JP2009106106A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の温度を低減することができる電動機の制御装置を提供することにある。
【解決手段】
本制御装置では、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］を求める。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算された中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］に基づいて、インバータ１を制御するＰＷＭ信号ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を生成する。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部１１０を備える。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。
【選択図】図６

Description

本発明は、スイッチング素子および還流素子を備えるインバータに用いられる電動機の制御装置に関する。

従来、インバータにおけるスイッチング損失を低減させるためにインバータのある相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調方式のインバータ制御装置がある（特許文献１参照）。当該インバータ制御装置では、２相変調を実施しても、各相の電圧指令値が電源電圧を超えないように制御している。すなわち、電流指令値ベクトルと電圧指令値ベクトルから位相差を演算し、当該位相差に基づいて、２相変調を実施する期間を決定している。
特開平８−３４０６９１号公報

しかしながら、従来のインバータ制御装置では、上記２相変調を実施して、スイッチング損失を低減させることができるが、例えば、車両ロック時、スイッチング素子の定常損失が増大し、全体として損失が増大する場合がある。このため、スイッチング素子の温度が上昇するといった問題があった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の温度を低減することができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電動機の制御装置では、電動機の角周波数、トルク指令値および上記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段を備える。第１および第２のスイッチング素子と第１および第２の還流素子を３相分備えるインバータを制御するＰＷＭ信号を、中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて生成するＰＷＭ信号生成手段を備える。中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備える。中性点電圧により、一の相の第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、上記一の相の電流が第１のスイッチング素子を通過する時間と上記電流が第２の還流素子を通過する時間とを交互に切替えることを特徴としている。

本発明により、スイッチング素子の定常損失が減少し、スイッチング素子に発生する全損失を低減できるようになるので、スイッチング素子の温度を低減することができる。

本発明に係る電動機の制御装置を含む装置の一例として、直流電源の直流電力をＰＷＭ変調することにより３相電力をモーターに供給するインバータを備える車両用のインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１乃至第４の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図２１を参照して説明する。

（第１の実施形態）
（インバータシステムの構成）
以下、図１および図２を参照して、インバータシステムの構成と動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図、図２は、図1に示すインバータシステムの構成を示すブロック図である。本インバータシステムは、図１および図２に示すように、インバータ１、電流センサ２、電動機であるモーター３、レゾルバ４、温度センサ５、冷却水６および制御装置であるモーターコントローラ１０を主に備える。

ここで、インバータ１は、第１のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と直列接続された第２のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子Ｔｕ−とを備える。更に、第１の還流素子であるＵ相還流素子Ｄｕ＋がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続され、第２の還流素子であるＵ相還流素子Ｄｕ−がＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続されている。そして、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−およびＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−を含む分岐回路を３相分備えている。すなわち、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−、Ｖ相還流素子Ｄｖ＋、Ｄｖ−、Ｗ相還流素子Ｄｗ＋、Ｄｗ−を備える。更に、直流電源Ｂも備える。

なお、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。また、還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−、Ｄｖ＋、Ｄｖ−、Ｄｗ＋、Ｄｗ−はダイオードにより構成されている。そして、インバータ１は、モーターコントローラ１０のＵ相ＰＷＭ信号ｔｕ、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖ、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗに基づいて、直流電源Ｂから供給された直流電力を３相電力に変換してモーター３に出力する。モーター３は、インバータ１から供給された３相電力に応じたトルクを発生する。

電流センサ２は、モーター３に流れる３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］を検出する。なお、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］には、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係があり、３相のうち２相を検出すれば他の１相は演算によって求められる。これから、電流センサ２は、後述する一の相の電流であるＵ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］を検出する。また、冷却水６は、インバータ１およびモーター３を冷却する。温度センサ５は、インバータ１の各スイッチング素子の温度（以下、スイッチング素子温度とする。）Ｔ_ＳＷ［℃］および各還流素子の温度（以下、還流素子温度とする。）Ｔ_Ｄ［℃］を検出する。

モーターコントローラ１０は、演算装置（ＣＰＵ）を内蔵し、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３、電流ＭＡＰ部１０４、電流制御部１０５を備える。更に、ｄｑ−３相変換部１０６、中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部１０７、ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部１０８、中性点電圧演算手段である中性点電圧演算部１１０を備える。ここで、θ演算部１０２は、レゾルバ４からの検出信号から、モーター電気角度θ［ｒａｄ］を演算する。微分部１０１は、下記（数１）式に示すように、θ演算部１０２で演算されたモーター電気角度θ［ｒａｄ］を微分して、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］を演算する。

電流ＭＡＰ部１０４は、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に基づいて、予め格納されたＭＡＰを参照する。そして、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊［Ａ］、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊［Ａ］を求める。

３相−ｄｑ変換部１０３は、下記（数２）式に示すように、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］およびＶ相電流ｉｖ［Ａ］をｄ軸電流ｉｄ［Ａ］およびｑ軸電流ｉｑ［Ａ］に２相変換する。

電流制御部１０５は、下記（数３）式および（数４）式に示す演算を行う。すなわち、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊［Ａ］と実際のｄ軸電流ｉｄ［Ａ］との偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ）からｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］を演算する。また、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊［Ａ］と実際のｑ軸電流ｉｑ［Ａ］との偏差（ｉｑ^＊−ｉｑ）からｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を演算する。

