KR910001047B1 - Pwm 인버터 장치 - Google Patents

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KR910001047B1
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switching element
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Abstract

내용 없음.

Description

PWM 인버터 장치
제1도는 이 발명의 실시예를 표시한 블록도.
제2도는 단상 인버터의 주회로를 표시한 도면.
제3도는 종래의 PWM 신호작성방법을 설명하기 위한 도면.
제4도는 3상 인버터장치의 회로구성도.
제5도는 전압백터(Vector)도.
제6도는 스위칭상태의 천이도.
제7도는 단락방지회로의 예를 표시한 도면.
제8도 및 제9도는 상기 단락방지회로에 의한 파형변형작용을 설명하기 위한 파형도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
7 : 단락방지회로 31 : 벡터(Vector)합성기
32,33 : 래치회로 34 : 2상 변조 PWM 신호작성회로
35 : 3상변조 PWM 신호작성회로 36 : 데이터선택기
37 : 절환신호발생회로
이 발명은 직류입력에서, 예컨대 트랜지스터등의 스위칭소자를 온.오프제어함으로써 소망의 다상교류전력을 얻는 PWM 인버터장치에 관한 것인데, 특히 온,오프동작시키기 위한 스위칭신호 즉 PWM 신호의 작성방법에 관한 것이다. 상기 PWM 신호를 얻는 방법으로서, 종래 각상전압지령이 되는 정형파신호를 변조파인 삼각파신호와 비교하여 각 스위칭소자의 온.오프신호를 얻는 방법이 일반적이며, 예컨대, 1985년 9월 7일 발간 일본국의 「인버터응용 manual」(이하, 종래기술 1이라 한다)의 28 - 34페이지에 풀브리지(full bridge)의 단상인버터를 예로서 원리를 설명하였다. 또한 최근에는 단상인버터의 PWM 신호를 공간전압벡터합성으로서 취급하는 방식이 있으며 단위시간당의 평균벡터가 소망의 순간전압 벡터의 지령치와 일치하도록 각 스위칭소자의 온,오프시간을 제어하는 방법이 개발되어있다.(일본국 특원소 59 - 251001호, 이하 종래기술 2라 한다). 제2도는 상기 종래기술 1의 단상인버터의 회로구성을 도시한 것으로써, S1- S4는 트랜지스터등의 스위칭소자인데, 제3도에 이 스위칭소자에 대한 스위칭신호(온,오프신호)의 작성방법을 표시하였다.
제3도에 있어서, 제3a도는 정현파신호와 변조파인 삼각파의 관계를 나타내며 정현파신호의 진폭이 큰, 즉 고전압출력시의 정현파신호는 실선으로, 그리고 저전압시의 정현파신호는 쇄선으로 표시하였다.
제3b도는 상기 고전압출력시의 각 스위칭소자의 온,오프신호를 표시하며 동도(c)를 저전압시의 온,오프신호를 표시한다. 다음에, 상기 종래기술 2에 관하여, 제4도 - 제6도를 참조하여 설명한다.
제4도에 있어서, 1은 PWM 제어방식의 3상 인버터의 주회로(이하 인버터라 한다)인데, 트랜지스터와 같이 스위칭소자(Sap),(Sbp),(Scp),(SaN),(SbN),(ScN)를 브리지 접촉시켰다. 2는 인버터부하인 3상 유도전동기의 일차권선, 3은 상기 스위칭소자를 온.오프시키기 위한 점호신호를 작성하는 점호신호발생회로이다.
제4도에 표시한 3상 부하에 인가되는 전압이 인버터(1)에서 급전되는 경우의 전압벡터
Figure kpo00001
는 상기 종래기술 2에서 기술한 바와 같이 제5도에 표시한 인버터(1)의 스위칭소자의 온.오프상태에 대응된 이산적(離散的)인 전압벡터
Figure kpo00002
만 생기게 한다.
