JP4872122B2 - 交流直接変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
図5の主回路において、3は電源側の交流入力端子R,S,Tに接続された入力フィルタ、4はマトリクスコンバータ、Sは電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ、U,V,Wは負荷側の交流出力端子である。
図6において、vmaxは最大相電圧、vmidは中間相電圧、vminは最小相電圧であり、これらは電源電圧の大きさが最大、中間、最小の何れかとなる入力側各相(R,S,T相)の電圧に一致する。例えば、各相電圧の大きさがR相電圧>T相電圧>S相電圧である場合、vmaxはR相電圧、vmidはT相電圧、vminはS相電圧となる。
以下、IGBTモード及び環流ダイオードモードについて説明する。ここで、スイッチS1を例にとり、その両端電圧をvS1と定義し、図6における矢印の方向を正とする。IGBTモードとは、vS1が正の状態でゲートオンと同時に電流が流れる動作モードであり、環流ダイオードモードとは、vS1が負の状態においてゲートオンしないと電流が流れない動作モードであり、インバータにおける環流ダイオードとほぼ同様の動作になることから、環流ダイオードモードと称している。
なお、スイッチング素子S2A/B,S2B/Aについては、最大相と中間相との間でスイッチングする場合(双方向スイッチS2が下アームとして動作する場合)と、中間相と最小相との間でスイッチングする場合(双方向スイッチS2が上アームとして動作する場合)とでIGBTモード、環流ダイオードモードの何れにもなり得るので、添字にA/B,B/Aを付してある。
図6に示したマトリクスコンバータにおける仮想AC/DC/AC変換方式では、図7のようなPWM整流器1及びインバータ2を仮想し、そのスイッチング素子Srp,Srn,Ssp,Ssn,Stp,Stn,Sup,Sunのオンオフに相当する動作をスイッチング素子S1A,S1B,S2A/B,S2B/A,S3A,S3Bのオンオフにより実現している。
このようにして、AC/DC/AC直接変換器におけるPWM整流器1及びインバータ2のスイッチング素子を制御するかの如くして、マトリクスコンバータの双方向スイッチを制御している。
図5における仮想整流器側のオンオフ比抽出手段21aでは、仮想整流器のスイッチング素子のオンオフ比(デューティ比)を台形波指令から抽出し、入力電流指令を0〜1.0に規格化して出力する。また、仮想インバータ側のオンオフ比抽出手段21bでは、仮想インバータのスイッチング素子のオンオフ比を出力電圧指令から抽出し、出力電圧指令を0〜1.0に規格化して出力する。
これらの規格化された入力電流指令及び出力電圧指令は、中間電圧と共に整流器/インバータ合成指令発生手段15に入力される。
一方、電源電圧の大小関係が前記同様にvr>vs>vtであって中間相電圧vsが負の場合、vrは正、vtは負であるから、上アームのスイッチング素子Srpを常時オンとし、下アームのスイッチング素子Ssn,Stnを交互にスイッチングさせる動作を、マトリクスコンバータ4の双方向スイッチSWにより実行させるような指令値を出力する。
比較手段12において、比較器121には整流器/インバータ合成指令発生手段15から出力された合成指令値15aとキャリア発生手段14から出力されたキャリアとが入力され、両者の比較によってPWMパルス121aが生成される。また、比較器122には整流器/インバータ合成指令発生手段15から出力された他方の合成指令値15bと前記合成指令値15aとの和と、前記キャリアとが入力され、両者の比較によってPWMパルス122aが生成される。
PWMパルス16a=PWMパルス121a
[数式2]
PWMパルス16b=PWMパルス121aとPWMパルス122aとの排他的論理和
[数式3]
PWMパルス16c=PWMパルス122aの否定論理
比較器121から出力されたPWMパルス121aは、最小相パルスとしてそのままPWMパルス16aとなる。また、PWMパルス16bは、前記PWMパルス121aと比較器122から出力されたPWMパルスパルス122aとの排他的論理和となり、最小相パルス(PWMパルス16a)を中心とする中間相パルスとして均等に出力される。