但し、（数３）式および（数４）式において、Ｋｐｄ：ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ：ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子、ωｃ：電流応答のカットオフ角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。また、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｒａ：電機子抵抗［Ω］である。

ｄｑ−３相変換部１０６は、下記（数５）式に示す演算を行う。すなわち、モーター電気角度θ［ｒａｄ］により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊［Ｖ］およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊［Ｖ］を３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に変換する。

中性点電圧加算部１０７は、中性点電圧演算部１１０に中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算させる。そして、下記（数６）式に示す演算を行う。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＵ相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］を演算する。同様に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＶ相電圧指令値ｖｖ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’^＊［Ｖ］を演算する。また、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］およびＷ相電圧指令値ｖｗ^＊［Ｖ］から中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’^＊［Ｖ］を演算する。

中性点電圧演算部１１０は、後述するように、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］または還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］に基づいて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算し、中性点電圧加算部１０７に出力する。ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］と三角波状のキャリア信号（図５および図６参照）の大小関係を比較する。その大小関係に応じてＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成する。そして、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕに基づいて、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。同様に、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖに基づいて、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋、Ｔｖ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。更に、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗに基づいて、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋、Ｔｗ−のＯＮ・ＯＦＦ動作を制御する。上記のように求められたＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗによって、インバータ１が制御され、モーター３がトルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］で指示された所望のトルクで駆動される。このようにして、モーター３に対して電流フィードバックによるベクトル制御が行なわれる。

（スイッチング損失が最小または最大となる２相変調時の電流経路）
次に、２相変調について、図３を参照して説明する。第１の実施形態に係るインバータシステムでは、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定する２相変調を実施している。（数６）式に示したように、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］の全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。各相に同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しているため、各相の差分となる相間電圧は中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じになる。したがって、モーター３の相電流も中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算しても変化が無く、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する前と同じとなる。よって、モーター３の制御に影響を与えることなく、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］を変化させることができる。すなわち、ＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを変化させることができる。そこで、第１の実施形態では、中性点電圧演算部１１０で中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させて、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定している。

更に、インバータ１の３相のうちの１相のデューティ比を０％または１００％に固定する位相を最適化することで、インバータ１におけるスイッチング損失が最小となる２相変調を実施することができる。図３は、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調における電圧電流波形を示す図である。なお、図３の波形は、力率１の場合の波形である。図３（ａ）はスイッチング損失が最小になる場合、図３（ｂ）はスイッチング損失が最大になる場合である。図３（ａ）に示すように、電流の絶対値が大きい相のデューティ比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最小となる２相変調を実現している。また、図３（ｂ）に示すように、電流の絶対値が小さい相のデューティ比が０％または１００％になるように中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させることで、スイッチング損失が最大となる２相変調を実現している。なお、図３（ａ）および（ｂ）において、電圧が平坦になっている時間、デューティ比が０％または１００％となっており、スイッチング素子はＯＮ・ＯＦＦ動作しない。

次に、一の相の電流経路について、図４を参照して説明する、以下、一の相がＵ相の場合について説明する。図４は、図１に示すインバータ１のＵ相における正電流時の電流経路を示す図である。上記のように、インバータ１は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ＋およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ−を含む回路を備える。そして、当該回路には、インバータ１の電源、すなわち、直流電源Ｂの電圧である強電電圧Ｖｄｃが印加されている。ここで、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−に逆並列接続されたＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−の作用で、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−のＯＮ・ＯＦＦ動作に関係なく、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］は一定と考えられる。図４に示すように、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］が正（以下、Ｕ相正電流とする。）の場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＮになると、Ｕ相正電流はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＦＦになると、Ｕ相正電流はＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。

次に、スイッチング損失が最小となる２相変調時とスイッチング損失が最大となる２相変調時におけるＵ相の電流経路について、図５および図６を参照して説明する。図５は、Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最小となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形と電流経路を示す図である。図６は、Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最大となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形と電流経路を示す図である。簡単のために、図５および図６に示すように中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］が一定の場合を考える。

まず、スイッチング損失が最小となる２相変調時のＵ相の電流経路について説明する。図５（ａ）は２相変調を実施する前のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形とＵ相電流経路を示している。上記のように、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］と三角波状のキャリア信号の大小関係を比較し、ＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成している。具体的には、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕをＯＮにする。Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＮになると、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＮになるので、図４に示したように、Ｕ相正電流はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に定常損失（図７参照）が発生する。これから、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が発生することになる。

一方、ＰＷＭ生成部１０８は、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕをＯＦＦにする。Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになると、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＦＦになるので、図４に示したように、Ｕ相正電流はＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。Ｕ相還流素子Ｄｕ−に定常損失が発生する。これから、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が発生することになる。また、中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖをＯＮにする。一方、中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値ｖｖ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖをＯＦＦにする。同様に、中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が小さい間、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗをＯＮにする。一方、中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値ｖｗ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きい間、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗをＯＦＦにする。

