JP4748171B2

JP4748171B2 - Ｅｐｓ用モータ駆動装置

Info

Publication number: JP4748171B2
Application number: JP2008028936A
Authority: JP
Inventors: 喜隆林
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2008-02-08
Filing date: 2008-02-08
Publication date: 2011-08-17
Anticipated expiration: 2028-02-08
Also published as: US8134326B2; JP2009189203A; DE102008058434A1; DE102008058434B4; US20090200975A1

Description

本発明はＥＰＳ用モータ駆動装置の改良に関する。

ＥＰＳ用モータとして、従来よりブラシ付きDCモータを採用する場合と、ブラシレスDCモータを採用する場合とがあった。価格重視の場合には前者が採用されるが、ブラシ摺動騒音などの理由により、後者の採用が漸次増えている。もちろん、ＥＰＳ用モータとして、その他の交流モータの採用は可能であるが、現状ではコンパクトでトルクが大きく損失が小さく、更にコギングトルクが小さいブラシレスＤＣモータが最良であると認識されている。

ブラシレスＤＣモータすなわち磁石ロータ同期機を駆動するインバータの通電方式としては、従来より種々の方式が周知となっている。代表的な通電方式として、１２０度通電方式や１８０度通電方式や正弦波駆動方式が知られている。なお、一般には、ブラシレスＤＣモータは、矩形波駆動の磁石ロータ同期機を意味することもあるが、この明細書では広義の磁石ロータ同期機を意味するものとする。ＥＰＳ用モータの駆動には、敏感なドライバーの掌への振動伝達を低減するためにトルクリップルが小さく低騒音低振動を実現できる正弦波変調方式を採用する場合が通常である。

その他、１相電位を固定して残る２相電位を正弦波変調することにより相間電圧波形を正弦波に維持する２相変調方式や、正弦波相電圧に奇数次高調波を加える台形波変調方式も知られている。この２相変調方式や台形波変調方式は、正弦波変調方式よりもトルクを増大できる利点をもつが知られている。

たとえば、下記の参考文献１は、相間電圧を確保しつつ各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π／３（６０度）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減できる２相変調方式（π／３固定方式）を記載している。また、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角２π／３（１２０度）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減する２相変調方式（２π／３固定方式）が下記の特許文献１により記載されている。また、この特許文献１は、相電圧の振幅が小さい場合にこの２相変調方式を停止してモータに３相電圧を印加することも記載している。本出願人の出願になる下記の特許文献２は、相電流が大きい場合に２相変調を相電流が小さい場合に３相変調を採用することにより、全体としてのスイッチング損失を低減可能な２相変調方式を提案している。
１９８７年３月の社団法人電気学会発行の書物「半導体電力変換回路」の第１１０、１１１、１２５頁特許第２５７７７３８号公報特開２００５−２２９６７６

