CN102237838B

CN102237838B - 电动自行车控制器的制动电流控制方法及装置

Info

Publication number: CN102237838B
Application number: CN 201010168116
Authority: CN
Inventors: 张广栋; 闫在春
Original assignee: Renesas Electronics China Co Ltd
Current assignee: Renesas Electronics China Co Ltd
Priority date: 2010-04-30
Filing date: 2010-04-30
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2030-04-30
Also published as: CN102237838A

Abstract

本发明公开一种电动自行车控制器的制动电流控制方法及装置，其中电动自行车控制器的制动电流控制方法包括：在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值。采用本发明可以避免180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用。

Description

电动自行车控制器的制动电流控制方法及装置

技术领域

本发明涉及电动自行车技术领域，尤其涉及电动自行车控制器的制动电流控制方法及装置。

背景技术

目前电动自行车（E-BIKE）所采用的控制器通常采用的控制模式为120度方波控制模式，其基本原理在于通过霍尔传感器的位置信号对电机进行三相六状态的控制，即通过三个霍尔信号把360度的电角度划分为六个区间，在每个区间内只对电机的两相进行通电，在连续六个区间内依次对电机的三相进行通电，从而得到六个方向的转矩，使电机按照转矩旋转的方向进行旋转。在这种控制方式下，相电流波形为方波电流。

然而，由于120度方波控制模式下的电动自行车控制器在每个区间内所产生电磁场的方向是固定不变的，因此在整个区间内由于所产生电磁场的方向与电机转子磁场方向的夹角是连续变化的，导致在整个区间内整个电机所得到的力矩是波动的，从而造成较大机械噪声。同时，由于在连续旋转过程中，两相通电绕组所产生的磁场与转子磁场的方向的夹角在120和60度之间变化，因此对转子磁场在一个区间内存在增磁和去磁效应，使得系统中的电流无法得到最高效率的利用，从而降低了系统的整体效率，使电机的发热增加，缩短电机的寿命。

为解决120度方波控制模式下的转矩波动问题，现有技术提出了180度正弦波控制模式，即在整个控制过程中，通过霍尔信号计算得到在每一时刻电机准确点角度位置，采用正弦波驱动模式使电机的三相电流为正弦波形，从而产生连续旋转的电磁场，并且通过矢量控制方法使电磁场的方向的幅值保持不变，且始终与转子磁场的方向垂直，得到恒定的转矩，消除系统的增磁和去磁反应，并降低机械噪声。为了实现良好的正弦波控制，还在整个控制过程中采用双桥臂调制模式以提高相电流的正弦度。

但是，发明人在实现本发明的过程中，发现现有技术中180度正弦波控制模式存在如下不足：

在180度正弦波控制模式下，通过调节驱动信号的占空比来调节系统速度，这种控制模式在输出力矩的情况下能正常运行，但当电动自行车在滑行的情况下导致速度产生的反电动势大于输入的电压时，会产生制动转矩，因而不符合系统要求，无法在实际产品中得以应用。

发明内容

本发明实施例提供一种电动自行车控制器的制动电流控制方法，用以避免制动转矩的产生，该方法包括：

在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；

在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值。

本发明实施例还提供一种电动自行车控制器的制动电流控制装置，用以避免制动转矩的产生，该装置包括：

检测模块，用于在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

第一控制模块，用于在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；

第二控制模块，用于在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值。

本发明实施例中，在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值；从而避免了180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用，从而相对于120度方波控制模式，可以提高系统效率，降低电机发热，延长电机的寿命，降低电机运行时由于转矩波动所产生的机械噪声。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1为本发明实施例中现有技术中通常的电动自行车控制器的主电路结构图；

图2为本发明实施例中SVPWM模式下在一个PWM周期内三相上桥臂的驱动波形；

图3为本发明实施例中上桥臂的驱动信号与下桥臂的驱动信号的示意图；

图4为本发明实施例中对电动自行车控制器的母线电流进行检测的电路示意图；

图5为本发明实施例中电动自行车控制器的制动电流控制方法的一个实施例的处理流程图；

图6A、图6B、图6C、图6D为本发明实施例中图5所示电动自行车控制器的制动电流控制方法的具体实例的处理流程图；

图7为本发明实施例中电动自行车控制器的制动电流控制方法的另一实施例的处理流程图；

图8为本发明实施例中电动自行车控制器的制动电流控制装置的一个实施例的结构示意图；

图9为本发明实施例中图8所示电动自行车控制器的制动电流控制装置的具体实例的结构示意图；

图10为本发明实施例中图9中第一控制模块的结构示意图；

图11为本发明实施例中图9中第二控制模块的结构示意图；

图12为本发明实施例中电动自行车控制器的制动电流控制装置的另一实施例的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