PWM 인버터는 이 이산적인 전압벡터를 고속으로 절환시킴으로써 등가적으로 연속적인 전압벡터를 발생시킨다고 생각할 수 있다. 제5도에 있어서,(0,0,0).(1,0,0)‥‥‥의 기호는 상기 스위칭 소자의 스위칭소자 대(對) Sa(Sap,SaN), Sb(Sbp,SbN), Sc(Scp.ScN)의 온,오프상태를 표시하는 기호로써, 기호 1은 첨가자(添加字) p가 있는 스위칭소자가 온, 그리고 첨가자 N가 있는 스위칭소자가 오프인 것을 표시하며 기호 0은 상기의 반전(反轉)을 표시한다.
단, (1.1.1) 및(0,0.0)는 다같이 부하단이 스위칭소자에 의하여 단락된 상태이며 전압벡터로서는 크기 0의 영벡터 0이 된다.
상기 종래기술 2에서는 이산적인 전압벡터의 단위시간 T1에 있어서 평균전압벡터가 소망의 임의의 순간 전압벡터에 일치하는 상기 전압벡터
Figure kpo00003
의 조합 및 각 발생시간에 관하여 설명하고 있으며 예컨대, 제5도에 있어서,
Figure kpo00004
에 끼워져 있는 영역에 크기
Figure kpo00005
의 전압벡터
Figure kpo00006
를 발생시키는 경우는, 전압벡터
Figure kpo00007
을 발생시켜 각 발생시간을 Ta,Tb,Tc라하면,
Figure kpo00008
(1)식에 있어서, θ'는
Figure kpo00009
로부터의 각도, K는 입력전류전압 Ed를 포함하는 계수이다. 상기 이산적인 전압벡터
Figure kpo00010
의 발생순서에 관하여는 시간적평균이라는 원리상으로부터 어떤 제약을 받는 것도 아니다. 즉. 시간 T1에 있어서(1)식으로 주어지는 각시간에 의하여
Figure kpo00011
의 순으로 절환시킨 경우도,
Figure kpo00012
의 순으로도 평균전압벡터는 동일하게 되며 임의의 절환순서에 있어서 평균벡터는 동일한 것을 얻을 수 있다.
그러나, 이때 각 스위칭소자의 온,오프상태의 천이(스위칭 遷移)는 다르게 된다. 두개의 연속된 단위시간 2·T1에 있어서, 하기(a),(b)의 두가지 절환순서로 하였을 때의 각 스위칭소자 Sa,Sb,Sc의 스위칭천이 예를 표시한 것이다.
Figure kpo00013
Figure kpo00014
여기에서, 0벡터는 상술한 바와 같이(0,0,0),(1,1,1)의 두가지의 스위칭상태를 취할 수 있지만, 제6a,b도에 표시한( )내의 스위칭동작을 하였을 때, (a),(b)는 공히 스위칭 소자 대 Sb가 2배의 스위칭회수로되어 스위칭동작에 따라 소자손실이나 드라이브회로의 손실이 증대되며 또 특정한 상(相)에 집중한다는 점에서 바람직하지 못하다.
또다시 제6a,b도의 스위칭천이도를 비교하면(a)에서는 2·T1기간에 각 상스위칭소자가 1회 스위칭하는데 대하여 (b)에서는 스위칭소자 대 Sa가 항상 1이며 스위칭이 불필요하게되며 스위칭소자 대 Sb,Sc의 1회의 스위칭에서 평균화가 달성되어 상기 손실면에서 유리해진다.
스위칭천이도(a)의 경우와 같이 각상의 스위칭동작이 필요한 스위칭천이의 경우를 3상 변조스위칭신호(이하 3상 변조라한다) 스위칭천이도(b)의 경우와 같이 1상의 스위칭동작이 불필요한 경우를 2상 변조스위칭신호(이하 2상변조라 한다)라 부르기로하면, 상기 종래기술 1의 삼각파비교방식은 3상 인버터에 적용시킨 경우, 스위칭천이는 제6a도의 천이패턴이 되어 3상 변조로 된다.
