JP2023131876A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置の電流取得部４０は、キャリア期間の前半と後半で交互に出現する電流取得期間の中で母線電流の値を取得する。電流取得部４０は、電流取得期間の中における、第１信号がオンで第２及び第３信号がオフの第１期間と、第１及び第２信号がオンで第３信号がオフの第２期間とで母線電流の値を取得する。ＰＷＭ信号生成部８０は、第１期間が特定の長さで第２期間が特定の長さ以上という条件を満たすように、キャリア波Ｃｗと電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から定まる基準位置に対して、第１信号、第２信号及び第３信号の少なくともいずれかが時間軸方向にシフトされたＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを出力する。【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

例えば、特許文献１には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づき、モータを駆動するインバータのスイッチング回路を制御する制御装置が記載されている。この制御装置は、所定の周波数のキャリア波で電圧指令値を変調してパルス波形を生成する変調手段と、１周期毎のパルス波形のデューティ比を保持した状態で時間軸方向に移動させて変形させる波形変形手段と、を備え、波形変形手段により変形されたパルス波形に基づいてＰＷＭ信号を生成する。この制御装置は、このようにパルス波形を変形させることで、キャリア波の周波数（以下、キャリア周波数）に対して、ＰＷＭ信号の周波数（以下、スイッチング周波数）をずらし、キャリア周波数に起因する雑音の抑制を試みている。

特許第４９９９８０５号公報

ここで、インバータで駆動されるモータに流れる三相の電流（以下、モータ電流）の検出方式として「１シャント方式」が知られている。１シャント方式では、インバータと直流電源との間に接続される１つのシャント抵抗を用いて、三相それぞれのモータ電流を、タイミングを見計らって検出する。

特許文献１に記載の技術では、パルス波形の１周期毎の移動距離を、乱数を用いて決定する手法を用いているため、制御手法が複雑であり、また、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保できない虞がある。

本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、
直流電源から出力された直流電圧を用いてモータを駆動するインバータを介し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
所定の周期の三角波をキャリア波として生成するキャリア波生成手段と、
前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、特定パターンで繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
前記特定パターンは、前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、一の前記キャリア期間の前半が前記電流取得期間である場合はそれに続く前記キャリア期間の後半を前記電流取得期間とし、一の前記キャリア期間の後半が前記電流取得期間である場合はそれに続く前記キャリア期間の前半を前記電流取得期間とするパターンであり、
前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれ、且つ、前記第１期間が予め定められた特定の長さとなり、前記第２期間が前記特定の長さ以上となるという条件を満たすように、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して、前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の少なくともいずれかが時間軸方向にシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する。

前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記条件を満たすように、前記基準位置に対して前記第３信号がシフトされず、且つ、前記基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、ようにしてもよい。

前記モータ制御装置は、三相変調方式で前記インバータを制御し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記第１期間及び前記第２期間の各々が前記特定の長さである前記三相のＰＷＭ信号を出力する、ようにしてもよい。

前記モータ制御装置は、前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記条件を満たすためのシフト量であって、前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の少なくともいずれかの前記基準位置に対する時間軸方向のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、ようにしてもよい。

本発明によれば、簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図。 同上実施形態に係る制御回路の主要機能を示すブロック図。 同上実施形態に係る電流取得期間を説明するための図。 同上実施形態に係るキャリア波と三相のＰＷＭ信号の関係を示す図。 （ａ）及び（ｂ）は同上実施形態に係るＰＷＭ信号のシフト量及びシフト方向を説明するための図。 （ａ）及び（ｂ）は同上実施形態に係るＰＷＭ信号のシフト量及びシフト方向を説明するための図。 同上実施形態に係る三相の電圧指令値に対する各エリアを説明するための図。 図７に示すエリア毎でのＵ相のＰＷＭ信号のシフト量及びシフト方向を説明するための図。 図７に示すエリア毎での実施例のスイッチング周波数を他の例と比較した図。 （ａ）は比較例に係るスイッチング周波数の分布を示す図であり、（ｂ）は実施例に係るスイッチング周波数の分布を示す図。 （ａ）は比較例に係るスイッチング周波数の分布を示す図であり、（ｂ）は実施例に係るスイッチング周波数の分布を示す図。

本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

モータ制御装置１００は、図１に示すように、直流電源３と、コンプレッサ用のモータＭ１を駆動するインバータ１０と、ファンモータＭ２を駆動するファンモータ駆動回路２０と、電流検出回路２１と、制御回路３０と、を備える。

直流電源３は、インバータ１０に直流電圧を出力する。直流電源３は、例えば、商用電源等の交流電源による交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータから構成される。

