CN101286727A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，其从逆变器的直流输入电流检测相电流，可由简单的处理应对不可实测相电流的期间。从在逆变器(2)和直流电源(4)之间流动的电流检测相电流即i_u、i_v，基于检测的相电流计算旋转坐标上的电压指令值即v_γ ^*、v_δ ^*。并将电动机(1)的U相、V相及W相电压中的两相间电压差变小的期间作为保持期间。电压指令值保持部(26)保持保持期间前的电压指令值即v_γ ^*、v_δ ^*。在保持期间外，根据基于实测的相电流i_u、i_v的电压指令值进行矢量控制，在保持期间内，根据电压指令值保持部(26)中保持的电压指令值进行矢量控制。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及驱动控制电动机的电动机控制装置，尤其涉及采用单分流电流检测方式的电动机控制装置。

背景技术

为向电动机供给三相交流电并对电动机进行矢量控制，需要在U相、V相及W相三相之中检测两个相的电流(例如U相电流及V相电流)。为检测两个相的电流，通常使用两个电流传感器(变流器(currenttransformer)等)，但使用两个电流传感器导致嵌入了电动机的系统整体的成本提高。

因此，以往提出了用一个电流传感器检测逆变器与直流电源间的母线电流(直流电流)，并从该检测到的母线电流中检测两个相的电流的方式。该方式也称作单分流电流检测方式(单分流电流检测方式)，该方式的基本原理记载于例如下述专利文献1中。

图19表示采用了单分流电流检测方式的以往的电动机驱动系统的整体框图。逆变器(PWM逆变器)902具备三个相的具有上臂和下臂的半桥电路，并通过按照从控制部903提供的三相电压指令值使各臂开关，由此将来自直流电源904的直流电压变换为三相交流电压。该三相交流电压向三相永磁铁同步式的电动机901供给，驱动控制电动机901。

将连接逆变器902内的各下臂与直流电源904的线路称为母线M_L。电流传感器905向控制部903传递表示流过母线M_L的母线电流的信号。控制部903通过在适当的时刻对电流传感器905的输出信号进行采样，检测出电压电平变为最大的相(最大相)的相电流与变为最小的相(最小相)的相电流，即两个相的电流。

在各相的电压电平相互之间充分分开的情况下，利用上述的处理能够检测两个相的电流，但如果电压的最大相与中间相接近或电压的最小相与中间相接近，则不能够检测两个相的电流。而且，逐一参照图3～图5(a)～(d)在后面对包括不能检测该两个相的电流的说明的单分流电流检测方式进行说明。

鉴于此，在单分流电流检测方式中，提出了在不可实测两个相的相电流的期间，基于三相的门信号，对于逆变器内的各臂的PWM信号的脉冲宽度进行修正的方法(例如，参照下述专利文献2)。

图20表示与该修正相对应的通常的电压指令值(脉冲宽度)的修正例。图20中，横轴表示时间，920u、920v及920w表示U相、V相及W相的电压电平。各相的电压电平遵从相对于各相的电压指令值(脉冲宽度)，因此可以认为两者等价。如图20所示，修正各相的电压指令值(脉冲宽度)以使电压的“最大相和中间相”及“最小相和中间相”不接近到规定间隔以下。由此，可稳定地检测两个相的相电流。但是，通过修正各相的电压指令值(脉冲宽度)，如图20所示的各相电压变形，因此具有噪音和振动大的缺点。

因此，寻求不修正电压指令值(脉冲宽度)地与不可实测两个相的相电流的期间相对应的技术。

例如，提出了在不可实测两个相的相电流的期间，通过dq变换过去的三相电流得到的d轴q轴电流再次逆变换为三相，由此推定三相电流的方法(例如，参照专利文献3)。但是，在该方法中，需要复杂的计算。此外，为在不可实测两个相的相电流的期间执行矢量控制，需要由过去的三相电流计算电压指令值的运算处理。在该运算处理中混入运算误差。

此外，设可变更PWM逆变器的载波频率，为可实测两个相的相电流，根据需要提出降低载波频率的方案(例如参照下述专利文献4～6)。但是，为变更载波频率需要利用高性能计算机的复杂的处理。进而，如果降低载波频率，则产生控制周期变长，噪音变大的问题。