주지하는 바와 같이 상기 2상 변조는 최근 전압이용을(직류전압입력에 대한 최대교류출력전압의 비) 및 고조파성분의 실효치에 대하여 정현파신호의 삼각파비교에 비하여 유리하다. 상기 스위칭소자대 Sa(Sap,SaN), Sb(Sbp,SbN), Sc(Scp.ScN)는 양자가 동시에 온하였을때, 직류전압 Ed를 단락시켜 스위칭소자의 파괴를 초래케함으로 한쪽이 온일때 다른쪽을 오프로 제어하며 또 한쪽을 온상태에서 오프시키는 경우에 스위칭소자의 드라이브회로의 늦어짐이나 스위칭소자의 오프의 늦어짐이 있기 때문에 다른쪽의 온 신호를 정규의 타이밍 보다 늦게되는 단락방지회로가 필요하게 된다.
제7도는 이 단락방지회로의 일예를 1상(相)당 표시한 것으로서 온 딜레이(On delay) 요소(71)에 의하여 스위칭소자에 대한 온 신호를 소정시간 Td만큼 지연시키는 동작을 한다.
Sx는 스위칭신호, Sxp*는 (+)측 스위칭신호, SxN*는 (-)측 스위칭신호, Sxp는 (+)측 온신호, SxN는 (-)측 온신호이다. 따라서, 각 스위칭소자의 온신호는 상기와 같이 비선형요소에 의하여 변형시키게 된다.
상기 2상 변조에 의한 경우, 영레벨
Figure kpo00015
의 발생시간의 비율이 커지는 저전압영역에 있어서, 이 변형의 영향율이 크며 인버터출력전압의 왜곡율이 현저하게 커지는 문제가 있다.
이하, 이에 관하여 설명한다.
제6b도에 표시한 2상 변조의 스위칭천이도에 있어서, 영벡터
Figure kpo00016
의 발생시간 To의 비율이 증대하고 시간 Ta,Tb,Tc의 비율이 감소함에 따라, 스위칭소자 Sb,Sc가 0이 되는 상태계속시간이 감소하게 된다.
이와 같이 스위칭신호(PWM 신호)가 요구된 경우의 상기 단락방지회로의 신호관계는 제8도에 표시한 바와 같이되며 (-)측의 스위칭소자의 온신호 Sxp가 단락방지기간 Td때문에 소실되어 항상 오프신호로 된다.
또 명백하게, 온신호의 펄스폭이 단락방지기간 Td이하의 온신호는 전부 소실되기 때문에, 이때 펄스폭의 미조정에 의한 출력전압의 제어는 불가능하므로 인하여 출력전압의 왜곡율은 소망의 출력전압이 낮은 경우도 있어 현저하게 증대한다.
이 영향은 특히 유도전동기와 같은 리액턴스부하에 급전하는 경우, 주파수와 전압이 비례관계에 있기때문에 리액턴스값이 지극히 작아지는 영역이므로 인하여 부하전류의 왜곡이 커져 유도전동기를 안정하게 운전할 수 있다.
또한, 부하전류를 검출하여 전류지령치와의 편차가 영이되도록 전압지령치를 변화시키는 전류 마이너루프(minor loop)를 부가시킨 경우에 있어서도 상기 일종의 소실은 일종의 불감대로서 작용하게 되어 마이너루프의 파형개선효과는 기대할 수 없을 뿐만 아니라 계의 불안정요소로 되어 전류왜곡을 증대시키는 일도 있게 된다.