ＥＰＳ用モータとしてのブラシレスＤＣモータが、ステアリングシャフトを通じてドライバーに与える振動や騒音を検知限度以下とすることが強く要求されている。この点に関して２相変調方式の採用は、トルクを増大できるものの、波形の乱れにより振動や騒音が増大するため、現状ではＥＰＳ用モータとして採用し難いという問題があった。この点において、３相正弦波変調方式は、最良の選択ではあるが、必要トルクが確保するためにモータが大型化し、ロータの慣性質量の増大により即応性（レスポンス）の改善が要求されていた。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、ドライバーに与える違和感の増大を抑止しつつ、ＥＰＳ用モータのコンパクト化とレスポンスの改善とを実現したＥＰＳ用モータ駆動装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する第一発明は、３相交流モータにより構成されるＥＰＳ用モータに３相電圧を印加する３相インバータと、この３相インバータを制御するコントローラと、前記３相インバータの下アーム素子を流れる相電流を検出するための電流検出手段とを備えるＥＰＳ用モータ駆動装置において、前記コントローラは、ｑ軸電流又はこのｑ軸電流に正相関を有する関数値を算出し、前記電流検出手段によって検出された前記相電流が所定の電流しきい値を超え、且つ前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が所定値を超える場合に２相変調方式にて前記３相交流モータを駆動し、前記相電流が前記所定の電流しきい値を超え、且つ前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が前記所定値以下の場合に３相正弦波変調方式にて前記３相交流モータを駆動し、前記相電流が前記所定の電流しきい値以下の場合には、前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が前記所定値を超えているか否かに関わらず、３相正弦波変調方式にて前記３相交流モータを駆動することを特徴とするＥＰＳ用モータ駆動装置。なお、アシストトルク、操舵角加速度は、急激な操舵状態いわゆる急操舵状態の程度を示す電気量であり、急操舵状態に相関をもつ他のパラメータとして、アシストトルク及び操舵角加速度を変数として急操舵状態に正相関を有する所定の関数の値を用いる。このアシストトルク及び操舵角加速度を変数として急操舵状態に正相関を有する所定の関数の値としては、たとえば、ｑ軸電流算出値、ｑ軸電流指令値、電流ベクトル長（すなわち、ｑ軸電流の２乗値とｄ軸電流の２乗値との和、ｑ軸電流の２乗値とｄ軸電流の２乗値との和の平方根）、ｑ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値との和、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値との和の平方根、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値の和の平方根を電源電圧値で除算した値などを採用することができる。良くしられているように、ｑ軸電流指令値はトルクに正相関を有し、ｑ軸電圧指令値はトルクに正相関を有している。その他、一相の相電流と回転角とから算出した電流ベクトルの振幅（電流ベクトル長）を急操舵状態に相関をもつ他のパラメータとして採用することもできる。これら急操舵状態に相関をもつ他のパラメータが所定値以上の場合には、急操舵状態が生じたと判定することができる。

すなわち、第一発明は、ＥＰＳ用モータによるトルクアシストにおいては、急操舵状態ではドライバーに与える違和感よりもレスポンス良く大きなアシストトルクを発生することが可能な２相変調方式の選択が望ましく、操舵しない状態又は緩慢な操舵状態（以下、通常操舵状態と言う）では、ドライバーが上記違和感を検知し易くかつ大きなアシストトルクが必要でないため必要なアシストトルクの算出精度に優れ円滑なトルクアシストが可能で、かつ、騒音、振動が小さい３相正弦波変調方式が望ましい点に着目してなされたものである。このようにすれば、ほとんどドライバーが検知する違和感を増大させることなく、コンパクトなモータにより大きなアシストトルクを必要に応じて与えることができ、かつ、２相変調方式によるトルク増大分だけモータ体格並びにロータ慣性質量を低減できるためレスポンスと搭載性に優れ、アシストトルク精度に優れたＥＰＳ用モータ駆動装置を実現することができる。また、第一発明は、相電流検出誤差が大きい小電流領域において、相電流の大きさによる行われる２相変調方式における誤切替の発生を抑止することができる。

好適な態様において、前記３相交流モータは、磁石ロータ同期機からなる。磁石ロータ同期機としては、SPMであってもIPMであってもよい。このようにすれば、３相交流モータをコンパクトにすることができる。

本発明のＥＰＳ用モータ駆動装置の好適な実施態様を以下の実施例により説明する。もちろん、本発明は下記の実施例により限定されず、本発明の思想を体現するすべての態様が本発明の範囲となることは当然である。

この実施形態のＥＰＳ用モータ駆動装置の回路構成を図１を参照して説明する。

１は直流電源、２は平滑コンデンサ、３は３相インバータ、４はブラシレスＤＣモータからなるＥＰＳ用モータ、５はコントローラ、６〜８は電流センサ、９は図略のステアリングシャフトの角度すなわち操舵角を検出する操舵角センサ、１０はＥＰＳ用モータ４に内蔵された回転角センサである。なお、電流センサを２つとし、検出した２相の相電流から残る１相の相電流を算出しても良いことは従来と同じである。

直流電源１は、一対の直流母線を通じて３相インバータ３に直流電圧を印加し、平滑コンデンサは、直流電源１と並列接続されて電流を平滑している。３相インバータ３は、上アーム素子３１と下アーム素子３４とを直列接続してなるU相ハーフブリッジ、上アーム素子３２と下アーム素子３５とを直列接続してなるV相ハーフブリッジ、上アーム素子３３と下アーム素子３６とを直列接続してなるW相ハーフブリッジを並列接続して直流電源１から受電している。上アーム素子３１〜３３及び下アーム素子３４〜３６は、それぞれｎＭＯＳトランジスタにショットキーダイオードからなるフライホイルダイオードを逆並列接続して構成されている。上アーム素子３１〜３３はソースホロワ構成、下アーム素子３４〜３６はソース接地構成となっている。

