JPH10112980A - 多重インバータ装置 - Google Patents
多重インバータ装置Info
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- JPH10112980A JPH10112980A JP8264153A JP26415396A JPH10112980A JP H10112980 A JPH10112980 A JP H10112980A JP 8264153 A JP8264153 A JP 8264153A JP 26415396 A JP26415396 A JP 26415396A JP H10112980 A JPH10112980 A JP H10112980A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】負荷に流れる電流に振動的なショックを与える
ような電圧ベクトルの変化を極力抑制する。 【解決手段】直流電圧を入力して交流電圧を出力するＰ
ＷＭインバータ１〜３と、これらＰＷＭインバータ１〜
３のパルスモードをそれぞれ異ならせて駆動させ、その
出力電圧値に応じてこれらＰＷＭインバータ１〜３の出
力電圧の位相を調整しながら、該出力電圧を合成して出
力する１８パルス合成トランス４とを備える。
ような電圧ベクトルの変化を極力抑制する。 【解決手段】直流電圧を入力して交流電圧を出力するＰ
ＷＭインバータ１〜３と、これらＰＷＭインバータ１〜
３のパルスモードをそれぞれ異ならせて駆動させ、その
出力電圧値に応じてこれらＰＷＭインバータ１〜３の出
力電圧の位相を調整しながら、該出力電圧を合成して出
力する１８パルス合成トランス４とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複数台のＰＷＭ
インバータとこれら複数台のＰＷＭインバータの出力を
合成して出力する合成トランスよりなる多重インバータ
装置に関する。
インバータとこれら複数台のＰＷＭインバータの出力を
合成して出力する合成トランスよりなる多重インバータ
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータは、出力周波数の１周
期中のパルス幅を調整して所望の周波数を得ており、こ
のＰＷＭインバータが出力することのできる電圧を瞬時
電圧ベクトルの形で表わすと図６中のＶ1 〜Ｖ6 のよう
に（２／３）1/2 Ｖdcの長さ電圧ベクトルとＶ0 ，Ｖ7
のように長さが０（ゼロ）の電圧ベクトルとで表わすこ
とができる。このうち、Ｖ0 及びＶ7 は特に零ベクトル
と呼称する。零ベクトルを出力する割合が変調率とな
り、変調率を変えることができるものである。この瞬時
ベクトルＶ0(7)〜Ｖ6 を組合わせ、ＰＷＭインバータの
出力周波数で図６のの方向から，，…，となる
ような方向で回転するようにＰＷＭインバータの出力電
圧ベクトルを選択している。瞬時電圧ベクトルを切換え
た時にＰＷＭインバータの素子がオン／オフする。
期中のパルス幅を調整して所望の周波数を得ており、こ
のＰＷＭインバータが出力することのできる電圧を瞬時
電圧ベクトルの形で表わすと図６中のＶ1 〜Ｖ6 のよう
に（２／３）1/2 Ｖdcの長さ電圧ベクトルとＶ0 ，Ｖ7
のように長さが０（ゼロ）の電圧ベクトルとで表わすこ
とができる。このうち、Ｖ0 及びＶ7 は特に零ベクトル
と呼称する。零ベクトルを出力する割合が変調率とな
り、変調率を変えることができるものである。この瞬時
ベクトルＶ0(7)〜Ｖ6 を組合わせ、ＰＷＭインバータの
出力周波数で図６のの方向から，，…，となる
ような方向で回転するようにＰＷＭインバータの出力電
圧ベクトルを選択している。瞬時電圧ベクトルを切換え
た時にＰＷＭインバータの素子がオン／オフする。
【０００３】通常、出力周期の間に、３の倍数で且つ奇
数回のオン／オフを繰返すパルスモードが使用される。
大容量のＰＷＭインバータに用いられるＧＴＯサイリス
タ等の素子には、スイッチングのキャリア周波数の制限
値により出力周波数が高くなるに従ってパルスモードを
‥‥２１，１５，９，３と下げて制限を越えないように
している。
数回のオン／オフを繰返すパルスモードが使用される。
大容量のＰＷＭインバータに用いられるＧＴＯサイリス