図５（ｂ）は、スイッチング損失が最小となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形とＵ相電流経路を示している。上記のように、中性点電圧加算部１０７は３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算して、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施している。図５（ｂ）では、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として、正の電圧を加算し、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］を演算している。この場合、図５（ｂ）に示したように、中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］よりキャリア信号が大きくならず、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕはＯＦＦにならない。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋もＯＦＦにならない。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しないので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失は発生しない。

一方、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕはＯＮのままであるので、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間はなくなり、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間が増加する。このため、図５（ａ）と比較して、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が減少し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が増加する。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として正の電圧を加算することで、相間電圧を一定に保ちながら、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えることができる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋に移動させることができる。なお、上記の場合、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に正の電圧を加算しているので、図５（ａ）と比較して、Ｖ相ＰＷＭ信号ｔｖおよびＷ相ＰＷＭ信号ｔｗがＯＮになる時間が増加する。よって、Ｖ相スイッチング素子Ｔｖ＋およびＷ相スイッチング素子Ｔｗ＋がＯＮになる時間が増加する。

次に、スイッチング損失が最大となる２相変調時のＵ相の電流経路について説明する。図６（ａ）は２相変調を実施していない場合のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形を、図６（ｂ）はスイッチング損失が最大となる２相変調時のＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗの波形を示している。ここで、図６（ａ）は、図５（ａ）と同じである。図６（ｂ）に示すように、中性点電圧加算部１０７は、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として、負の電圧を加算している。この場合、図６（ｂ）に示したように、Ｗ相ＰＷＭ信号ｔｗはＯＮにならず、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しないので、Ｗ相スイッチング素子Ｔｗ＋のスイッチング損失は発生しない。

一方、図６（ａ）と比較して、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになる時間が増加し、ＯＮになる時間が減少している。そのため、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間が増加し、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間が減少する。このため、図６（ａ）と比較して、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が増加するものの、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させることができる。すなわち、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］として負の電圧を加算することで、相間電圧を一定に保ちながら、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間をＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えることができる。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動させることができる。

次に、ロック時のＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の損失について、図７および図８を参照して説明する。図７は図５に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図、図８は図６に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図である。なお、図７および図８では、力行時の損失を示している。図３（ａ）または図５（ｂ）に示したスイッチング損失が最小となる２相変調を実施することで、高回転数駆動時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。しかし、図７に示すように、ロック時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が増加し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失も増加する。これは、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＮにならない状態が継続し、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過し続けるためである。一方、ロック時、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋はＯＮ・ＯＦＦ動作しない。これから、図７に示したように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失は発生しない。上記の場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の発熱が増加する。

そこで、第１の実施形態では、後述するように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度またはＵ相還流素子Ｄｕ−の温度に基づいて、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調とを交互に切替える。具体的には、図５および図６に示したように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する。スイッチング損失が最大となる２相変調に切替えた場合、図６（ｂ）に示したように、Ｕ相ＰＷＭ信号ｔｕがＯＦＦになり、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の定常損失が増加する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋がＯＮ・ＯＦＦ動作するので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋のスイッチング損失が発生するものの、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失が減少する。よって、図８に示すように、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。

（中性点電圧演算部１１０による演算）
次に、第１の実施形態に係る中性点電圧演算部１１０による演算について説明する。図１に示したように、温度センサ５は、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］および還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］を検出する。温度センサ５は、図９に示す回路から構成されている。図９は、図１に示す温度センサ５の回路を示す図である。図９に示すように、温度センサ５には、ダイオードが用いられている。ダイオードに一定の順方向電流を流した場合に、−２．０〜−２．５［ｍＶ／℃］（電流や個々の特性により異なる。）の温度特性を持つことを用いている。したがって、図９のように定電流源からダイオードに一定電流を流しておいて、順方向電圧Ｖｆ［Ｖ］を測定する。このようにして、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］および還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］の検出を行う。

中性点電圧演算部１１０は、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調を交互に切替える。すなわち、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。なお、第１の実施形態では、上記所定値を最大定格温度（図１０および図１１参照）としている。具体的には、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を所定値以下とする。なお、第１の実施形態では、上記上限値を最大定格温度未満で近傍の値としている。

次に、スイッチング素子と還流素子の温度特性について説明する。図１０は、図１に示す各素子の連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図である。図１１は、図１に示す各素子の最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図である。一般に、スイッチング素子および還流素子には、最大定格温度が規定されている。また、スイッチング素子の温度特性と還流素子の温度特性は異なっている。更に、インバータの設計において、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を変化させない状態で、ある時間でスイッチング素子の最大定格温度と還流素子の最大定格温度を一致させるように、スイッチング素子と還流素子を選択する。このとき、図１０に示すように、連続定格電流（無限時間）通電時における最大定格温度を一致させる場合と、図１１に示すように最大定格電流（短時間）通電時における最大定格温度を一致させる場合とがある。

図１０に示したように、連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、最大定格電流通電時、還流素子の温度が先に最大定格温度に到達する。このとき、スイッチング素子の温度は、最大定格温度に到達せず、最大定格電流における素子温度差が存在する。このため、スイッチング素子が最大定格温度に到達していないにもかかわらず、これ以上、インバータは電流を出力できないという問題がある。すなわち、インバータの性能を使いきれていないことになる。一方、図１１に示したように、最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、連続定格電流通電時、スイッチング素子の温度が先に最大定格温度に到達する。このとき、還流素子の温度は、最大定格温度に到達せず、最大定格電流における素子温度差が存在する。同様に、還流素子が最大定格温度に到達していないにもかかわらず、これ以上、インバータは電流を出力できないという問題がある。すなわち、インバータの性能を使いきれていないことになる。

