH07111784A (ja) | 電力変換装置 | |
JP4491718B2 (ja) | 3レベルコンバータ | |
JP2023009353A (ja) | 三相インバータのマルチパルスpwm制御法 | |
JP2006025540A (ja) | 電力変換装置 | |
WO2015005471A1 (ja) | 電力変換装置、蓄電システム、及び電力変換方法 | |
JP2007097394A (ja) | 電力変換器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071127 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080314 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101203 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101214 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110426 |