各ハーフブリッジが出力する相電圧は、ＥＰＳ用モータ４の星形接続された３相の相巻線４U、４V、４Wに別々に印加されている。ＥＰＳ用モータ４は、この実施形態では、SPM（表面張り付け磁石ロータ型同期モータ）を採用したが、リラクタンストルクを利用可能なIPM（埋め込み磁石ロータ型同期モータ）を採用しても良い。上記した３相インバータ３及びブラシレスＤＣモータタイプのＥＰＳ用モータ４の構造及び動作は、周知のものであるためこれ以上の説明は省略する。

電流センサ６〜８は、各下アーム素子３４〜３６のソース電極端子と接地母線との間に別々に接続された電流検出用の低抵抗素子からなり、電流センサ６〜８が検出した各電圧降下は、コントローラ５に出力される。

コントローラ５は、操舵角センサ９から入力される操舵角に基づいて必要なアシストトルクを算出し、算出したアシストトルクの指令値に対応する電流指令値（ｑ軸電流指令値）を算出し、この電流指令値に応じた３相電流を出力するように３相インバータ３の３相電流をフィードバック制御する。具体的には、回転角センサ１０から入力されたＥＰＳ用モータ４のロータ回転角θに基づいて、３相電流指令値及び３相電流検出値を回転座標値に変換して電流フィードバック制御を行い、３相インバータ３の各相の上アーム素子３１〜３３及び下アーム素子３４〜３６のＰＷＭデューティを決定し、それを３相インバータ３に出力する。この制御は、モータ技術者にとってベクトル制御としてもはや周知事項であるため、その詳細説明は省略する。

この実施形態では、コントローラ５は、所定のＰＷＭキャリヤ周波数（たとえば１５ｋHz）で３相インバータ３の各上アーム素子３１〜３３及び各下アーム素子３４〜３６をＰＷＭ制御することにより、正弦波変調を行い、これにより３相インバータ３からＥＰＳ用モータ４に出力する３相の相電圧に正弦波波形を与える３相正弦波変調モードと、１相を順次ＰＷＭデューティ１００％又は０％に所定のＰＷＭデューティ量を与えて固定し、残る２相の相電圧にも等しいＰＷＭデューティ量を与えて相間電圧を正弦波に保つ２相変調モードとをもつ。つまり、コントローラ５は、上記正弦波変調モード及び２相変調モードのうち選択した一方での運転を３相インバータ３に指令する。上記した３相正弦波変調モードと２相変調モードとのどちらかで３相インバータ３を駆動し、これにより、ＥＰＳ用モータ４の相巻線４U、４V、４Wには、３相正弦波変調による３つの相電圧、又は、２相変調による３つの相電圧のどちらかが印加される。上記した３相正弦波変調モードによる３相電圧の形成、及び上記した２相変調モードによる３相電圧の形成自体は当業者にとって周知事項であり、本発明の要旨でもないため、その具体的な詳細説明は省略する。必要であれば、既述の文献を参照されたい。

次に、この実施形態の特徴をなす３相正弦波変調モードと２相変調モードとの切替制御について図２に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず、電流センサ６〜８から各相電流を読み込み（Ｓ１００）、読み込んだ各相電流から電流ベクトル振幅である電流iを算出してこの電流ｉが所定の電流しきい値ithを超えているかどうかを判定し（Ｓ１０２）、超えていなければ、ステップＳ１０６に進んで３相正弦波変調モードでの３相インバータ３の駆動を選択する。超えていれば、ステップＳ１０４に進む。なお、この電流しきい値ｉｔｈは、これ以下の電流振幅では、検出した相電流の精度が必要レベルに達しない大きさに予め設定されている。この電流しきい値ｉｔｈの大きさは、実験などにより予め求めればよい。