そこで、第１の実施形態では、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値である最大定格温度以下になるように、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調を切替える。具体的には、上限値である最大定格温度未満で近傍の値をＵ相還流素子Ｄｕ−の温度が超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替える。一方、上限値である最大定格温度未満で近傍の値をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替える。なお、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−のスイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間である。また、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間は、上記スイッチング損失が最大となる２相変調を実施する時間である。

これにより、図１０に示したように、連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、例えば、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過したとしても、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋にＵ相正電流を通過させることができる。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋にＵ相正電流を通過させている間、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を冷却することもできる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過するまで、インバータ１はＵ相正電流を出力できる。よって、インバータ１の最大定格電流の通電時間を増加することができる。または、インバータ１の最大定格電流の大きさを大きくすることもできる。また、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間であることから、スイッチング損失を低減できる。なお、スイッチング素子の個体差により生じる温度特性の差および還流素子の固体差により生じる温度特性の差も吸収することができる。

一方、図１１に示したように、最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過したとしても、Ｕ相還流素子Ｄｕ−にＵ相正電流を通過させることができる。Ｕ相還流素子Ｄｕ−にＵ相正電流を通過させている間、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋を冷却することもできる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度およびＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過するまで、インバータ１はＵ相正電流を出力できる。よって、インバータ１の最大定格電流の通電時間を増加することができる。または、インバータ１の最大定格電流の大きさを大きくすることもできる。また、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間であることから、スイッチング損失を低減できる。なお、スイッチング素子の個体差により生じる温度特性の差および還流素子の固体差により生じる温度特性の差も吸収することができる。

以上より、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−とＵ相還流素子Ｄｕ＋、Ｄｕ−とを含む回路を３相分備えるインバータ１と接続されたモーター３を制御する。Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と直列接続され、Ｕ相還流素子Ｄｕ＋はＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋と逆並列接続され、Ｕ相還流素子Ｄｕ−はＵ相スイッチング素子Ｔｕ−と逆並列接続される。また、モーターコントローラ１０はモーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、トルク指令値Ｔ^＊［Ｎ・ｍ］および３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］に基づいて、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］を求める。更に、３相電圧指令値ｖｕ^＊［Ｖ］、ｖｖ^＊［Ｖ］、ｖｗ^＊［Ｖ］全てに同じ中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を加算する中性点電圧加算部１０７を備える。また、中性点電圧加算後３相電圧指令値ｖｕ’^＊［Ｖ］、ｖｖ’^＊［Ｖ］、ｖｗ’^＊［Ｖ］に基づいて、インバータ１を制御するＰＷＭ信号ｔｕ、ｔｖ、ｔｗを生成するＰＷＭ生成部１０８を備える。

更に、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部１１０を備える。中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が最大定格温度以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。これにより、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過することにより発生するＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を、Ｕ相還流素子Ｄｕ−に移動させることができる。よって、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させることができ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋に発生する全損失を低減できる。これから、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。

また、中性点電圧演算部１１０はＵ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合に、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間をＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合に、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間からＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間に切替えるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過するので、Ｕ相還流素子Ｄｕ−を冷却でき、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減できる。同様に、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が上限値を超過した場合、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過するので、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋を冷却でき、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減できる。

また、中性点電圧演算部１１０は、一の相であるＵ相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施するために中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させつつ、２相変調を実施することができる。更に、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−のスイッチング損失が最小となる２相変調を実施する時間である。また、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間は、上記スイッチング損失が最大となる２相変調を実施する時間である。これにより、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失を減少させつつ、スイッチング損失が最小となる２相変調を実施して、スイッチング損失を低減することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１２乃至図１４を参照して説明する。また、第２の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１２は、第２の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、第２の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第２の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ２０に含まれる中性点電圧演算部２１０が異なることだけである。中性点電圧演算部２１０は、第１の実施形態と同様に、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］および還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。

第２の実施形態に係る中性点電圧演算部２１０は、第１の実施形態と異なり、図１３および図１４に示すＰＩ制御を行う。図１３は、図１２に示す中性点電圧演算部２１０におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図、図１４は、図１２に示す中性点電圧演算部２１０における還流素子の温度制御ロジックを示す図である。ここで、中性点電圧演算部２１０は、温度センサ５で検出された各スイッチング素子の温度であるスイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差を求める。また、温度センサ５で検出された各還流素子の温度である還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］と所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}［℃］との差（以下、還流素子の温度余裕とする。）を求める。

そして、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差（以下、スイッチング素子の温度余裕とする。）が、還流素子の温度余裕より小さいか判別する。小さい場合、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１３に示した温度制御ロジックを用いて、当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１３に示した温度制御ロジックでは、スイッチング素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。

また、スイッチング素子の温度余裕より、還流素子の温度余裕が小さいか判別する。小さい場合、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１４に示した温度制御ロジックを用いて、当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。図１４に示した温度制御ロジックでは、還流素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。このようにして演算された中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を用いて、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を交互に切替える。よって、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、スイッチング素子の温度余裕と還流素子の温度余裕を比較して、温度余裕が大きい素子に電流を通過させることができる。よって、例えば、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減しつつ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度も低減することができる。