更に、PWMパルス16cは、前記PWMパルス122aを反転したパルスとなり、最小相パルス(PWMパルス16a)を中心として中間相パルス(PWMパルス16b)の外側に位置する最大相パルスとなる。
前述したように、入力電流irmの極性はR相電圧vrの極性と一致するため、図11に示す如く両者irm,vrは同相であり、コンデンサ電流ircはR相電圧vrに対して位相がπ/2[rad]進んでいる。また、R相電流irは入力電流irmとコンデンサ電流ircとのベクトル和となり、R相電圧vrに対して位相差θを持つ。
この制御装置は、サイクロコンバータの電流指令に基づいて生成した第1の電圧指令に、同じく電流指令に基づいて生成した各相の電流補償量をそれぞれ加算して第2の電圧指令を生成し、更に、上記第2の電圧指令と出力可能最大電圧指令とから生成した力率改善用の瞬時バイアス量を第2の電圧指令にそれぞれ加算してサイクロコンバータに対する最終的な電圧指令を得るものであり、サイクロコンバータの出力電圧が出力可能最大電圧と等しくなる期間を長くして電源力率を改善している。
更に、サイクロコンバータの出力電圧を歪ませることで電源力率を改善する方法であるため、負荷として電動機が接続される場合には騒音や振動の原因になる等の問題があった。
電源電圧検出値と前記仮想整流器の入力電流指令と前記仮想インバータの出力電圧指令とを用いて前記仮想整流器及び仮想インバータに対する合成指令値を生成する合成指令発生手段と、
電源電圧検出値とキャリアとを比較して得たパルスから、電源電圧の最大相、中間相、最小相に負荷をそれぞれ所定の順序で接続するためのPWMパルスを生成する順序制御手段と、
を備え、
前記合成指令発生手段は、
前記入力電流指令の中間値の極性に応じて、前記仮想整流器及び仮想インバータの動作モードとして、前記仮想インバータの一相分の上アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の上アームの2個のスイッチング素子がスイッチングするモードである上アーム切り替え、または、前記仮想インバータの一相分の下アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の下アームの2個のスイッチング素子がスイッチングするモードである下アーム切り替え、を選択する選択手段と、
この選択手段の出力と電源電圧検出値と入力電流指令及び出力電圧指令とを用いて前記合成指令値を生成する手段と、を有するものである。
負荷の消費電力に応じて前記入力電流指令の位相を変化させる手段を備えたものである。
また、特許文献1のように出力電圧を歪ませることがなく、力率改善のための瞬時バイアス量を演算する複雑な回路も不要になる。
図1はこの実施形態に係る制御装置をマトリクスコンバータ4と共に示したものであり、図5と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態では、マトリクスコンバータ4の入力電流指令と電源電圧検出値とが整流器/インバータ合成指令発生手段15Aに入力されていると共に、入力電流指令の中間値(各相の入力電流指令irm *,ism *,itm *のうちの中間値)imidを抽出する中間値抽出手段22が設けられ、その出力である中間値imidが整流器/インバータ合成指令発生手段15Aに入力されている。
図2において、電源電圧の大小関係がvr>vt>vsであり、かつ、入力電流指令の中間値imidが正である領域(三相の入力電流指令のうち一相の入力電流指令が負である領域)をAとし、電源電圧の大小関係がvr>vs>vtであり、かつ、入力電流指令の中間値imidが正である領域をB、同じく中間値imidが負である領域(三相の入力電流指令のうち一相の入力電流指令が正である領域)をCとする。
一方、PWM整流器1の下アームのスイッチング素子Ssnが常時オンしている状態でインバータ2の下アームのスイッチング素子Sunがオンすると、出力端子Uには、S相電圧vs、すなわち最小相電圧が現れる。
領域Aでは、上記の上アーム切り替えにより、各相電源電圧の大小関係に応じて正のR相入力電流irm及びT相入力電流itm、負のS相入力電流ismがマトリクスコンバータ4に流れることになる。
また、前記同様にスイッチング素子Ssnが常時オンしている状態で、インバータ2の下アームのスイッチング素子Sunがオンすると、出力端子Uには、S相電圧vs、すなわち中間相電圧が現れる。