インバータ１０は、スイッチング回路１１と、制御回路３０からのＰＷＭ（（Pulse Width Modulation）信号（スイッチング制御信号）に応じてスイッチング回路１１を駆動する駆動部１２と、を備える。

スイッチング回路１１は、直列接続された一対のスイッチング素子を、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相分有する。スイッチング回路１１は、上アームのスイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗと、下アームのスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗと、を有する。一対のスイッチング素子１ｕ，２ｕはＵ相に対応する。一対のスイッチング素子１ｖ，２ｖはＶ相に対応する。一対のスイッチング素子１ｗ，２ｗはＷ相に対応する。上アームの各スイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗの両端には、還流ダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗが接続されている。下アームの各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗの両端には、還流ダイオードＤ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗが接続されている。なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の公知のものを適宜採用でき、その種類は任意である。

インバータ１０は、制御回路３０から出力されるＰＷＭ信号に従って各スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電圧をＵ，Ｖ，Ｗの３相の出力電圧に変換して、駆動対象であるコンプレッサ用のモータＭ１の３つのモータ端子に印加する。インバータ１０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）から構成される。

モータＭ１は、空気調和機のコンプレッサ装置２００に設けられる三相ブラシレスモータである。コンプレッサ装置２００は、モータＭ１と、モータＭ１の回転によって駆動される図示せぬコンプレッサとを備える。

ファンモータ駆動回路２０は、直流電源３が出力する直流電圧を用いて空気調和機のファンを回転させるファンモータＭ２を駆動する。ファンモータ駆動回路２０は、３対のスイッチング素子を備えた周知の構成である。例えば、ファンモータＭ２は、三相ブラシレスモータである。

電流検出回路２１は、直流電源３とインバータ１０との間に接続されたシャント抵抗Ｒを有し、シャント抵抗Ｒを用いて母線電流を検出する。モータ制御装置１００は、このシャント抵抗Ｒを用い、１シャント方式でモータ電流を検出する。シャント抵抗Ｒには、モータ電流である三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、ＰＷＭ信号に応じた母線電流が流れる。このとき、シャント抵抗Ｒの両端に電圧降下が生じる。電流検出回路２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒに流れる母線電流を検出し、母線電流の値を示す検出信号Ｓｉを制御回路３０へ出力する。シャント抵抗Ｒは、例えば、直流電源３におけるＮ側（－側）の端子とインバータ１０との間のＤＣラインに挿入されている。なお、シャント抵抗Ｒは、直流電源３におけるＰ側（＋側）の端子とインバータ１０との間のＤＣラインに挿入されていても良い。

制御回路３０は、空気調和機の一部又は全体の動作を制御するマイクロコンピュータから構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を備える。ＲＯＭは、ＣＰＵの処理手順を定めるとともに、コンピュータを後述の各部として機能させるプログラム、種々の固定データを予め記憶する。ＲＡＭは、各種の演算結果などを一時的に記憶する。

制御回路３０は、図２に示すように、主な機能として、電流取得部４０と、三相電流演算部５０と、ベクトル制御部６０と、キャリア波生成部７０と、ＰＷＭ信号生成部８０と、シフト量算出部９０と、電流取得期間特定部９１と、を備える。

電流取得部４０は、直流電源３とインバータ２の間に流れる電流（母線電流）の値を後述の電流取得期間Ｐの中で取得する構成である。電流取得部４０は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部４１と、Ａ／Ｄ変換制御部４２と、を備える。

Ａ／Ｄ変換部４１は、電流検出回路２１から入力された検出信号Ｓｉを、Ａ／Ｄ変換制御部４２によって定められたタイミングでデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換部４１は、当該デジタル信号を三相電流演算部５０へ出力する。

Ａ／Ｄ変換制御部４２は、Ａ／Ｄ変換部４１によるＡ／Ｄ変換のタイミングを制御する。当該タイミングは、後述の電流取得期間特定部９１によって定められる電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２である。

つまり、電流取得部４０のＡ／Ｄ変換部４１は、電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２で、直流電源３とインバータ１０の間に流れる電流（母線電流）の値を取得する。Ａ／Ｄ変換部４１は、電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２のそれぞれで、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち、二相分の電流を取得する。

三相電流演算部５０は、電流取得期間Ｐの中でＡ／Ｄ変換部４１が取得した二相分のモータ電流から、キルヒホッフの第１法則を用いて、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算（再現）する。

ベクトル制御部６０は、周知のベクトル制御演算を実行し、外部から与えられたモータＭ１の回転速度指令ω０と、三相電流演算部５０が演算した三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づき、三相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。