タ等の素子には、スイッチングのキャリア周波数の制限
値により出力周波数が高くなるに従ってパルスモードを
‥‥２１，１５，９，３と下げて制限を越えないように
している。
【０００４】このことは、ｎパルス合成の多重ＰＷＭイ
ンバータにおいても同様であり、多重ＰＷＭインバータ
ではパルスモードを出力周波数が高くなるに従って下げ
て使用している。
ンバータにおいても同様であり、多重ＰＷＭインバータ
ではパルスモードを出力周波数が高くなるに従って下げ
て使用している。
【０００５】例えば、３パルスモードの場合、図７の
〜に移るに従って同図に示すように瞬時電圧ベクトル
Ｖ0(7)〜Ｖ6 を選択し、ｕ，ｖ，ｗのスイッチングパタ
ーンを出力する。このときにＰＷＭインバータに用いら
れるＧＴＯサイリスタ等の素子には、スイッチングパル
スの時間に最小値があり、このため零ベクトルの時間が
パルス時間の最小値の場合の変調率と最大値「１」の間
の変調率の電圧を出力するために、複数台ある各ＰＷＭ
インバータのパルスモードを必ずしも同一とせず、それ
ぞれ適切なパルスモードによって駆動する手法が考えら
れている。
〜に移るに従って同図に示すように瞬時電圧ベクトル
Ｖ0(7)〜Ｖ6 を選択し、ｕ，ｖ，ｗのスイッチングパタ
ーンを出力する。このときにＰＷＭインバータに用いら
れるＧＴＯサイリスタ等の素子には、スイッチングパル
スの時間に最小値があり、このため零ベクトルの時間が
パルス時間の最小値の場合の変調率と最大値「１」の間
の変調率の電圧を出力するために、複数台ある各ＰＷＭ
インバータのパルスモードを必ずしも同一とせず、それ
ぞれ適切なパルスモードによって駆動する手法が考えら
れている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな手法にあっては、図８に示すように１ｆ１ｆ３ｆ′
から１ｆ１ｆ１ｆの間の図中に矢印Ａで示す範囲の変調
率を出力することができず、１ｆ１ｆ３ｆ′から１ｆ１
ｆ１ｆへパルスパターンを変える際に電圧ベクトルが急
変するため、負荷に流れる電流に振動的なショックを与
えてしまうという不具合が発生することがあった。
うな手法にあっては、図８に示すように１ｆ１ｆ３ｆ′
から１ｆ１ｆ１ｆの間の図中に矢印Ａで示す範囲の変調
率を出力することができず、１ｆ１ｆ３ｆ′から１ｆ１
ｆ１ｆへパルスパターンを変える際に電圧ベクトルが急
変するため、負荷に流れる電流に振動的なショックを与
えてしまうという不具合が発生することがあった。
【０００７】本発明は上記のような実情に鑑みてなされ
てもので、その目的とするところは、負荷に流れる電流
に振動的なショックを与えるような電圧ベクトルの変化
を極力抑制することが可能な多重インバータ装置を提供
することにある。
てもので、その目的とするところは、負荷に流れる電流
に振動的なショックを与えるような電圧ベクトルの変化
を極力抑制することが可能な多重インバータ装置を提供
することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
直流電圧を入力して交流電圧を出力する複数台のＰＷＭ
インバータ及びこれら複数台のＰＷＭインバータの出力
を合成して出力する合成トランスよりなる多重インバー
タ装置において、上記複数台のＰＷＭインバータのパル
スモードをそれぞれ異ならせて駆動する駆動手段と、上
記合成トランスの出力する電圧値に応じて上記複数台の
ＰＷＭインバータの出力電圧の位相を調整する位相調整
手段とを具備したことを特徴とする。
直流電圧を入力して交流電圧を出力する複数台のＰＷＭ
インバータ及びこれら複数台のＰＷＭインバータの出力
を合成して出力する合成トランスよりなる多重インバー
タ装置において、上記複数台のＰＷＭインバータのパル
スモードをそれぞれ異ならせて駆動する駆動手段と、上
記合成トランスの出力する電圧値に応じて上記複数台の
ＰＷＭインバータの出力電圧の位相を調整する位相調整
手段とを具備したことを特徴とする。
【０００９】このような構成とすれば、電圧変動幅を小
さく保ちながら位相調整モードに移行することができる
ため、特に高い変調率領域において各ＰＷＭインバータ
のパルスパターンの組合わせモードから位相調整モード
へ移行する際の、負荷に流れる電流に振動的なショック
を与えるような電圧ベクトルの変化を非常に小さなもの