本发明实施例在于消除180度正弦波控制模式下由于电机的输入电压低于电机的反电动势而产生的制动转矩。采用本发明实施例，电动自行车在所有的运行情况下均不会产生制动转矩，从而解决了在实际产品中的应用问题。

为了更清楚地说明本发明实施例，先简要介绍一下现有技术中通常的电动自行车控制器。

图1为现有技术中通常的电动自行车控制器的主电路结构图。如图1所示，48V电源由蓄电池提供，为整个电路提供能量；该48V电源通过LM317T后得到15V电源，作为MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应管）分立驱动电路以及运放的电源；同时通过7805芯片得到5V电源，作为MCU（Micro Controller Unit，多点控制单元）即78F1213及其他外围电路的电源。速度给定由78F1213通过片上AD（模数转换器）进行采样，同时通过AD采样电动自行车控制器的电流，通过内部运算得到电动自行车控制器所需的电压矢量，产生六路PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）驱动型号，通过分立驱动电路控制MOSFET，从而改变电动自行车控制器的电压来调节电动自行车的速度；其中图4所示电动自行车控制器采用BLDC（无刷直流电机），也可以采用其它类型的电机。

当采用180度正弦波控制模式对电动自行车控制器的电机进行控制时，在任一时刻流过电机三相绕组的电流为正弦波，因此在SVPWM（Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制）模式下在一个PWM周期内三相上桥臂的驱动波形如图2所示。

从图2中可以看出,在整个控制区间内包含三个电压空间矢量，其通电时间分别T0、T1和T2，这三个变量分别由控制系统通过矢量旋转变换计算得到，此处不再详述。其中T0为通过闭环矢量计算获得的一个脉宽调制周期内三相上桥臂的电压空间矢量000的通电时间；T1和T2分别为通过闭环矢量计算获得的一个脉宽调制周期内三相上桥臂的电压空间矢量100、110、010、011、001、101其中任意相邻两个电压空间矢量的通电时间。图2中以T1和T2分别为100和110为例来进行说明。

由于在180度正弦波控制模式中，每相的两个功率管处于互补的开关模式，即当上桥臂导通时下桥臂截止之当上桥臂截止时下桥臂导通,上桥臂的驱动信号AT与下桥臂的驱动信号AB如图3所示，在这种通电模式下，当功率电路输出的电压幅值小于电机运行所产生的反电动势时，在电机相绕组中会产生反向电流，从而产生制动转矩，此时系统把电机运行时所产生的机械能转化为电能，从而对蓄电池进行反充电。这种制动转矩在电动自行车的实际运行过程中是不必要甚至不能满足客户的要求，因此在各种运行情况下需要抑制这种情况的发生。

发明人在实现本发明的过程中注意到，在系统输出功率到电机时，电流从电源正极流出，通过功率电路和电机流回电源负极，此时电源对电机做正功。而当制动转矩产生时，电流从电机出发流入电源正极，从而对电源充电。因此发明人考虑在本发明实施例中通过检测系统中电流的大小，即通过检测电动自行车控制器的母线电流来判断是否产生制动转矩。例如，可以通过图4所示电路对电动自行车控制器的母线电流进行检测，图4中RS为电流采样电阻，当母线电流I_DC流经该电阻时会产生采样电压，由于母线电流为瞬时变化的波形，而所需反映电源输出功率的电流为一连续变化的电流，因此在电路中采用R₂C₁作为滤波电路以取得母线电流的平均值，从而作为母线电流判断的依据；电路中还采用R₁作为电压偏置电路。图4所示检测电动自行车控制器的母线电流的电路仅为一例，具体实施时也可以采用其它形式的电路来达到检测电动自行车控制器的母线电流的目的。