专利文献1：特许第2712470号公报

专利文献2：特开2003-189670号公报

专利文献3：特开2004-64903号公报

专利文献4：特开2005-45848号公报

专利文献5：特开2003-224982号公报

专利文献6：特开2004-104977号公报

非专利文献1：比田，另外两名，“基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制”，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)

发明内容

因此，本发明的目的在于，在采用单分流电流检测方式的情况下，提供一种可由简单的处理与不可实测相电流的期间对应的电动机控制装置及电动机驱动系统。

本发明所述的电动机控制装置，其特征在于，具备：电动机电流检测部，其由在驱动三相式电动机的逆变器与直流电源之间流动的电流来检测在所述电动机中流动的电动机电流；电压指令值生成部，其基于所述电动机电流，生成作为向所述电动机施加的施加电压的目标的电压指令值并将其输出；电压指令值保持部，其保持从所述电压指令值生成部输出的过去的所述电压指令值；以及特定期间设定部，其由所述电动机的U相、V相及W相电压中的两相间电压差来设定特定期间，在所述特定期间外，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值，经由所述逆变器控制所述电动机，另一方面，在所述特定期间内，基于由所述电压指令值保持部保持的所述电压指令值，经由所述逆变器控制所述电动机。

由此，通过保持电压指令值这一简单的处理，可对应不可实测相电流的期间。

具体地，例如，所述特定期间设定部将所述两相间电压差在规定的阈值以下的期间包含在所述特定期间内。

此外，更具体地例如，所述逆变器具备三相份串联连接的两个开关元件，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值或保持于所述电压指令值保持部的所述电压指令值，对各开关元件进行开关控制，由此驱动所述电动机，在将流动于所述逆变器和所述直流电源之间的所述电流称为被测定电流的情况下，所述电动机电流检测部通过将对应所述被测定电流的模拟信号变换为数字信号来检测所述被测定电流，并由该被测定电流检测所述电动机电流，根据各开关元件进行开关时产生的所述被测定电流的振动的衰减时间，预先设定所述阈值。

此外，具体地例如，在将流动于所述逆变器和所述直流电源之间的所述电流称为被测定电流的情况下，所述电动机电流检测部通过将对应所述被测定电流的模拟信号变换为数字信号来检测所述被测定电流，并由该被测定电流检测所述电动机电流，根据将所述模拟信号变换为所述数字信号时所需要的时间，预先设定所述阈值。

此外，具体地例如，所述逆变器具备三相份串联连接的两个开关元件，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值或保持于所述电压指令值保持部的所述电压指令值，对各开关元件进行开关控制，由此驱动所述电动机，根据各开关元件的开关延迟时间，预先设定所述阈值。

此外，具体地例如，所述电压指令值保持部保持在所述特定期间之前从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值。

此外，具体地例如，所述电压指令值是伴随所述电动机的转子的旋转而旋转的旋转坐标上的两相的电压指令值。

并且例如，该电动机控制装置在所述特定期间内，根据所述电动机的转子位置，使所述U相、V相及W相电压分别变化。

由此，能够将相电压的电压波形平滑地形成。

具体地，例如，所述电动机控制装置还具备：推定部，其推定所述电动机的转子位置；和坐标变换部，其基于推定的所述转子位置，将从所述电压指令值生成部输出或者保持于所述电压指令值保持部的所述两相的电压指令值变换为3相电压指令值，该电动机控制装置按照所述三相电压指令值控制所述电动机，所述推定部在所述特定期间外，基于所述电动机电流推定所述转子位置，在所述特定期间内，停止基于所述电动机电流的所述转子位置的推定，并以在该特定期间前推定的所述转子位置为基准，基于所述特定期间前的所述转子位置的变化状态，或者基于所述特定期间前的所述电动机的旋转速度信息，推定所述特定期间内的所述转子位置。

此外，例如，该电动机控制装置还具备：位置检测部，其使用位置传感器检测所述电动机的转子位置；和坐标变换部，其基于检测的所述转子位置，将从所述电压指令值生成部输出或者保持于所述电压指令值保持部的所述两相的电压指令值变换为三相电压指令值，该电动机控制装置按照所述三相电压指令值控制所述电动机。