とすることができる。
さく保ちながら位相調整モードに移行することができる
ため、特に高い変調率領域において各ＰＷＭインバータ
のパルスパターンの組合わせモードから位相調整モード
へ移行する際の、負荷に流れる電流に振動的なショック
を与えるような電圧ベクトルの変化を非常に小さなもの
とすることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の実施
の一形態を説明する。図１に１８パルス合成多重ＰＷＭ
インバータの場合の回路構成例を示すもので、１〜３は
それぞれＰＷＭインバータ、４はこれらＰＷＭインバー
タ１〜３の出力する交流電圧を受けて合成する１８パル
ス合成トランス、５はＰＷＭインバータ１〜３に直流電
圧を供給する直流電源、６は１８パルス合成トランス４
の出力する合成交流電圧が供給される負荷６である。
の一形態を説明する。図１に１８パルス合成多重ＰＷＭ
インバータの場合の回路構成例を示すもので、１〜３は
それぞれＰＷＭインバータ、４はこれらＰＷＭインバー
タ１〜３の出力する交流電圧を受けて合成する１８パル
ス合成トランス、５はＰＷＭインバータ１〜３に直流電
圧を供給する直流電源、６は１８パルス合成トランス４
の出力する合成交流電圧が供給される負荷６である。
【００１１】ＰＷＭインバータ２，３は、ＰＷＭインバ
ータ１からそれぞれ位相を２０°，４０°変えた電圧を
出力するようになるもので、したがって１８パルス合成
トランス４はＰＷＭインバータ１に対してＰＷＭインバ
ータ２，３の出力電圧の位相をそれぞれ２０°，４０°
ずらして合成し、その合成出力電圧を負荷６に供給す
る。
ータ１からそれぞれ位相を２０°，４０°変えた電圧を
出力するようになるもので、したがって１８パルス合成
トランス４はＰＷＭインバータ１に対してＰＷＭインバ
ータ２，３の出力電圧の位相をそれぞれ２０°，４０°
ずらして合成し、その合成出力電圧を負荷６に供給す
る。
【００１２】ＰＷＭインバータ１〜３は、それぞれ図２
に示すようにＧＴＯサイリスタＴｕ+ ，Ｔｕ- ，Ｔｖ
+ ，Ｔｖ- ，Ｔｗ+ ，Ｔｗ- で構成されるもので、ｕ，
ｖ，ｗをｕ相、ｖ相、ｗ相のスイッチング信号とする
と、ＧＴＯサイリスタＴｕ+ ，Ｔｕ- は図３に示すよう
に信号Ｕによって駆動される。同様に、ＧＴＯサイリス
タＴｖ+ ，Ｔｖ- ，Ｔｗ+ ，Ｔｗ- は信号Ｖ，Ｗによっ
て駆動されるものとする。
に示すようにＧＴＯサイリスタＴｕ+ ，Ｔｕ- ，Ｔｖ
+ ，Ｔｖ- ，Ｔｗ+ ，Ｔｗ- で構成されるもので、ｕ，
ｖ，ｗをｕ相、ｖ相、ｗ相のスイッチング信号とする
と、ＧＴＯサイリスタＴｕ+ ，Ｔｕ- は図３に示すよう
に信号Ｕによって駆動される。同様に、ＧＴＯサイリス
タＴｖ+ ，Ｔｖ- ，Ｔｗ+ ，Ｔｗ- は信号Ｖ，Ｗによっ
て駆動されるものとする。
【００１３】最小パルス時間ｔmin[ｓ] だけ上記ＰＷＭ
インバータ１（〜３）を出力周波数ｆ［Ｈｚ］で駆動し
ている場合にこのＰＷＭインバータ１（〜３）がｎパル
スモードで出力することのできる変調率の最大値βｎ
は、次式 βｎ＝１−３（ｎ−１）ｆ・ｔmin …(1) （但し、ｎ＝３，９，１５，…。）として表わすことが
できる。
インバータ１（〜３）を出力周波数ｆ［Ｈｚ］で駆動し
ている場合にこのＰＷＭインバータ１（〜３）がｎパル
スモードで出力することのできる変調率の最大値βｎ
は、次式 βｎ＝１−３（ｎ−１）ｆ・ｔmin …(1) （但し、ｎ＝３，９，１５，…。）として表わすことが
できる。
【００１４】また、零ベクトルを出力することによって
生じる上記ＧＴＯサイリスタＴｕ+〜Ｔｗ- における短
いオンパルス信号を図４に示すようになくすと、アーム
短絡防止時間Ｔｄによる影響分γだけ変調率が高くな
る。この時、γは負荷６の力率によって変化するため、
この力率の変化幅によっては負荷力率をパラメータにし
てγに補正をかける必要がある。
生じる上記ＧＴＯサイリスタＴｕ+〜Ｔｗ- における短
いオンパルス信号を図４に示すようになくすと、アーム
短絡防止時間Ｔｄによる影響分γだけ変調率が高くな
る。この時、γは負荷６の力率によって変化するため、
この力率の変化幅によっては負荷力率をパラメータにし
てγに補正をかける必要がある。
【００１５】多重ＰＷＭインバータの変調率αは、合成
する複数台のＰＷＭインバータの変調率の平均となり、