以上より、第２の実施形態に係るモーターコントローラ２０は、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部２１０を備える。中性点電圧演算部２１０は、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差、すなわち、スイッチング素子の温度余裕を求める。また、還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}［℃］との差、すなわち、還流素子の温度余裕を求める。更に、中性点電圧演算部２１０は、スイッチング素子の温度余裕が還流素子の温度余裕より小さい場合、スイッチング素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を増加させる。一方、スイッチング素子の温度余裕より還流素子の温度余裕が小さい場合、還流素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間を増加させる。これから、Ｕ相還流素子Ｄｕ−の温度を低減しつつ、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度も低減することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１５乃至図１８を参照して説明する。また、第３の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１５は、第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図である。図１５に示すように、第３の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第３の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ３０に含まれる中性点電圧演算部３１０が異なることだけである。中性点電圧演算部３１０は、第１の実施形態と同様に、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］および還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］により、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度が所定値以下になるように、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間とＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間とを交互に切替える。

第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０は、第１の実施形態と異なり、図１６および図１７に示すＰＩ制御を行う。図１６は、図１５に示す中性点電圧演算部３１０におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図、図１７は、図１５に示す中性点電圧演算部３１０における還流素子の温度制御ロジックを示す図である。中性点電圧演算部３１０は、温度センサ５で検出された各スイッチング素子の温度であるスイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差を求める。また、温度センサ５で検出された各還流素子の温度である還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］と所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}［℃］との差（以下、還流素子の温度余裕とする。）を求める。

そして、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差（以下、スイッチング素子の温度余裕とする。）が、還流素子の温度余裕より小さいか判別する。小さい場合、一の相の電流が第１のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合であるスイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷを、図１６に示す温度制御ロジックを用いて演算する。第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０では、スイッチング素子の温度余裕からスイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷを演算している。図１６に示した温度制御ロジックでは、スイッチング素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。更に、スイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷが規定値を超過した場合、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間よりＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間を増加させる。また、上記規定値は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められている。

また、スイッチング素子の温度余裕より、還流素子の温度余裕が小さいか判別する。小さい場合、一の相の電流が第２の還流素子を通過する総時間の１周期に対する割合である還流素子通電割合Ｄ_Ｄを、図１７に示す温度制御ロジックを用いて演算する。第３の実施形態に係る中性点電圧演算部３１０では、還流素子の温度余裕から、還流素子通電割合Ｄ_Ｄを演算している。図１７に示した温度制御ロジックでは、還流素子の温度余裕、比例ゲインｋｐおよび積分ゲインｋｉを用いて、ＰＩ制御する。更に、還流素子通電割合Ｄ_Ｄが規定値を超過した場合、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。当該中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間よりＵ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間を増加させる。また、上記規定値は、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められている。

このようにして演算された中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を用いて、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する時間と、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する時間を交互に切替える。よって、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、スイッチング素子の温度余裕と還流素子の温度余裕を比較して、温度余裕が小さい素子の通電割合を演算している。そして、当該通電割合が予め決められた規定値を超過した場合、電流が温度余裕が大きい素子を通過する総時間を増加させることができる。よって、例えば、１周期におけるＵ相還流素子Ｄｕ−の平均温度を低減しつつ、１周期におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の平均温度も低減することができる。

次に、スイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷおよび還流素子通電割合Ｄ_Ｄを演算する際に用いる１周期について、図１８を参照して説明する。図１８は、スイッチング素子通電総時間と還流素子通電総時間の一例を示す図である。図１８に示すように、上記１周期は、スイッチング素子通電総時間と還流素子通電総時間の合計に等しい。そして、図１８において、スイッチング素子通電総時間は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間である。また、還流素子通電総時間は、例えば、Ｕ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間である。すなわち、１周期は、Ｕ相正電流がＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を通過する総時間とＵ相正電流がＵ相還流素子Ｄｕ−を通過する総時間の合計である。ただし、上記１周期は、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋およびＵ相還流素子Ｄｕ−の温度時定数より短い時間とする。

以上より、第３の実施形態に係るモーターコントローラ３０は、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する中性点電圧演算部３１０を備える。中性点電圧演算部３１０は、スイッチング素子温度Ｔ_ＳＷ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}［℃］との差、すなわち、スイッチング素子の温度余裕を求める。また、還流素子温度Ｔ_Ｄ［℃］と最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}［℃］との差、すなわち、還流素子の温度余裕を求める。更に、中性点電圧演算部３１０は、スイッチング素子の温度余裕が還流素子の温度余裕より小さい場合、スイッチング素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いてスイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷを演算する。