なお、ベクトル制御部６０は、後述のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの値と、後述のｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄとに基づき、モータＭ１の角度θ（回転位置）を推定可能である。角度θは、モータＭ１のロータの磁極位置に相当する。また、ベクトル制御部６０は、図示せぬ電圧センサからモータＭ１の端子電圧の上限値である最大電圧を取得可能である。また、ベクトル制御部６０は、角度θを時間微分することで回転速度ωを推定可能である。

ベクトル制御部６０は、主な機能として、電流変換部６１と、二軸電流指令値演算部６２と、電圧指令値演算部６３と、を備える。

電流変換部６１は、三相電流演算部５０によって演算された三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、角度θに基づいて、２相のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに座標変換する。ｑ軸電流ＩｑはモータＭ１のトルク成分であり、ｄ軸電流ＩｄはモータＭ１の磁束成分である。

二軸電流指令値演算部６２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。例えば、二軸電流指令値演算部６２は、モータＭ１の回転速度ω（推定値）を、外部から与えられたモータＭ１の回転速度指令ω０に一致させるべくｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算するフィードバック制御を行う。そして、二軸電流指令値演算部６２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対応したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊の設定により、電流ベクトルを最小の電流で最大のトルクが得られるように制御する最大トルク制御、モータＭ１の磁束を減少させることでモータＭ１の誘起電圧を抑えてモータＭ１の回転速度を上げる弱め磁束制御等の各種制御が可能となる。二軸電流指令値演算部６２は、回転速度ω及び前記の最大電圧と、予めＲＯＭに記憶されたデータ（テーブルデータ、最大トルク制御、弱め磁束制御の各理論に従う式を示すデータ等）とに基づきｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。

電圧指令値演算部６３は、フィードバック制御を実行し、ｑ軸電流Ｉｑの値をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致させるためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ、及び、ｄ軸電流Ｉｄの値をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致させるためのｄ軸電圧指令値Ｖｄを演算する。当該フィードバック制御は、例えばＰＩ制御であるが、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御等であってもよい。二軸電流指令値演算部６２が実行するフィードバック制御についても同様である。そして、電圧指令値演算部６３は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄを、角度θに基づいて、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の各々の経時変化は、図７に示すように正弦波状である。

キャリア波生成部７０は、発振回路により生成された所定周波数のクロックに基づいて、図３、図４に示すように、所定の周期の三角波をキャリア波Ｃｗとして生成する。キャリア波Ｃｗの周波数は、例えば、５ｋＨｚ（周期は２００μｓ）である。以下、キャリア波Ｃｗの１波形分の期間を、キャリア期間Ｓｃと呼ぶ。

ＰＷＭ信号生成部８０は、キャリア波生成部７０が生成したキャリア波Ｃｗと、モータＭ１の各相に対応する三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づき、モータＭ１の各相に対応する三相のＰＷＭ信号を生成し、インバータ１０に出力する。

ＰＷＭ信号生成部８０は、電圧指令値調整部８１と、ＰＷＭ信号出力部８２と、を備える。

電圧指令値調整部８１は、後述のシフト量算出部９０によってシフト量が算出された場合に、当該シフト量に応じた値を三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を算出する。

ＰＷＭ信号出力部８２は、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と、キャリア波Ｃｗのレベルを比較することで、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、出力する。なお、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されなかった場合は、ＰＷＭ信号出力部８２は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア波Ｃｗのレベルを比較することで、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、出力する。出力されるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、モータＭ１のＵ－Ｖ相間電圧、Ｖ－Ｗ相間電圧、Ｗ－Ｕ相間電圧の各相間電圧の平均電圧が正弦波状に変調された出力電圧となるように、キャリア期間Ｓｃ内でのそれぞれのデューティ比が異なる。本実施形態のモータ制御装置１００は、三相変調方式でインバータ１０を制御する。

ここで、ＰＷＭ信号出力部８２によって生成され、出力される三相のＰＷＭ信号は、インバータ１０の上アーム（スイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗ）駆動用の三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの他、インバータ１０の下アーム（スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ）駆動用の三相のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ（図示せず）も含む。Ｕ相に着目すれば、Ｕｐのオン／オフに応じて上アームのスイッチング素子１ｕがオン／オフされ、Ｕｎのオン／オフに応じて下アームのスイッチング素子２ｕがオン／オフされる。Ｖ，Ｗ相についても同様である。下アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、上アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの極性を反転させ、必要に応じてデッドタイムを付加しただけのものであるため、本開示では、主に、上アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを三相のＰＷＭ信号として取り扱う。