在本发明的一个实施例中，考虑采用通过单桥臂调制模式与双桥臂调制模式之间的切换来消除制动转矩的产生。由于电动自行车控制器的母线电流（图4中的I_DC）的大小反映了电机的运行状态，当母线电流为正值时表明电源输出功率，此时无制动转矩，而当母线电流为负值时表明系统中有制动电流产生，因此通过母线电流的值可以作为系统的切换标准。为了保证在电机运行时不会产生制动转矩，就要保证电机的相电流不会与所需电流反向，而在双桥臂调制模式下，电机的相电流是可以双向流动的，因此无法保证电流的方向。而在单桥臂调制模式下，由于只对满足电流方向的功率管进行导通的控制，即使电机由于反电动势的原因导致反向续流至0也无法产生反向电流，因此通过单桥臂调制模式并通过计算得到正确的占空比的驱动波形可以防止在运行过程中产生制动转矩。

具体实施时，可以按图5所示流程实施本例中的电动自行车控制器的制动电流控制方法，包括：

步骤501、在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

步骤502、在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；

步骤503、在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值。

由图5所示流程可以得知，本例中，在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值；从而避免了180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用，从而相对于120度方波控制模式，可以提高系统效率，降低电机发热，延长电机的寿命，降低电机运行时由于转矩波动所产生的机械噪声。

具体实施时，检测电动自行车控制器的母线电流之前，还可以包括：

获得第一通电时间（即T0）、第二通电时间（T1）和第三通电时间（即T2），其中：

所述第一通电时间为：通过闭环矢量计算获得的一个脉宽调制周期内三相上桥臂的电压空间矢量000的通电时间；

所述第二通电时间和第三通电时间分别为：通过闭环矢量计算获得的一个脉宽调制周期内三相上桥臂的电压空间矢量100、110、010、011、001、101其中任意相邻两个电压空间矢量的通电时间。

本发明实施例通过采样母线电流作为控制模式切换的依据，并且为防止频繁的切换产生设置了滞环控制环节，用于保证系统切换的平稳性，具体实施时为适应不同的系统，滞环控制的阈值可以根据系统需要进行适当的调节，即第一阈值和第二阈值的具体取值可根据经验值进行设定，具体设定时可以考虑所需精度、可靠性等因素。例如第一阈值可取1A，第二阈值可取4A；即实施时通过检测母线电流进行滞环控制，当I_DC<1A时，从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，当I_DC>4A时从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式。

具体实施时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，可以包括：

根据所述控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

保持最小电流相的下桥臂处于常通状态，保持最小电流相的上桥臂处于常关状态；即不改变最小电流相的输出状态；

将最大电流相的下桥臂设置为常关状态，即关闭最大电流相的下桥臂的驱动信号；将最大电流相的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和（T1+T2）；

以及，根据第三相电流的正负值，设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式；这是由于此时第三相电流有两种情况：

一、第三相电流为正值；

二、第三相电流为负值。

具体实施时，根据第三相电流的正负值设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式，例如可以是：

当第三相电流为正值时，可以将第三相电流的下桥臂设置为常关状态，即关闭第三相电流的下桥臂的驱动信号；将第三相电流的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并对驱动信号的占空比进行调整计算，将第三相电流的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间减去第二通电时间所得之差（T2-T1）；

当第三相电流为负值时，可以将第三相电流的上桥臂设置为常关状态，即关闭第三相电流的上桥臂的驱动信号；将第三相电流的下桥臂由与上桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并对驱动信号的占空比进行调整计算，将第三相电流的下桥臂的导通时间设置为第二通电时间减去第三通电时间所得之差（T1-T2）。

具体实施时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，可以包括：

保持最小电流相的下桥臂处于常通状态，保持最小电流相的上桥臂处于常关状态；

将最大电流相的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和（T1+T2）；

将第三相电流的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将第三电流相的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间（T2）。

举一例说明本例中电动自行车控制器的制动电流控制方法的具体实施，其处理流程如图6A-6D所示，可以包括：

图6A：

步骤601、在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流，具体地，本例中可以对图4中的母线电流I_DC进行采样；

步骤602、判断母线电流是否小于第一阈值，本例中判断I_DC是否小于1A（第一阈值）；若是，则将流程处理标记置为0，即M_FLAG=0，并转入图6B；若否，则执行步骤603；