領域Bでは、各相電源電圧の大小関係が領域Aと変わらず、正のR相入力電流irm及びT相入力電流itm、負のS相入力電流ismがマトリクスコンバータ4に流れることになる。
PWM整流器1の上アームのスイッチング素子Srpが常時オンしている状態でインバータ1の上アームのスイッチング素子Supがオンすると、出力端子UにはR相電圧vr、すなわち最大相電圧が現れる。
このように、インバータ2の下アームのスイッチング素子Sunがオンの時にPWM整流器1の下アームの2個のスイッチング素子がスイッチングするモードを、「下アーム切り替え」と呼ぶ。
この領域Cにおいては、電源電圧の最大相と入力電流指令の最大相とが一致している。
中間値正負判別手段15aは、入力電流指令の中間値imidの正負を判別してその判別信号を出力する。セレクタ15bは、上記判別信号に従って上アーム切り替えと下アーム切り替えを選択する。最大/中間/最小合成指令値発生手段15cは、上アーム切り替え時は電源電圧の最小相と入力電流指令の最小相とを比較して前述したような領域A,Bの判定を行うと共に、下アーム切り替え時は電源電圧の最大相と入力電流指令の最大相とを比較して領域Cの判定を行い、これらの判定結果と各相電源電圧の大小関係に応じて、最大相合成指令値、中間相合成指令値、最小相合成指令値をそれぞれ生成する。
ここで、各合成指令値は、規格化された入力電流指令及び出力電圧指令に基づいて演算されるものである。
2:インバータ
3:入力フィルタ
4:マトリクスコンバータ
12:比較手段
121,122:比較器
13:台形波指令発生手段
14:キャリア発生手段
15,15A:整流器/インバータ合成指令発生手段
15a:中間値正負判別手段
15b:セレクタ
15c:最大/中間/最小合成指令値発生手段
15d:合成指令値選択手段
16:最大/中間/最小順序制御手段
161:XOR回路
162:NOT回路
21a,21b:オンオフ比抽出手段
22:中間値抽出手段
31:PWMパルス合成手段
SW,S1,S2,S3:双方向スイッチ
S1A,S1B,S2A/B,S2B/A,S3A,S3B:半導体スイッチング素子
Srp,Srn,Ssp,Ssn,Stp,Stn,Sup,Sun:半導体スイッチング素子
Claims (2)
- 双方向スイッチのオンオフにより、多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器の制御装置であって、前記直接変換器として、PWM制御される仮想整流器及び仮想インバータの組み合わせを想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータの半導体スイッチング素子に対するPWMパルスを合成して前記双方向スイッチに与えるようにした制御装置において、
電源電圧検出値と前記仮想整流器の入力電流指令と前記仮想インバータの出力電圧指令とを用いて前記仮想整流器及び仮想インバータに対する合成指令値を生成する合成指令発生手段と、
電源電圧検出値とキャリアとを比較して得たパルスから、電源電圧の最大相、中間相、最小相に負荷をそれぞれ所定の順序で接続するためのPWMパルスを生成する順序制御手段と、
を備え、
前記合成指令発生手段は、
前記入力電流指令の中間値の極性に応じて、前記仮想整流器及び仮想インバータの動作モードとして、前記仮想インバータの一相分の上アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の上アームの2個のスイッチング素子がスイッチングするモードである上アーム切り替え、または、前記仮想インバータの一相分の下アームのスイッチング素子がオンの時に前記仮想整流器の下アームの2個のスイッチング素子がスイッチングするモードである下アーム切り替え、を選択する選択手段と、
この選択手段の出力と電源電圧検出値と入力電流指令及び出力電圧指令とを用いて前記合成指令値を生成する手段と、
を有することを特徴とする交流直接変換器の制御装置。 - 請求項1に記載した交流直接変換器の制御装置において、
負荷の消費電力に応じて前記入力電流指令の位相を変化させる手段を備えたことを特徴とする交流直接変換器の制御装置。
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