図４は、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されない場合に、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をキャリア波Ｃｗで変調して生成される三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを示す。本実施形態では、ＰＷＭ信号出力部８２は、一の相の電圧指令値よりも、キャリア波Ｃｗの値が大きい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオンとなり、キャリア波Ｃｗの値が小さい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオフとなる、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成する。なお、キャリア波Ｃｗの周波数は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の周波数よりも十分高いため、図４では、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を直線状に近似的に表した。

以下では、一のキャリア期間Ｓｃにおける三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち、オンの期間が最も長いものを第１信号Ｓ１とし、オンの期間が第１信号Ｓ１の次に長いものを第２信号Ｓ２とし、オフの期間が最も長いものを第３信号Ｓ３とする。図４は、第１信号Ｓ１がＷｐ、第２信号Ｓ２がＶｐ、第３信号Ｓ３がＵｐである例を示している。実際は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じて、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐと、第１～第３信号Ｓ１～Ｓ３との対応関係は変化していく。

また、図４は、後述の特定パターンで繰り返される電流取得期間Ｐのうち、一の電流取得期間Ｐがキャリア期間Ｓｃの後半である例を示す。以下では、一の電流取得期間Ｐの中において、第１信号Ｓ１がオンで第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３がオフである期間を第１期間Ｐ１とし、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２がオンで第３信号Ｓ３がオフである期間を第２期間Ｐ２とする。

電流取得部４０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々で母線電流の値を取得する。図４に示す第１期間Ｐ１においては、上アームではスイッチング素子１ｗのみがオンしている状態となる。この状態では、モータＭ１へ流入する方向を電流の正の方向とすれば、母線電流はＩｗとなる。また、図４に示す第２期間Ｐ２においては、下アームではスイッチング素子２ｕのみがオンしている状態となる。この状態では、モータＭ１へ流入する方向を電流の正の方向とすれば、母線電流は－Ｉｕとなる。残りのＶ相については、キルヒホッフの第１法則により、Ｉｖ＝－（Ｉｗ－Ｉｕ）で求めることができる。このような手法により、一の電流取得期間Ｐの中で電流取得部４０が取得する二相分のモータ電流から、前述の三相電流演算部５０は、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（モータ電流）を演算（再現）する。

また、以下では、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されない場合に、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をキャリア波Ｃｗで変調して生成される第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２、第３信号Ｓ３を、特に、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２、第３基準信号Ｓｂ３と呼ぶ。図４の例では、第１信号Ｓ１と第１基準信号Ｓｂ１が一致し、第２信号Ｓ２と第２基準信号Ｓｂ２が一致し、第３信号Ｓ３と第３基準信号Ｓｂ３が一致する。

また、キャリア波Ｃｗと、指令値が調整されない三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とから定まる時間軸方向における位置を基準位置Ｂｔとする。基準位置Ｂｔは、後述のようにＰＷＭ信号を時間軸方向にシフトする際の基準を示し、キャリア期間Ｓｃ内における位置であれば任意に設定可能であるが、説明の理解を容易とするため、本実施形態ではキャリア期間Ｓｃの中心位置とする。つまり、基準位置Ｂｔは、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２及び第３基準信号Ｓｂ３の時間軸方向における中心位置である。

電流取得期間特定部９１は、予めＲＯＭに定められた電流取得期間Ｐの出現パターンである特定パターンと、キャリア波Ｃｗのキャリア期間Ｓｃとに基づき、キャリア期間Ｓｃ毎に生成されるＰＷＭ信号に対する電流取得期間Ｐを特定する。特定された電流取得期間Ｐに基づき、電流取得部４０のＡ／Ｄ変換制御部４２は、Ａ／Ｄ変換部４１によるＡ／Ｄ変換のタイミング（電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２のタイミング）を制御する。つまり、当該タイミングで、電流取得部４０は、母線電流の値を取得する。

特定パターンは、図３に示すように、一のキャリア期間Ｓｃの前半が電流取得期間Ｐである場合はそれに続くキャリア期間Ｓｃの後半を電流取得期間Ｐとし、一のキャリア期間Ｓｃの後半が電流取得期間Ｐである場合はそれに続くキャリア期間Ｓｃの前半を電流取得期間Ｐとするパターンである。

図４に示す例では、キャリア波Ｃｗが最小値を示してから次に最小値を示すまでの「Λ」状の波形が、１波形分のキャリア波Ｃｗである。
なお、制御回路３０の設定によっては、キャリア波Ｃｗと電圧指令値の比較手法が逆の場合もある。この場合、一の相の電圧指令値よりも、キャリア波Ｃｗの値が小さい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオンとなり、キャリア波Ｃｗの値が大きい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオフとなる。このように、図４の例とは比較関係が逆の場合には、キャリア波Ｃｗが最大値を示してから次に最大値を示すまでの「Ｖ」状の波形を、１波形分のキャリア波Ｃｗと考えればよい。いずれの場合においても、キャリア波Ｃｗの１波形分の期間であるキャリア期間Ｓｃ内において、電圧指令値に応じたデューティ比の１周期分の三相のＰＷＭ信号が生成される。