步骤603、判断母线电流是否大于第二阈值，本例中判断I_DC是否大于4A（第二阈值）；若是，则将流程处理标记置为1，即M_FLAG=1，并转入图6B；若否，不设置流程处理标记，即M_FLAG=M_FLAG，并转入图6B。

图6B：

步骤604、判断流程处理标记是否为0，即是否有M_FLAG=0，若M_FLAG=0，则转入图6C；若M_FLAG=1，则转入图6D。

图6C：

步骤605、根据控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

将最大电流相的下桥臂设置为常关状态；将最大电流相的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为T1+T2；

当第三相电流为正值时，将第三相电流的下桥臂设置为常关状态；将第三相电流的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并对驱动信号的占空比进行调整计算，将第三相电流的上桥臂的导通时间设置为T2-T1；

当第三相电流为负值时，将第三相电流的上桥臂设置为常关状态；将第三相电流的下桥臂由与上桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并对驱动信号的占空比进行调整计算，将第三相电流的下桥臂的导通时间设置为T1-T2。

图6D：

步骤606、根据控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

将最大电流相的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为T1+T2；

将第三相电流的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将第三电流相的上桥臂的导通时间设置为T2。

综上所述，在系统中通过对母线电流的判断，通过适当的阈值在单桥臂调制模式和双桥臂调制模式之间进行滞环切换，并适当改变驱动信号的占空比，可以消除系统中存在的制动转矩。

通过实际测试可知，现有技术在电动自行车的运行过程中，控制器通过采样转把的给定模拟信号确定所施加到电机的电压的幅值，在180度正弦波控制模式下，如果该电压的幅值低于反电动势的幅值时，会产生制动转矩。而将本发明上述实施例应用于电动自行车控制器，在电动自行车上进行路面测试，可以证明消除了从高速向低速过渡过程中和空档滑行情况下所产生的制动转矩，并实现了系统的平稳切换。

在本发明的另一实施例中，发明人考虑到，在120度方波控制模式下，在运行过程中不会产生制动转矩，因此无需特定的控制算法来控制制动转矩的产生，可以考虑采用120度方波控制模式与180度正弦波控制模式之间切换的方式。如图7所示，本例中，电动自行车控制器的制动电流控制方法的处理流程可以包括：

步骤701、在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

步骤702、在检测到的母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从180度正弦波控制模式切换至120度方波控制模式；

步骤703、在120度方波控制模式下，检测所述控制器的母线电流；

步骤704、在检测到的母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，所述第二阈值大于第一阈值。

由图7所示流程可以得知，本例中，在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在检测到的母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从180度正弦波控制模式切换至120度方波控制模式；在120度方波控制模式下，检测所述控制器的母线电流；在检测到的母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，所述第二阈值大于第一阈值；从而避免了180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用，与现有技术中完全采用120度方波控制模式相比较，可以在适当情况下从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，因此在一定程度上提高了系统效率，降低了电机发热，延长了电机的寿命，降低了电机运行时由于转矩波动所产生的机械噪声。

图7中对于电动自行车控制器的母线电流的检测，以及第一阈值和第二阈值的设置，其具体实施与图5所示流程的具体实施类似，此处不再详述。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供一种电动自行车控制器的制动电流控制装置，其结构如图8所示，可以包括：

检测模块801，用于在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

第一控制模块802，用于在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；

第二控制模块803，用于在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值。

如图9所示，一个实施例中，图8所示的电动自行车控制器的制动电流控制装置还可以包括：

获得模块901，用于在所述检测模块801检测电动自行车控制器的母线电流之前，获得第一通电时间、第二通电时间和第三通电时间，其中：

如图10所示，一个实施例中，图9所示的电动自行车控制器的制动电流控制装置中，第一控制模块802可以包括：

确定单元1001，用于根据所述控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

最小电流相控制单元1002，用于保持最小电流相的下桥臂处于常通状态，保持最小电流相的上桥臂处于常关状态；

最大电流相控制单元1003，用于将最大电流相的下桥臂设置为常关状态，将最大电流相的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

第三相电流控制单元1004，用于根据第三相电流的正负值，设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式。