スイッチング素子通電割合Ｄ_ＳＷがモーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められた規定値を超過した場合、スイッチング素子通電総時間より還流素子通電総時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。一方、スイッチング素子の温度余裕より還流素子の温度余裕が小さい場合、還流素子の温度余裕から、ＰＩ制御を用いて還流素子通電割合Ｄ_Ｄを演算する。還流素子通電割合Ｄ_Ｄが、モーター角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］に応じて予め決められた規定値を超過した場合、還流素子通電総時間よりスイッチング素子通電総時間を増加させるための中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。これから、例えば、１周期におけるＵ相還流素子Ｄｕ−の平均温度を低減しつつ、１周期におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の平均温度も低減することができる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図１９乃至図２１を参照して説明する。また、第４の実施形態に係るインバータシステムについて、第１の実施形態に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図１９は、本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図である。図１９に示すように、第４の実施形態に係るインバータシステムは、第１の実施形態に係るインバータシステムとほとんど同じである。第４の実施形態に係るインバータシステムが第１の実施形態と異なる点は、モーターコントローラ４０が異なることと、温度センサ５の代わりに、温度センサ５と同様の回路からなる水温センサ７を備えることだけである。水温センサ７は、インバータ１の冷却水６の冷却水温度ｗｔ［℃］（図２０参照）を検出する。

図２０は、図1９に示すインバータシステムの構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０は、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０とほとんど同じである。第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０が第１の実施形態と異なる点は、中性点電圧演算部４１０が異なることと、温度推定部４２０を備えることだけである。中性点電圧演算部４１０は、第１の実施形態と同様に、温度推定部４２０で推定されたスイッチング素子と還流素子の推定温度に基づいて中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算する。

図２１は、図２０に示す温度推定部４２０における温度推定ロジックを示す図である。図２１に示すように、温度推定部４２０は、スイッチング損失演算ロジックｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ）、定常損失演算ロジックｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ）および損失から温度上昇への伝達特性Ｇ（ｓ）を主に備える。スイッチング損失演算ロジックｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ）は、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］、電流ｉ［Ａ］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］および接合温度Ｔｊ［℃］から推定スイッチング損失Ｐｓｗを演算する。定常損失演算ロジックｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ）は、電流ｉ［Ａ］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、デューティ比であるデューティＤおよび接合温度Ｔｊ［℃］から推定定常損失Ｐｃを演算する。ここで、電流ｉ［Ａ］は、３相電流ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］、ｉｗ［Ａ］のうちの一の相の電流である。第１の実施形態と同様に、例えば、Ｕ相正電流とすれば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋またはＵ相還流素子Ｄｕ−の推定温度を推定できる。

また、損失から温度上昇への伝達特性Ｇ（ｓ）は、推定スイッチング損失Ｐｓｗと推定定常損失Ｐｃの和から接合温度差分ΔＴｊ［℃］を演算する。更に、接合温度差分ΔＴｊ［℃］に冷却水温度ｗｔ［℃］を加算して、接合温度Ｔｊ［℃］を演算する。接合温度Ｔｊ［℃］が、スイッチング素子または還流素子の推定温度となる。このようにして、スイッチング素子または還流素子の推定温度を推定する。そして、中性点電圧演算部４１０は、第１の実施形態と同様に、上記推定温度に基づいて、中性点電圧Ｖｃ［Ｖ］を演算している。これから、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、各スイッチング素子および各還流素子毎に温度センサ５を必要としないため、コストアッブすることなく、また、インバータ１のハードウェアの変更なしに、上記の効果を得ることができる。なお、温度推定部４２０による温度推定ロジックは、より簡易的なモデルを用いることも可能で、例えば、電流ｉ［Ａ］の代わりにトルクを用いても良い。また、予め各駆動状態における温度を、実験により計測し記録したマップにより行うことも可能である。例えば、トルク・回転数による温度推定も考えられる。

以上より、例えば、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度およびＵ相還流素子Ｄｕ−の温度は、キャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］、Ｕ相電流ｉｕ［Ａ］、冷却水温度ｗｔ［℃］、強電電圧Ｖｄｃ［Ｖ］およびデューティＤに基づいて推定される。これから、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。また、各スイッチング素子および各還流素子毎に温度センサ５を必要としないため、コストアッブすることなく、また、インバータ１のハードウェアの変更なしに、上記の効果を得ることができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第４の実施形態に係るモーターコントローラ１０乃至４０では、微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく含まなくても良い。微分部１０１、θ演算部１０２、３相−ｄｑ変換部１０３および電流ＭＡＰ部１０４を備える他の装置と伝送できれば良い。

また、第１および第４の実施形態に係るモーターコントローラ１０乃至４０では、電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を含んでいるが、特にこれに限定されるものでなく、含まなくても良い。電流制御部１０５およびｄｑ−３相変換部１０６を備える他の装置と伝送できれば良い。

また、第１乃至第４の実施形態では、ロック時におけるＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減しているが、特にこれに限定されるものでない。低回転数駆動時でもＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋の全損失が増加するので、同様に、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の定常損失をＵ相還流素子Ｄｕ−に移動し、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋の温度を低減することができる。

また、第１乃至第４の実施形態では、第１のスイッチング素子としてＵ相スイッチング素子Ｔｕ＋を、第２の還流素子としてＵ相還流素子Ｄｕ−を用いているが、特にこれに限定されるものでなく、他の素子でも良い。例えば、第１のスイッチング素子としてＵ相スイッチング素子Ｔｕ−を、第２の還流素子としてＵ相還流素子Ｄｕ＋を用いても良い。この場合、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−がＯＮになると、負のＵ相電流ｉｕ［Ａ］（以下、Ｕ相負電流とする。）はＵ相スイッチング素子Ｔｕ−を通過する。一方、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ−がＯＦＦになると、Ｕ相負電流はＵ相還流素子Ｄｕ＋を通過する。