如上述地构成，即使推定转子位置，在检测转子位置的情况下，能够将相电压的电压波形平滑地形成。

本发明所述的电动机驱动系统具备：三相式的电动机；驱动所述电动机的逆变器；通过控制所述逆变器来控制所述电动机的所述的电动机控制装置。

根据本发明，在采用单分流电流检测方式的情况下，提供一种可由简单的处理可实测相电流的期间的电动机控制装置及电动机驱动系统。

本发明的意义及效果由以下的实施方式更加清晰。但是，以下的实施方式只是本发明的一实施方式，本发明及各构成要件的用语的意义并不限定于以下实施方式。

附图说明

图1是本发明的实施方式所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图2是表示施加在图1的电动机上的三相交流电压的典型的例子的图。

图3是将对于图1的电动机的通电模式，及各通电模式与母线电流的关系形成表进行表示的图。

图4是表示图1的电动机中的各相电压的电压电平与载波信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形的图。

图5(a)～(d)是图4的各时刻下的、图1的电枢绕组周边的等价电路图。

图6是将图1的电动机中的各相电压的高低关系的组合(模式)及各组合中检测到的电流的相形成表进行表示的图。

图7对图4追加了实际观测的母线电流的波形的图。

图8是图1的电动机的解析模型图。

图9是本发明的第一实施例所述的电动机驱动系统的详细框图。

图10是表示图9的控制部的概略的工作程序的流程图。

图11是表示在图9的控制部内生成的各指令值及各状态量的移动变化的图。

图12是表示在图9的电动机驱动系统中观测的电压波形的图。

图13是本发明的第二实施例所述的、表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的d轴及q轴及电压矢量的关系的空间矢量图。

图14是用于说明在本发明的第二实施例中定义的a轴的图。

图15是表示考虑与图14的a轴的关系，分解转子的相位(θ)的情况的图。

图16是本发明的第二实施例所述的保持期间设定部的内部框图。

图17是将本发明的第二实施例所述的保持期间设定部参照的阈值(Δ)在空间矢量图上表示的图。

图18是本发明的第四实施例所述的电动机驱动系统的详细框图。

图19是采用一分流电流检测方式的、以往的电动机驱动系统的整体结构框图。

图20是表示以往技术所述的、采用一分流电流检测方式的情况下的电压指令值(脉冲宽度)的修正例的图。

图中，1-电动机；2-逆变器；3-控制部；4-直流电源；5-电流传感器；6-转子；7-定子；7u、7v、7w-电枢绕组；21-电动机电流再现部；24-电流控制部；25-保持期间设定部；26-电压指令值保持部；28-位置·速度推定器；51-位置传感器；52-位置检测部。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体的说明。参照的各图中，同一部分标注同一标记，对同一部分的重复说明原则上省略。以后说明第一～第四实施例，首先对各实施例中共同的事项及各实施例中参照的事项进行说明。

[整体结构及单分流电流检测方式]

对本发明的实施方式所述的电动机驱动系统的整体的结构进行说明，同时说明在该电动机驱动系统中采用的单分流电流检测方式。图1是该电动机驱动系统的整体概略结构图。

图1的电动机驱动系统具备：三相永磁铁同步电动机1(以下简单标记为“电动机1”)、PWM(脉冲宽度调制Pulse Width Modulation)逆变器2(以下简单标记为“逆变器2”)、作为电动机控制装置的控制部3、直流电源4、和电流传感器5。直流电源4将负输出端子4b设为低电压侧，并在正输出端子4a与负输出端子4b之间输出直流电压。

电动机1具备设有永久磁铁的转子6和设有U相、V相及W相的电枢绕组(定子绕组)7u、7v及7w的定子7。电枢绕组7u、7v及7w以中性点14为中心进行Y结线。在电枢绕组7u、7v及7w中，与中性点14的相反侧的非结线端分别与端子12u、12v及12w连接。

逆变器2具备U相用的半桥电路、V相用的半桥电路及W相用的半桥电路。利用该三个半桥电路形成用于驱动电动机1的开关电路。各半桥电路具有串联连接的一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在直流电源4的正输出端子4a与负输出端子4b之间，并在各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压。