一个实施例中，第三相电流控制单元1004具体可以用于：

在第三相电流为正值时，将第三相电流的下桥臂设置为常关状态，将第三相电流的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将第三相电流的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间减去第二通电时间所得之差；

在第三相电流为负值时，将第三相电流的上桥臂设置为常关状态，将第三相电流的下桥臂由与上桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将第三相电流的下桥臂的导通时间设置为第二通电时间减去第三通电时间所得之差。

如图11所示，一个实施例中，图9所示的电动自行车控制器的制动电流控制装置中，第二控制模块803包括：

确定单元1101，用于根据所述控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

最小电流相控制单元1102，用于保持最小电流相的下桥臂处于常通状态，保持最小电流相的上桥臂处于常关状态；

最大电流相控制单元1103，用于将最大电流相的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

第三相电流控制单元1104，用于将第三相电流的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将第三电流相的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供一种电动自行车控制器的制动电流控制装置，其结构如图12所示，可以包括：

第一检测模块1201，用于在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；

第一控制模块1202，用于在检测到的母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从180度正弦波控制模式切换至120度方波控制模式；

第二检测模块1203，用于在120度方波控制模式下，检测所述控制器的母线电流；

第二控制模块1204，用于在检测到的母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，所述第二阈值大于第一阈值。

综上所述，本发明实施例中，在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在所述母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比；在所述母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，所述第二阈值大于第一阈值；从而避免了180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用，从而相对于120度方波控制模式，可以提高系统效率，降低电机发热，延长电机的寿命，降低电机运行时由于转矩波动所产生的机械噪声。

本发明实施例中，在180度正弦波控制模式下，检测电动自行车控制器的母线电流；在检测到的母线电流小于第一阈值时，将所述控制器从180度正弦波控制模式切换至120度方波控制模式；在120度方波控制模式下，检测所述控制器的母线电流；在检测到的母线电流大于第二阈值时，将所述控制器从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，所述第二阈值大于第一阈值；从而避免了180度正弦波控制模式下制动转矩的产生，使180度正弦波控制模式符合系统要求，能够在实际产品中得以应用，与现有技术中完全采用120度方波控制模式相比较，可以在适当情况下从120度方波控制模式切换至180度正弦波控制模式，因此在一定程度上提高了系统效率，降低了电机发热，延长了电机的寿命，降低了电机运行时由于转矩波动所产生的机械噪声。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种电动自行车控制器的制动电流控制方法，其特征在于，该方法包括：

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，检测电动自行车控制器的母线电流之前，还包括：

获得第一通电时间、第二通电时间和第三通电时间，其中：

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，将所述控制器从双桥臂调制模式切换至单桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，包括：

将最大电流相的下桥臂设置为常关状态，将最大电流相的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

以及，根据第三相电流的正负值，设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，根据第三相电流的正负值，设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式，包括：

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，将所述控制器从单桥臂调制模式切换至双桥臂调制模式，并调整驱动信号的占空比，包括：

将最大电流相的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

将第三相电流的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将第三电流相的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间。

6.一种电动自行车控制器的制动电流控制装置，其特征在于，该装置包括：

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括：

获得模块，用于在所述检测模块检测电动自行车控制器的母线电流之前，获得第一通电时间、第二通电时间和第三通电时间，其中：

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一控制模块包括：

确定单元，用于根据所述控制器的电机的电气位置角，确定当前的最大电流相和最小电流相；

最小电流相控制单元，用于保持最小电流相的下桥臂处于常通状态，保持最小电流相的上桥臂处于常关状态；

最大电流相控制单元，用于将最大电流相的下桥臂设置为常关状态，将最大电流相的上桥臂由与下桥臂互补的脉宽调制模式调整为独立脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

第三相电流控制单元，用于根据第三相电流的正负值，设置第三相电流的上桥臂和下桥臂的输出模式。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第三相电流控制单元具体用于：

10.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第二控制模块包括：

最大电流相控制单元，用于将最大电流相的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将最大电流相的上桥臂的导通时间设置为第二通电时间与第三通电时间之和；

第三相电流控制单元，用于将第三相电流的下桥臂和上桥臂设置为互补的脉宽调制模式，并将第三电流相的上桥臂的导通时间设置为第三通电时间。