이 발명은 상기 문제를 해소시키기 위해 발명된 것으로써 스위칭신호를 2상 변조에 의하여 생성시킨 경우의 스위칭손실, 전압이용율, 고조파실효치의 면에 있어서의 잇점율이 있음과 동시에 단락방지회로등의 영향에 의한 스위칭신호의 변형에 따른 영향을 받기는데 어렵게하여 저전압출력영역에 있어서도 왜곡율이 작은 출력을 얻을 수 있는 PWM 인버터장치를 얻는데 그 목적이 있다.
이 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여 각상이 스위칭동작을 하는 3상 변조의 스위칭신호를 작성하는 제1의 수단과, 1상의 스위칭동작이 불필요한 2상 변조의 스위칭신호를 작성하는 제2의 수단등을 가지며 양수단을 인버터출력전압의 진폭치에 의하여 절환시키는 구성으로 한 것이다.
이 발명에서는, 2상변동에 의한 스위칭신호의 온,오프듀티(on,off duty)비가 커져서 단락방지회로에 의한 영향이 커질 경우에는 3상 변조로 절환시키면 되므로 2상 변조에 의한 제어의 잇점과 3상 변조에 의한 제어의 잇점등을 공히 생기게 할 수 있는 것이다.
이 발명의 한 실시예를 도면에 의하여 설명한다. 제1도에 있어서, 31은 백터합성기로서, 상전압순간치지령치 Va',Vb',Vc'로부터 순간전압벡터의 지령치
Figure kpo00017
를 연산하여 벡터
Figure kpo00018
의 크기
Figure kpo00019
와 이벡터의 기준방향으로부터의 각도 θ를 출력한다.
32는 래치회로로서, 상기
Figure kpo00020
를 래치시킨다. 33은 래치회로로서 상기 각도 θ를 래치시킨다. 양래치회로(32)와(33)는 단위시간 T1마다 데이터를 입수하여 T1동안 데이터를 유지함으로써 전압백터의 평균치화를 도모할 수 있다.
34는 2상 변조의 PWM 신호를 작성하는 PWM 신호작성회로, 35는 3상 변조의 PWM 신호를 작성하는 PWM 신호작성회로, 36은 데이터선택기, 37은 절환신호발생회로이다. 상기(31) - (37)에 의하여 PWM 인버터의 점호신호발생회로(30)가 구성된다.
다음에, 이 장치의 동작에 관하여 설명한다. 2상 변조의 PWM 신호작성회로(34)는 예컨대 제6b도에 표시한 스위칭천이도가 되는 스위칭모드를 부여하는 스위칭신호를 작성한다. 한편, 3상 변조의 PWM 신호작성회로(35)는 예컨대 제6a도에 표시한 스위칭천이도가 되는 스위칭모드를 부여하는 스위칭신호를 작성한다.
이들의 각 스위칭신호는 다음 단계의 데이터선택기(36)에 출력된다. 상술한 바와 같이 2상 변조의 스위칭 신호가 크게 변형을 받는 것은 온,오프듀티비가 큰 상(相)이 존재하기 때문이며 이것은 영벡터 0의 발생시간 To의 비율이 높아지는 것을 의미하며 또 인버터를 출력전압의 진폭이 작아지는 것을 의미하며 또 인버터를 출력전압의 진폭이 작아지는 것과도 같은 것이다.
따라서 인버터의 출력전압진폭과 오로지 대응하는 전압벡터지령치의 크기
Figure kpo00021
에 의하여
Figure kpo00022
기 어느같이 하로 되면, 2상 변조에서 3상 변조로 절환한다. 절환신호발생회로(37)는
Figure kpo00023
가 상기 어느값 이하로 되면 절환신호를 데이터선택기(36)를 송출시킨다. 이로 인하여, 데이터선택기(36)는 단락방지회로(7)에 송출시키는 스위칭신호를 2상 변조에서 3상 변조로 절환시킨다.
3상 변조의 스위칭모드의 제6a도에 표시하였으나 여기에서, 영벡터 0의 발생시간 To의 비율이 증가하는 경우를 보면, 스위칭소자 대 Sa,Sb,Sc의 각상의 스위칭상태 0 및 1의 비가 1이 가깝게 되는 것을 이해할 수 있다.