また上記図８で示した如く複数台のＰＷＭインバータの
パルスモードを異ならせただけでは１ｆ１ｆ３ｆ′から
１ｆ１ｆ１ｆの間の変調率での出力を行なうことができ
ない。
する複数台のＰＷＭインバータの変調率の平均となり、
また上記図８で示した如く複数台のＰＷＭインバータの
パルスモードを異ならせただけでは１ｆ１ｆ３ｆ′から
１ｆ１ｆ１ｆの間の変調率での出力を行なうことができ
ない。
【００１６】そのため、各ＰＷＭインバータ１〜３の位
相を変えることで出力電圧を調整する位相制御法を採用
することにより、電圧変動幅を小さく保ちながら位相調
整モードに移行して、変調率を「０」から「１」へ円滑
に対応させることができるようになる。
相を変えることで出力電圧を調整する位相制御法を採用
することにより、電圧変動幅を小さく保ちながら位相調
整モードに移行して、変調率を「０」から「１」へ円滑
に対応させることができるようになる。
【００１７】図５は、１ｆ１ｆ３ｆのパルスモードにお
いて、零ベクトルの出力幅が最小値になる前に位相ずら
しを開始し、零ベクトルの出力幅を短くする割合を多く
設定することにより、全体としての変調率を上げるよう
に制御している場合を例示するものである。
いて、零ベクトルの出力幅が最小値になる前に位相ずら
しを開始し、零ベクトルの出力幅を短くする割合を多く
設定することにより、全体としての変調率を上げるよう
に制御している場合を例示するものである。
【００１８】例えば、あるＰＷＭインバータで１ｆ１ｆ
３ｆ′から１ｆ１ｆ１ｆへの切換時の変調率ジャンプが
０．０２程度であり、位相ずらしで変調率ジャンプを抑
えた場合の位相ジャンプが約２６．７°であったとす
る。
３ｆ′から１ｆ１ｆ１ｆへの切換時の変調率ジャンプが
０．０２程度であり、位相ずらしで変調率ジャンプを抑
えた場合の位相ジャンプが約２６．７°であったとす
る。
【００１９】これを変調率ジャンプで０．０１程度、位
相ジャンプで１０°程度にしてショックレス化を施すも
のとする。１ｆ３ｆ′３ｆから１ｆ１ｆ３ｆへの切換時
の変調率が０．９４５であり、この段階から位相ずらし
を併用する場合を考えると、１ｆ１ｆ３ｆから１ｆ１ｆ
３ｆ′の切換点までの間に３ｆの位相を１６．７°まで
ずらすとして、１ｆ１ｆ３ｆの出し得る最大の変調率は
０．９５９２となり、１ｆ１ｆ３ｆ′で０．９６６７と
なる。
相ジャンプで１０°程度にしてショックレス化を施すも
のとする。１ｆ３ｆ′３ｆから１ｆ１ｆ３ｆへの切換時
の変調率が０．９４５であり、この段階から位相ずらし
を併用する場合を考えると、１ｆ１ｆ３ｆから１ｆ１ｆ
３ｆ′の切換点までの間に３ｆの位相を１６．７°まで
ずらすとして、１ｆ１ｆ３ｆの出し得る最大の変調率は
０．９５９２となり、１ｆ１ｆ３ｆ′で０．９６６７と
なる。
【００２０】ここで、１ｆ１ｆ１ｆの位相ずらしを２
６．７°とすると変調率は０．９７６となり、変調率が
０．９６６７〜０．９７６の間は出力することができな
いが、大きな電流変動を与えることなく、「０」から
「１」までの間で電圧変調率を任意且つ円滑に制御する
ことが可能となる。これらの切換えの変調率に用いた数
値は一例であり、多重度やインバータの種類により適時
変更する必要がある。
６．７°とすると変調率は０．９７６となり、変調率が
０．９６６７〜０．９７６の間は出力することができな
いが、大きな電流変動を与えることなく、「０」から
「１」までの間で電圧変調率を任意且つ円滑に制御する
ことが可能となる。これらの切換えの変調率に用いた数
値は一例であり、多重度やインバータの種類により適時
変更する必要がある。
【００２１】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、電圧変動
幅を小さく保ちながら位相調整モードに移行することが
できるため、特に高い変調率領域において各ＰＷＭイン
バータのパルスパターンの組合わせモードから位相調整
モードへ移行する際の、負荷に流れる電流に振動的なシ
ョックを与えるような電圧ベクトルの変化を非常に小さ
なものとすることができる。
幅を小さく保ちながら位相調整モードに移行することが
できるため、特に高い変調率領域において各ＰＷＭイン
バータのパルスパターンの組合わせモードから位相調整
モードへ移行する際の、負荷に流れる電流に振動的なシ