また、第１乃至第４の実施形態では、一の相としてＵ相を用いているが、特にこれに限定されるものでなく、他の相、例えば、Ｖ相またはＷ相でも良い。

また、第１乃至第４の実施形態では、一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施しているが、特にこれに限定されるものでなく、２相変調を実施しなくても良い。すなわち、一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定しなくても良い。

また、第１乃至第４の実施形態では、スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調とを交互に切替えているが、特にこれに限定されるものでない。他の位相で０％または１００％に固定する２相変調におけるある２状態を交互に切替えても、程度の差はあるが同様の効果を取得できる。

また、第１乃至第４の実施形態では、力行時について説明しているが、特にこれに限定されるものでなく、回生時も同様の効果を取得できる。

また、第１乃至第３の実施形態では、インバータ１およびモーター３を水冷としているが、特にこれに限定されるものでなく、水冷でなくても良い。

また、第１の実施形態では、所定値を最大定格温度としているが、特にこれに限定されるものでなく、他の値でも良い。同様に、第１の実施形態では、上限値を最大定格温度未満で近傍の値としているが、特にこれに限定されるものでなく、他の値でも良い。更に、第１の実施形態では、Ｕ相スイッチング素子Ｔｕ＋が超過したか判別される上限値と、Ｕ相還流素子Ｄｕ−が超過したか判別される上限値を同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、異なっていても良い。

また、第２および第３の実施形態では、所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}と所定値である最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}を異ならせているが、特にこれに限定されるものでなく、同じでも良い。

また、第２および第３の実施形態では、全スイッチング素子の最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ}を同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、スイッチング素子ごとに異なっていても良い。同様に、全還流素子の最大定格温度Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ}を同じとしているが、特にこれに限定されるものでなく、還流素子ごとに異なっていても良い。

また、第４の実施形態に係るモーターコントローラ４０では、第１の実施形態に係るモーターコントローラ１０と同様の構成に温度演算部４２０を追加しているが、特にこれに限定されるものでない。第２および第３の実施形態のモーターコントローラ２０、３０と同様の構成に追加しても良い。

本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図 図1に示すインバータシステムの構成を示すブロック図 スイッチング損失が最小となる２相変調とスイッチング損失が最大となる２相変調における電圧電流波形を示す図 図１に示すインバータのＵ相における正電流時の電流経路を示す図 Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最小となる２相変調時のＰＷＭ信号の波形と電流経路を示す図 Ｕ相正電流におけるＵ相スイッチング損失が最大となる２相変調時のＰＷＭ信号の波形と電流経路を示す図 図５に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図 図６に示す２相変調におけるロック時のスイッチング素子損失の内訳を示す図 図１に示す温度センサの回路を示す図 図１に示す各素子の連続定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図 図１に示す各素子の最大定格電流通電時における最大定格温度を一致させた場合の電流と温度の関係を示す図 第２の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図 図１２に示す中性点電圧演算部におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図 図１２に示す中性点電圧演算部における還流素子の温度制御ロジックを示す図 第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を示すブロック図 図１５に示す中性点電圧演算部におけるスイッチング素子の温度制御ロジックを示す図 図１５に示す中性点電圧演算部における還流素子の温度制御ロジックを示す図 スイッチング素子通電総時間と還流素子通電総時間の一例を示す図 本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの概略構成図 図1９に示すインバータシステムの構成を示すブロック図 図２０に示す温度推定部における温度推定ロジックを示す図