U相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8u(以下称为上臂8u)及低电压侧的开关元件9u(以下称为下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8v(以下称为上臂8v)及低电压侧的开关元件9v(以下称为下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8w(以下称为上臂8w)及低电压侧的开关元件9w(以下称为下臂9w)构成。此外，以从直流电源4的低电压侧朝向高电压侧的方向作为顺向，在开关元件8u、8v、8w、9u、9v及9w上分别并列地连接二极管10u、10v、10w、11u、11v及11w。各二极管具有作为续流二极管(free wheel diode)的功能。

串联连接的上臂8u与下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v与下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w与下臂9w的连接点分别与端子12u、12v及12w连接。而且，图1中表示了作为各开关元件的场效应晶体管，但也能够将其置换为IGBT(绝缘双栅极晶体管(gate bipolar transistor))等。

逆变器2基于从控制部3提供的三相电压指令值生成相对于各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，并将该PWM信号提供给逆变器2内的各开关元件的控制端子(基极或者栅极)，从而使各开关元件进行开关动作。从控制部3向逆变器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成，并利用v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别表示U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的电压电平(电压值)。并且逆变器2基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*控制各开关元件的开启(导通)或者关闭(非导通)。

如果忽略用于防止同一相的上臂与下臂同时开启的停顿时间(deadtime)，则在各半桥电路中，上臂是开启时，下臂关闭；上臂关闭时，下臂开启。以下，只要没有特别记述，忽略上述停顿时间。

施加于逆变器2的来自直流电源4的直流电压，通过逆变器2内的各开关元件的开关动作而被变换为例如被PWM调制(脉冲宽度调制)了的三相交流电压。通过将该三相交流电压施加于电动机1，在各电枢绕组(7u、7v及7w)流通与三相交流电压对应的电流，从而驱动电动机1。

电流传感器5检测在逆变器2的母线M_L中流过的电流(以下称为“母线电流”)。因为母线电流具有直流分量，所以也可将其解释为直流电流。在逆变器2中，下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同结线而与直流电源4的负输出端子4b连接。下臂9u、9v及9w的低电压侧被共同结线的配线为母线M_L，电流传感器5串联地介于母线13之间。电流传感器5将表示检测的母线电流(检测电流)的电流值的信号向控制部3传递。控制部3参照电流传感器5的输出信号，同时生成及输出上述三相电压指令值。而且电流传感器5例如为分流电阻或变流器等。此外，电流传感器5也可不设在连接下臂9u、9v及9w的低电压侧与负输出端子4b的配线(母线M_L)上，而设在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧与正输出端子4a的配线上。

此处，使用图2、图3、图4、图5(a)～(d)及图6对母线电流与各相的在电枢绕组中流过的相电流之间的关系进行说明。将在电枢绕组7u、7v及7w中流通的电流分别称为U相电流、V相电流及W相电流，并将它们分别(或将它们总称)称为相电流。此外，在相电流中，将从端子12u、12v或12w向中性点14流入的方向的电流的极性设为正，将从中性点14流出的方向的电流的极性设为负。

图2表示施加在电动机1上的三相交流电压的典型的一例。图2中，100u、100v及100w分别表示应施加在电动机1上的U相电压、V相电压及W相电压的波形。将U相电压、V相电压及W相电压分别称(或将它们总称)为相电压。在电动机1中流过正弦波状的电流的情况下，逆变器2的输出电压为正弦波状。

如图2所示，U相电压、V相电压及W相电压间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值确定，逆变器2根据三相电压指令值决定对各相的通电模式。图3中，将该通电模式用表进行表示。从图3的左侧开始的第一列～第三列表示通电模式。第四列后述。

通电模式中具有：

U、V及W相的下臂全部开启的通电模式“LLL”；

W相的上臂开启且U及V相的下臂开启的通电模式“LLH”；

V相的上臂开启且U及W相的下臂开启的通电模式“LHL”；

V及W相的上臂开启且U相的下臂开启的通电模式“LHH”；

U相的上臂开启且V及W相的下臂开启的通电模式“HLL”；

U及W相的上臂开启且V相的下臂开启的通电模式“HLH”；

U及V相的上臂开启且W相的下臂开启的通电模式“HHL”；

U、V及W相的上臂全部开启的通电模式“HHH”(省略上臂及下臂的符号(8u等)记述)。

图4表示在进行三相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波(career)信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系各种各样地变化，为说明的具体化，图4关注于图2所示的某一时刻101。即，图4表示U相电压的电压电平最大且W相电压的电压电平最小的情况。电压电平最大的相称为“最大相”，电压电平最小的相称为“最小相”，电压电平既非最大也非最小的相称为“中间相”。在图4所示状态中，最大相、中间相及最小相分别为U相、V相及W相。图4中，符号CS表示与各相电压的电压电平进行比较的载波信号。载波信号为周期性三角波信号，并将该信号周期称为载波周期。而且，因为载波周期远比图2所示的三相交流电压的周期短，所以假设如果将图4所示的载波信号的三角波在图2上表示，则该三角波看起来为一根线。