ョックを与えるような電圧ベクトルの変化を非常に小さ
なものとすることができる。
【図１】本発明の実施の一形態に係る１８パルス合成多
重インバータの回路構成を示すブロック図。
重インバータの回路構成を示すブロック図。
【図２】図１のＰＷＭインバータの構成を示す図。
【図３】同実施の形態に係る３パルスモードの素子スイ
ッチングパターンを示す図。
ッチングパターンを示す図。
【図４】同実施の形態に係る３パルスモードから短パル
スを除去した素子スイッチングパターンを示す図。
スを除去した素子スイッチングパターンを示す図。
【図５】同実施の形態に係る変調率制御による推移状態
を例示する図。
を例示する図。
【図６】インバータの瞬時電圧ベクトルを示す図。
【図７】３パルスモードのスイッチングベクトルパター
ンを例示する図。
ンを例示する図。
【図８】従来の変調率制御による推移状態を例示する
図。
図。
１〜３…ＰＷＭインバータ ４…１８パルス合成トランス ５…直流電源 ６…負荷
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電圧を入力して交流電圧を出力する
複数台のＰＷＭインバータ及びこれら複数台のＰＷＭイ
ンバータの出力を合成して出力する合成トランスよりな
る多重インバータ装置において、 上記複数台のＰＷＭインバータのパルスモードをそれぞ
れ異ならせて駆動する駆動手段と、 上記合成トランスの出力する電圧値に応じて上記複数台
のＰＷＭインバータの出力電圧の位相を調整する位相調
整手段とを具備したことを特徴とする多重インバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26415396A JP3322577B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 多重インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26415396A JP3322577B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 多重インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10112980A true JPH10112980A (ja) | 1998-04-28 |
| JP3322577B2 JP3322577B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=17399208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26415396A Expired - Fee Related JP3322577B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 多重インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3322577B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20190096696A (ko) * | 2018-02-09 | 2019-08-20 | 주식회사 뉴파워 프라즈마 | Dc-ac 인버터를 포함하는 전원 장치 및 전원 제어 방법 |
-
1996
- 1996-10-04 JP JP26415396A patent/JP3322577B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20190096696A (ko) * | 2018-02-09 | 2019-08-20 | 주식회사 뉴파워 프라즈마 | Dc-ac 인버터를 포함하는 전원 장치 및 전원 제어 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3322577B2 (ja) | 2002-09-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020521 |
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