シフト量算出部９０は、次に述べる条件を満たすように、１周期分の三相のＰＷＭ信号のうち、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる際のシフト量を算出する。

（条件）
前記の条件は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じて定まる第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３の各々のデューティ比が保たれ、且つ、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々が予め定められた特定の長さとなる、という条件である。
この特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間として予めＲＯＭに記憶され、本実施形態では１０μｓである。この１０μｓという値は、制御回路３０のＡ／Ｄ変換及び演算時間で５～６μｓ、母線電流が安定するまでの時間で１～２μｓ、それにマージンを加味した合計値として設定されている。つまり、電流取得部４０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々の開始時点から、６～８μｓ経過したタイミングで母線電流を取得することになる。なお、特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間であれば、１０μｓに限られず任意に設定可能である。

具体的に、シフト量算出部９０は、シフト対象の一周期分のＰＷＭ信号が出力される前（例えば、当該ＰＷＭ信号の前の周期）に、キャリア波Ｃｗと三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から定まる第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２を予測する。より具体的に言えば、シフト量算出部９０は、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２及び第３基準信号Ｓｂ３から定まる第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２を予測する。

シフト量算出部９０は、前記の条件を満たすための、基準位置Ｂｔに対する第１信号Ｓ１のシフト量及び方向を算出する。つまり、このシフト量及び方向に第１基準信号Ｓｂ１をシフトさせたものが第１信号Ｓ１であると考えることができる。同様に、シフト量算出部９０は、前記の条件を満たすための、基準位置Ｂｔに対する第２信号Ｓ２のシフト量及び方向を算出する。つまり、このシフト量及び方向に第２基準信号Ｓｂ２をシフトさせたものが第２信号Ｓ２であると考えることができる。本実施形態では、ＰＷＭ信号をシフトさせる場合においても、第３信号Ｓ３はシフトさせない。つまり、本実施形態の第３信号Ｓ３は、常に第３基準信号Ｓｂ３と同義である。なお、シフト量算出部９０がシフト量を算出しない場合には、シフト量算出部９０がシフト量を「０（ゼロ）」と算出する場合が含まれていてもよい。

続いて、図５、図６を参照しつつ、シフト量及びシフト方向の考え方について、場合分けをして説明する。なお、図５、図６の矩形の領域は、ＰＷＭ信号がオンである期間を示す。

以下では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうち、第１信号Ｓ１に対応する相を「第１相」とし、第２信号Ｓ２に対応する相を「第２相」とし、第３信号Ｓ３に対応する相を「第３相」とすると共に、次のように記号を定義する。
ａｎ：第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオンからオフになる時点との差、又は、第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオフからオンになる時点との差。
ｂｎ：第１基準信号Ｓｂ１がオンからオフになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点との差、又は、第１基準信号Ｓｂ１がオフからオンになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点との差。
ｃｎ：第２相のＰＷＭ信号のシフト量
ｄｎ：第１相のＰＷＭ信号のシフト量

なお、上記記号のインデックスｎは、１，２であり、ある周期のＰＷＭ信号のインデックスｎを１とし、それに続く周期のＰＷＭ信号のインデックスｎを２とする。また、ｂｎ及びａｎを「相間差」と呼ぶ。具体的に、ｂｎは第１相と第２相の相間差であり、ａｎは第２相と第３相の相間差である。また、シフト方向などを説明する際に、時間が進む方向を「右」あるいは「＋」側とし、この逆方向を「左」あるいは「－」側とする。これに対応して、一のキャリア期間Ｓｃの後半で母線電流の値を取得することを「右側取得」と呼び、一のキャリア期間Ｓｃの前半で母線電流の値を取得することを「左側取得」と呼ぶこともある。

（相間差：１０μｓ未満の場合）
まず、相間差が１０μｓ未満の場合について説明する。つまり、ｂｎ及びａｎが特定の長さ未満の場合（ｂｎ＜１０μｓ、ａｎ＜１０μｓ）である。この場合は、電圧指令値が比較的小さい場合に相当する。

図５（ａ）は、図３に示す特定パターンにおいて、一のキャリア期間Ｓｃの後半が電流取得期間Ｐであり、それに続くキャリア期間Ｓｃの前半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、「右側取得」の直後に「左側取得」の期間が出現する例である。
図５（ａ）の例では、同図の左側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ１＝１０－ｂ１＋ｃ１が成り立ち、ｃ１＝１０－ａ１が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ１だけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ１だけ右側にシフトした波形となる。
同図の右側のＰＷＭ信号において、前記の条件（Ｐ１＝１０μｓ、Ｐ２＝１０μｓ）を満たすためには、ｄ２＝１０－ｂ２＋ｃ２が成り立ち、ｃ２＝１０－ａ２が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ２だけ左側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ２だけ左側にシフトした波形となる。