이것은 제3b도 및 (c)의 비교에 의하여 저전압일수록 스위치신호의 듀티가 50%에 가까워지는 것을 알 수 있다.
상기와 같은 펄스가 단락방지회로(7)에 입력되는 경우의 변형을 제9도에 표시하였다. 3상 변조의 경우는 저전압일수록, 온,오프의 펄스폭이 넓어지므로 2상 변조(제8도)와 같은 펄스의 손실은 생기지 않는다. 그렇지만, Sxp,SxN의 온은 Td분만큼 지연되기 때문에 이 영향이 전혀 없는 것은 아니지만, 온 및 오프펄스의 폭을 조정하는 것은 가능한 것이며 Td이하의 온 펄스가 완전히 소실되는 2상 변조에 비교하여 영향은 상당히 작아진다.
또한 상기 미조정이 가능한 것은 전류마이너루프를 부가함으로써. 이 영향을 보상할 수 있는 것을 의미하며 2상 변조가 불감대를 생기게 하는 점이 큰 잇점이다.
상기 실시예에서는 PWM 변조작성방법으로서 종래기술 2의 방법을 사용하였으나, 실질적으로 3상 변조, 2상 변조신호를 작성하는 것이면 다른 방법도 무방하다.
또 절환신호발생회로(37)는 전압벡터지령치의 크기
Figure kpo00024
를 입력시켜 감시하지만, 이 절환은 요컨대 2상 변조에 있어서 각 스위칭신호의 온펄스폭이 영벡터 0의 증가에 의하여 작아지는 것을 피하고져하는 것이 그 목적이며 스위칭상태에 대응하는 량(量)이면 어느것이나 무방하며 예컨대 주파수지령신호나 영벡터발생시간 To등의 제반량을 입력시켜서 감시하는 구성으로 하여도 된다.
이 발명은 이상 실명한 바와 같이 2상 변조와 3상 변조를 절환시키는 구조로 함으로써 인버터의 출력전압의 왜곡율이 극단적으로 커지는 것을 방지하여 안정된 운전을 달성할 수 있으며, 또 입력직류전압에 대한 교류전력전압비를 높게 취할 수 있으며 또한 스위칭손실을 저감할 수 있는 잇점이 있다.

Claims (2)

  1. 직류전압을 입력하여, 스위칭소자와 상기 스위칭소자의 온.오프 동작을 제어하는 제어수단을 갖고 있으며 적어도 상기 직류전압의 (+)극측에 일단이 접속되는 (+)측 스위칭소자의 전부가 동시에 온인상태와, 상기 직류전압의 (-)극측에 일단이 접속되는 (-)측 스위칭소자의 점부가 동시에 온인 상태와, (+)측 스위칭소자 군(群), (-)측 스위칭소자군 중 어느 스위칭소자군도 전부 동시에 온이 아닌 상태로 조합시키며 또 상기 상태의 계속시간을 제어함으로써 소망의 다상 교류전력전압을 얻는 PWM 인버터장치에 있어서, 각상의 스위칭소자중 어느 것에 관하여도 스위칭소자가 1회 스위칭하는 기간에 다른상의 스위칭이 적어도 1회 행하도록된 스위칭신호를 작성하는 제1의 수단과, 어느 한쌍이 스위칭하는 기간에 한번도 스위칭하지 않는 상이 적어도 1상 존재하도록된 스위칭신호를 작성하는 제2의 수단, 제1의 수단과 상기 제2의 수단을 절환시키는 절환수단등을 가진 것을 특징으로 하는 PWM 인버터 장치.
  2. 제1항에 있어서, 절환수단이 인버터출력전압의 진폭치 혹은 그 상당량에 의하여 절환동작하는 것을 특징으로 하는 PWM 인버터 장치.
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