符号の説明

１ インバータ、２ 電流センサ、３ 電動機であるモーター、４ レゾルバ、
５ 温度センサ、６ 冷却水、７ 水温センサ、
１０、２０、３０、４０ 制御装置であるモーターコントローラ、
１０１ 微分部、１０２ θ演算部、１０３ ３相−ｄｑ変換部、
１０４ 電流ＭＡＰ部、１０５ 電流制御部、１０６ ｄｑ−３相変換部、
１０７ 中性点電圧加算手段である中性点電圧加算部、
１０８ ＰＷＭ信号生成手段であるＰＷＭ生成部、
１１０、２１０、３１０、４１０ 中性点電圧演算手段である中性点電圧演算部、４２０ 温度推定部、
Ｔ^＊ トルク指令値、ｉｄ^＊ ｄ軸電流指令値、ｉｑ^＊ ｑ軸電流指令値、
ｖｄ^＊ ｄ軸電圧指令値、ｖｑ^＊ ｑ軸電圧指令値、ｖｕ^＊ Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ^＊ Ｖ相電圧指令値、ｖｗ^＊ Ｗ相電圧指令値、
ｖｕ’^* 中性点電圧加算後Ｕ相電圧指令値、
ｖｖ’^＊ 中性点電圧加算後Ｖ相電圧指令値、
ｖｗ’^＊ 中性点電圧加算後Ｗ相電圧指令値、ｔｕ Ｕ相ＰＷＭ信号、
ｔｖ Ｖ相ＰＷＭ信号、ｔｗ Ｗ相ＰＷＭ信号、
ｉｕ 一の相の電流であるＵ相電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｄ ｄ軸電流、
ｉｑ ｑ軸電流、ｉ 電流、θ モーター電気角度、
ω モーター角周波数、Ｖｃ 中性点電圧、Ｂ 直流電源、
Ｔｕ＋ 第１のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子、
Ｔｕ− 第２のスイッチング素子であるＵ相スイッチング素子、
Ｔｖ＋、Ｔｖ− Ｖ相スイッチング素子、
Ｔｗ＋、Ｔｗ− Ｗ相スイッチング素子、
Ｄｕ＋ 第１の還流素子であるＵ相還流素子、
Ｄｕ− 第２の還流素子であるＵ相還流素子、Ｄｖ＋、Ｄｖ− Ｖ相還流素子、
Ｄｗ＋、Ｄｗ− Ｗ相還流素子、Ｄ デューティ比であるデューティ、
Ｄ_ＳＷ 一の相の電流が第1のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合であるスイッチング素子通電割合、
Ｄ_Ｄ 一の相の電流が第２の還流素子を通過する総時間の1周期に対する割合である還流素子通電割合、
ｆｃ キャリア信号の周波数であるキャリア周波数、
Ｇ（ｓ） 損失から温度上昇への伝達特性、
ｆ（ｆｃ，ｉ，Ｖｄｃ，Ｔｊ） スイッチング損失演算ロジック、
ｆ（ｉ，Ｄ，Ｔｊ） 定常損失演算ロジック、
Ｐｓｗ 推定スイッチング損失、Ｐｃ 推定定常損失、
Ｔ_ＳＷ スイッチング素子温度、Ｔ_Ｄ 還流素子温度、
Ｔ_{ＭＡＸ＿ＳＷ} 所定値である最大定格温度、
Ｔ_{ＭＡＸ＿Ｄ} 所定値である最大定格温度、Ｔｊ 接合温度、
Ｖｆ 順方向電圧、Ｖｄｃ インバータの電源電圧である強電電圧、
ｗｔ 冷却水温度、ΔＴｊ 接合温度差分、
ｓ ラプラス演算子、ｋｐ 比例ゲイン、ｋｉ 積分ゲイン

Claims (7)

1. 第１のスイッチング素子と直列接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１の還流素子と、前記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２の還流素子と、前記第１のスイッチング素子とを含む回路を３相分備えるインバータと接続された電動機の制御装置において、
   前記電動機の角周波数、トルク指令値および前記電動機に流れる３相電流に基づいて求められた３相電圧指令値全てに同じ中性点電圧を加算する中性点電圧加算手段と、
   前記中性点電圧を加算した後の３相電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   一の相の前記第１のスイッチング素子の温度が所定値以下になるように、前記一の相の電流が前記第１のスイッチング素子を通過する時間と、前記電流が前記第２の還流素子を通過する時間と、を交互に切替えるための前記中性点電圧を演算する中性点電圧演算手段を備えることを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記中性点電圧演算手段は、前記第１のスイッチング素子の前記温度が上限値を超過した場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間から前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間に切替えるための前記中性点電圧を演算し、
   前記第２の還流素子の温度が上限値を超過した場合、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間から前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間に切替えるための前記中性点電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
3. 前記中性点電圧演算手段は、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との差が前記第２の還流素子の温度と所定値との差より小さい場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間より前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間を増加させるための前記中性点電圧を、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差から、ＰＩ制御を用いて演算し、
   前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差より前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差が小さい場合、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間より前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間を増加させるための前記中性点電圧を、前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差から、ＰＩ制御を用いて演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
4. 前記中性点電圧演算手段は、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との差が前記第２の還流素子の温度と所定値との差より小さい場合、前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差から、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する総時間の１周期に対する割合を、ＰＩ制御を用いて演算し、
   当該割合が、前記電動機の前記角周波数に応じて予め決められた規定値を超過した場合、前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記総時間より前記電流が前記第２の還流素子を通過する総時間を増加させるための前記中性点電圧を演算し、
   前記第１のスイッチング素子の前記温度と前記所定値との前記差より前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差が小さい場合、前記第２の還流素子の前記温度と前記所定値との前記差から、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記総時間の１周期に対する割合を、ＰＩ制御を用いて演算し、
   当該割合が、前記電動機の前記角周波数に応じて予め決められた規定値を超過した場合、前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記総時間より前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記総時間を増加させるための前記中性点電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
5. 前記第１のスイッチング素子の前記温度および前記第２の還流素子の温度は、キャリア信号の周波数、前記電流、前記インバータの冷却水の温度、前記インバータの電源電圧およびデューティ比に基づいて、推定されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電動機の制御装置。
6. 前記中性点電圧演算手段は、前記一の相のデューティ比をある位相で０％または１００％に固定して２相変調を実施するために前記中性点電圧を演算することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の電動機の制御装置。
7. 前記電流が前記第１のスイッチング素子を通過する前記時間は、前記第１のスイッチング素子および前記第２の還流素子のスイッチング損失が最小となる前記２相変調を実施する時間であり、
   前記電流が前記第２の還流素子を通過する前記時間は、前記スイッチング損失が最大となる前記２相変調を実施する時間であることを特徴とする請求項６に記載の電動機の制御装置。

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