図５（ａ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１－ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１－ｃ２
したがって、図５（ａ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１－ｄ２）となり、図５（ａ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１－ｃ２）となる。なお、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期Ｔは、キャリア波Ｃｗの周期及びキャリア期間Ｓｃと同じ長さである。

図５（ｂ）は、図３に示す特定パターンにおいて、一のキャリア期間Ｓｃの前半が電流取得期間Ｐであり、それに続くキャリア期間Ｓｃの後半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、「左側取得」に続いて「右側取得」の期間が出現する例である。
図５（ｂ）の例では、図の左側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ１＝１０－ｂ１＋ｃ１が成り立ち、ｃ１＝１０－ａ１が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ１だけ左側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ１だけ左側にシフトした波形となる。
同図の右側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ２＝１０－ｂ２＋ｃ２が成り立ち、ｃ２＝１０－ａ２が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ２だけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ２だけ右側にシフトした波形となる。

図５（ｂ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ＋ｄ１＋ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ＋ｃ１＋ｃ２
したがって、図５（ｂ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ＋ｄ１＋ｄ２）となり、図５（ｂ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ＋ｃ１＋ｃ２）となる。

（相間差：１０μｓ以上の場合）
続いて、相間差が１０μｓ以上の場合について説明する。つまり、ｂｎ及びａｎが特定の長さ以上の場合（ｂｎ≧１０μｓ、ａｎ≧１０μｓ）である。この場合は、電圧指令値が比較的大きい場合に相当する。なお、この場合、ｄｎ及びｃｎの少なくともいずれかが０である時もある。

図６（ａ）は、図３に示す特定パターンにおいて、一のキャリア期間Ｓｃの後半が電流取得期間Ｐであり、それに続くキャリア期間Ｓｃの前半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、「右側取得」の直後に「左側取得」の期間が出現する例である。
図６（ａ）の例では、同図の左側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ１＝ｂ１－１０＋ｃ１が成り立ち、ｃ１＝ａ１－１０が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ１だけ左側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ１だけ左側にシフトした波形となる。
同図の右側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ２＝ｂ２－１０＋ｃ２が成り立ち、ｃ２＝ａ２－１０が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ２だけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ２だけ右側にシフトした波形となる。

図６（ａ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ＋ｄ１＋ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ＋ｃ１＋ｃ２
したがって、図６（ａ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ＋ｄ１＋ｄ２）となり、図６（ａ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ＋ｃ１＋ｃ２）となる。

図６（ｂ）は、図３に示す特定パターンにおいて、一のキャリア期間Ｓｃの前半が電流取得期間Ｐであり、それに続くキャリア期間Ｓｃの後半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、「左側取得」に続いて「右側取得」の期間が出現する例である。
図６（ｂ）の例では、同図の左側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ１＝ｂ１－１０＋ｃ１が成り立ち、ｃ１＝ａ１－１０が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ１だけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ１だけ右側にシフトした波形となる。
同図の右側のＰＷＭ信号において、前記の条件を満たすためには、ｄ２＝ｂ２－１０＋ｃ２が成り立ち、ｃ２＝ａ２－１０が成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｄ２だけ左側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対してｃ２だけ左側にシフトした波形となる。

図６（ｂ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１－ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１－ｃ２
したがって、図６（ｂ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１－ｄ２）となり、図６（ｂ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１－ｃ２）となる。

シフト量算出部９０は、前記の条件を満たすためのシフト量ｄｎ，ｃｎを算出するとともに、シフト方向を特定する。電圧指令値調整部８１は、シフト量算出部９０によって算出されたシフト量及び特定されたシフト方向を実現すべく、当該シフト量に応じた値を三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加減算することで、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を算出する。つまり、ＰＷＭ信号生成部８０は、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊をキャリア波Ｃｗで変調することで、シフト量に応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し出力する。

ここで、図７に示すように、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の一周期分の位相を考えた場合に、６０°毎に現れるエリア（期間）をＡ～Ｆとする。このようにエリアを定義した場合、前記の条件を満たすための、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐに対するシフト量及びシフト方向の関係を図８にまとめる。図から理解できるように、ＰＷＭ信号Ｕｐは、エリアＡ，Ｂで第１信号Ｓ１となり、エリアＣ，Ｆで第２信号Ｓ２となり、エリアＤ，Ｅで第３信号Ｓ３となる。図示しないが、ＰＷＭ信号Ｖｐは、エリアＣ，Ｄで第１信号Ｓ１となり、エリアＥ，Ｂで第２信号Ｓ２となり、エリアＦ，Ａで第３信号Ｓ３となる。また、ＰＷＭ信号Ｗｐは、エリアＥ，Ｆで第１信号Ｓ１となり、エリアＡ，Ｄで第２信号Ｓ２となり、エリアＢ，Ｃで第３信号Ｓ３となる。