ステップS１０４では、コントローラ５に入力されたパラメータにより算出したトルク指令値又は操舵角加速度が所定しきい値を超えたかどうかを判定する。なお、この実施形態では、トルク指令値は、ステアリングシャフトに設けた図略のトルクセンサが検出したトルクを予めコントローラに記憶する所定の算出式に代入して予め算出されているものとする。また、操舵角加速度は、操舵角センサ９から入力された操舵角を微分して予め算出されているものとする。算出したトルク指令値又は操舵角加速度が所定値を超えていればステップＳ１０８に進み、そうでなければステップＳ１０６に進む。

ステップＳ１０６では既述したように３相正弦波変調モードでの３相インバータ３の駆動を選択し、ステップＳ１０８では２相変調モードでの３相インバータ３の駆動を選択する。

このようにすれば、大トルクと良好な追従レスポンスが要求される急操舵状態ではそれに対応可能な２相変調モードでＥＰＳ用モータ４を駆動し、低騒音、低振動でのトルクアシストが要求される通常操舵状態ではそれに対応可能な３相正弦波変調モードでＥＰＳ用モータ４を駆動することができるため、優れたＥＰＳ用モータ装置を実現できる。また、モータ体格を縮小し、ロータ慣性質量を低減することもできる。

（変形態様）
なお、図２に示すステップS１０２又はステップS１０４において、ｑ軸電流又はこのｑ軸電流に正相関を有する関数値が所定値を超えるか否かを判定し、超える場合に２相変調を採用し、そうでない場合に３相変調を採用してもよい。

なお、ここで言う「ｑ軸電流又はこのｑ軸電流に正相関を有する関数値」とは、検出した相電流から算出したｑ軸電流算出値、算出したアシストトルクに略比例するｑ軸トルク指令値、このｑ軸トルク指令値に正相関を有するｑ軸電圧指令値、電流ベクトル長（すなわち、ｑ軸電流の２乗値とｄ軸電流の２乗値との和、ｑ軸電流の２乗値とｄ軸電流の２乗値との和の平方根）、ｑ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値との和、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値との和の平方根、ｑ軸電圧指令値の２乗値とｄ軸電圧指令値の２乗値の和の平方根を電源電圧値で除算した値などを採用することができる。

このようにすれば、このようにすれば、ドライバーに与える違和感が目立たない急操舵状態では２相変調方式を実施して大きなアシストトルクを発生することができ、振動、騒音が目立ち、かつ、トルクアシスト誤差が判別し易い通常操舵状態では３相変調の採用により、アシストトルクの算出精度に優れるため円滑なトルクアシストを実現し、かつ、騒音、振動を低減することができる。なお、これらの関数値の算出は、通常のモータベクトル制御において容易に算出できるため、その詳細説明は省略する。

実施例のＥＰＳ用モータ駆動装置の回路を説明する回路図である。図１のコントローラの運転モード切替制御を説明するフローチャートである。

符号の説明

１直流電源
３３相インバータ
４ＥＰＳ用モータ
５コントローラ
６〜８電流センサ
９操舵角センサ
１０回転角センサ
３１〜３３上アーム素子
３４〜３６下アーム素子

Claims

３相交流モータにより構成されるＥＰＳ用モータに３相電圧を印加する３相インバータと、この３相インバータを制御するコントローラと、前記３相インバータの下アーム素子を流れる相電流を検出するための電流検出手段とを備えるＥＰＳ用モータ駆動装置において、
前記コントローラは、ｑ軸電流又はこのｑ軸電流に正相関を有する関数値を算出し、
前記電流検出手段によって検出された前記相電流が所定の電流しきい値を超え、且つ前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が所定値を超える場合に２相変調方式にて前記３相交流モータを駆動し、
前記相電流が前記所定の電流しきい値を超え、且つ前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が前記所定値以下の場合に３相正弦波変調方式にて前記３相交流モータを駆動し、
前記相電流が前記所定の電流しきい値以下の場合には、前記ｑ軸電流又はｑ軸電流に正相関を有する関数値が前記所定値を超えているか否かに関わらず、３相正弦波変調方式にて前記３相交流モータを駆動することを特徴とするＥＰＳ用モータ駆動装置。
前記３相交流モータは、磁石ロータ同期機からなる請求項１に記載のＥＰＳ用モータ駆動装置。