図９は、図７に示すエリア毎における上記実施形態（実施例）によるスイッチング周波数を、他の例（シフトなし、比較例）とともに示した表である。「シフトなし」では、キャリア周波数がそのままスイッチング周波数となる。「比較例」は、キャリア期間Ｓｃ毎の後半に電流取得期間Ｐを設定するとともに、上記条件を満たすようにＰＷＭ信号を右側にシフトさせた例である。つまり、「比較例」は、時間軸方向において隣り合う電流取得期間Ｐの間隔が常に一定である例である。図９の表を参照すると、「実施例」は「比較例」に比べ、瞬時のスイッチング周波数を意図的に変化させることができていることが分かる。

図１０（ａ）、（ｂ）は、図９で説明した比較例と実施例の各々のシミュレーション結果である。図１０（ａ）、（ｂ）では、周波数５ｋＨｚのキャリア波Ｃｗを用い、電圧指令値として±５Ｖピークの正弦波を用いた。この電圧指令値では、相間差ｂｎ，ａｎが１０μｓ未満の場合に相当する。なお、このシミュレーション結果は、Ｕ相のものであるが、Ｖ相、Ｗ相についても同様に考えることができる。

図１０（ａ）に示す比較例では、スイッチング周波数が時間に対してほぼ変化せず、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ても、キャリア波Ｃｗの周波数とあまり変化していないことが分かる。一方、図１０（ｂ）に示す実施例では、スイッチング周波数が瞬時的な変化を繰り返し、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ると、約４５００～５７００Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。

図１１（ａ）、（ｂ）は、周波数５ｋＨｚのキャリア波Ｃｗを用い、電圧指令値として±３０Ｖピークの正弦波を用いた場合の比較例と実施例の各々のシミュレーション結果である。この電圧指令値では、相間差ｂｎ，ａｎが１０μｓ以上の場合に相当する。なお、このシミュレーション結果は、Ｕ相のものであるが、Ｖ相、Ｗ相についても同様に考えることができる。

図１１（ａ）に示す比較例では、スイッチング周波数が時間に対してほぼ変化せず、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ても、キャリア波Ｃｗの周波数とあまり変化していないことが分かる。一方、図１１（ｂ）に示す実施例では、スイッチング周波数が瞬時的な変化を繰り返し、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ると、約３７００～７４００Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。

以上のように、本実施形態のモータ制御装置１００によれば、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、結果として出力されるＰＷＭ信号の周波数（スイッチング周波数）を瞬時的に変化させることができる。これにより、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。また、これを実現するための演算は上記のように単純であるため、モータ制御装置１００による制御は簡易である。

なお、本発明は以上の実施形態及び図面によって限定されるものではない。本発明の要旨を変更しない範囲で、適宜、変更（構成要素の削除も含む）を加えることが可能である。

以上では、三相変調方式でインバータ１０を制御する例を示したが、モータ制御装置１００は、二相変調方式でインバータ１０を制御してもよい。二相変調方式の場合、一のキャリア期間Ｓｃにおける第３信号Ｓ３は、常時オフ（デューティ比が０）となる。この場合、シフト量算出部９０は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じて定まる第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３の各々のデューティ比が保たれ、且つ、第１期間Ｐ１が予め定められた特定の長さ（例えば１０μｓ）となり、第２期間Ｐ２が特定の長さ以上となるという条件を満たすように、１周期分の三相のＰＷＭ信号のうち、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる際のシフト量を算出すればよい。

以上では、第３信号Ｓ３については基準位置Ｂｔからシフトさせず、常に第３信号Ｓ３と第３基準信号Ｓｂ３が同義である例を示したが、これに限られない。第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３を時間軸方向に相対的にずらすことで、前記の条件を満たすＰＷＭ信号を出力してもよい。つまり、ＰＷＭ信号生成部８０は、前記の条件を満たすように、基準位置Ｂｔに対して、第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３の少なくともいずれかが時間軸方向にシフトされた三相のＰＷＭ信号を出力してもよい。この場合、シフト量算出部９０は、前記の条件を満たすための、第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３の少なくともいずれかの時間軸方向におけるシフト量を算出すると共に、シフト方向を特定すればよい。

以上では、電圧指令値調整部８１で電圧指令値を加減算することで、前記の条件を満たす三相のＰＷＭ信号を生成して出力する例を示したが、これに限られない。ＰＷＭ信号生成部８０は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をそのままキャリア波Ｃｗで変調したＰＷＭ信号として、基準ＰＷＭ信号をまず生成し、生成した基準ＰＷＭ信号を、上記条件を満たすように時間軸方向にシフトさせることでＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、インバータ１０へ出力してもよい。

また、常時シフト量を算出して、時間軸方向にシフトされたＰＷＭ信号を出力しなくともよい。空気調和機のコンプレッサ用のモータＭ１、ファンモータＭ２の回転数が比較的高い場合には、相対的に、ユーザは、キャリア周波数に起因する雑音が気にならなくなる。この特性を考慮し、モータＭ１の回転数がある閾値以上であるという条件と、ファンモータＭ２の回転数がある閾値以上であるという条件との少なくともいずれかが成立する場合に、シフト量算出部９０はシフト量を算出せず、ＰＷＭ信号生成部８０は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をそのままキャリア波Ｃｗで変調したＰＷＭ信号（つまり、上記のようにシフトされないＰＷＭ信号）を出力してもよい。例えば、モータＭ１の回転数がある閾値以上であり、且つ、ファンモータＭ２の回転数がある閾値以上であるという条件を満たす場合に、ＰＷＭ信号生成部８０は、上記のようにシフトされないＰＷＭ信号を出力してもよい。なお、制御回路３０は、モータＭ１及びファンモータＭ２の各々の回転数（回転速度）を、周知の手法で、推定値又は実測値として取得すればよい。また、モータＭ１の閾値と、ファンモータＭ２の閾値とは、同じであっても異なっていてもよい。

以上では、上記動作を実現するプログラムが制御回路３０のＲＯＭに予め記憶されているものとしたが、着脱自在の記録媒体により配布・提供されてもよい。また、当該プログラムは、制御回路３０と接続された他の機器からダウンロードされるものであってもよい。また、制御回路３０は、他の機器と電気通信ネットワークなどを介して各種データの交換を行うことによりプログラムに従う各処理を実行してもよい。

以上の説明では、本発明の理解を容易にするために、公知の技術的事項の説明を適宜省略した。

本発明の実施の形態を説明したが、この実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００…モータ制御装置、３…直流電源
１０…インバータ、Ｍ１…モータ
２０…ファンモータ駆動回路、Ｍ２…ファンモータ
２１…電流検出回路、Ｒ…シャント抵抗、Ｓｉ…検出信号
３０…制御回路
４０…電流取得部、４１…Ａ／Ｄ変換部、４２…Ａ／Ｄ変換制御部
５０…三相電流演算部
６０…ベクトル制御部
６１…電流変換部、６２…二軸電流指令値演算部、６３…電圧指令値演算部
７０…キャリア波生成部、Ｃｗ…キャリア波、Ｓｃ…キャリア期間
８０…ＰＷＭ信号生成部
８１…電圧指令値調整部、８２…ＰＷＭ信号出力部
９０…シフト量算出部
９１…電流取得期間特定部
Ｓ１…第１信号、Ｓ２…第２信号、Ｓ３…第３信号
Ｓｂ１…第１基準信号、Ｓｂ２…第２基準信号、Ｓｂ３…第３基準信号
Ｐ…電流取得期間、Ｐ１…第１期間、Ｐ２…第２期間、Ｂｔ…基準位置

Claims (4)

1. 直流電源から出力された直流電圧を用いてモータを駆動するインバータを介し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
   所定の周期の三角波をキャリア波として生成するキャリア波生成手段と、
   前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、特定パターンで繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
   前記特定パターンは、前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、一の前記キャリア期間の前半が前記電流取得期間である場合はそれに続く前記キャリア期間の後半を前記電流取得期間とし、一の前記キャリア期間の後半が前記電流取得期間である場合はそれに続く前記キャリア期間の前半を前記電流取得期間とするパターンであり、
   前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
   前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、
   前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれ、且つ、前記第１期間が予め定められた特定の長さとなり、前記第２期間が前記特定の長さ以上となるという条件を満たすように、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して、前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の少なくともいずれかが時間軸方向にシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
   モータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記条件を満たすように、前記基準位置に対して前記第３信号がシフトされず、且つ、前記基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モータ制御装置は、三相変調方式で前記インバータを制御し、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記第１期間及び前記第２期間の各々が前記特定の長さである前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
   請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記条件を満たすためのシフト量であって、前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の少なくともいずれかの前記基準位置に対する時間軸方向のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、
   前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
   前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、
   請求項１～３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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