进一步参照图5(a)～(d)对相电流与母线电流的关系进行说明。图5(a)～(d)是图4的各时刻下的、电枢绕组周边的等价电路。

将各载波周期的开始时刻，即载波信号位于最低电平的时刻称为T0。在时刻T0，各相的上臂(8u、8v及8w)为开启。在此情况下，如图5(a)所示，由于形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

逆变器2参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*对各相电压的电压电平与载波信号进行比较。并且，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果到达最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻T1，则最小相的下臂开启，如图5(b)所示，最小相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下，从时刻T1至后述的时刻T2的期间，因为W相的下臂9w开启，所以W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻T2，则最大相的上臂开启且中间相及最小相的下臂开启，如图5(c)所示，最大相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下，从时刻T2至后述的时刻T3的期间，因为U相的上臂8u开启且V相及W相的下臂9v及9w开启，所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻T3，则所有相的下臂开启，如图5(d)所示，因为形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

在时刻T3与后述的时刻T4的中间时刻，在载波信号到达最大电平后，载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中，顺次到达图5(d)、(c)、(b)及(a)所示的状态。即，在载波信号的电平的下降过程中，如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T4，中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻为T5，最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻为T6，下一个载波周期的开始时刻为T7，则时刻T4-T5间、时刻T5-T6间、时刻T6-T7间分别为与时刻T2-T3间、时刻T1-T2间、时刻T0-T1间相同的通电模式。

从而，例如只要在时刻T1-T2间或T5-T6间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最小相的电流，只要在时刻T2-T3间或T4-T5间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最大相的电流。并且，中间相的电流能够利用三相电流的总和为0计算求得。图3的表的第四列中，对在各通电模式中作为母线电流流过的电流的相以标注电流极性的方式进行表示。例如，在与图3的表的第八行对应的通电模式“HHL”中，W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

而且，从载波周期去除时刻T1至T6之间的期间后的期间表示与最小相相对的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T2至T5之间的期间后的期间表示与中间相相对的PWM信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T3至T4之间的期间后的期间表示与最大相相对的PWM信号的脉冲宽度。

以U相为最大相且W相为最小相的情况举例，最大相、中间相及最小相的组合有6种。图6将该组合以表的形式表示。在将U相电压、V相电压及W相电压分别以V_u、V_v及V_w表示的情况下，

v_u＞v_v＞v_w成立的状态称为第一模式，

v_v＞v_u＞v_w成立的状态称为第二模式，

v_v＞v_w＞v_u成立的状态称为第三模式，

v_w＞v_v＞v_u成立的状态称为第四模式，

v_w＞v_u＞v_v成立的状态称为第五模式，

v_u＞v_w＞v_v成立的状态称为第六模式。

图4及图5(a)～(d)所示的例与第一模式对应。此外，图6也表示在各模式下检测的电流的相。

U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*具体地分别表示为计数器的设定值CntU、CntV及CntW。相电压越高，赋予越大的设定值。例如，在第一模式中，CntU＞CntV＞CntW成立。

在控制部3中设置的计数器(未图示)按载波周期以时刻T0为基准，使计数值从0开始向上计数。并且，在该计数值达到CntW的时刻，从W相的上臂8w开启的状态切换到下臂9w开启的状态，在该计数值达到CntV的时刻，从V相的上臂8v开启的状态切换到下臂9v开启的状态，在该计数值达到CntU的时刻，从U相的上臂8u开启的状态切换到下臂9u开启的状态。在载波信号达到最大电平后，计数值向下计数，执行相反的切换动作。

从而，在第一模式中，上述的计数值到达CntW的时刻与时刻T1对应，达到CntV的时刻与时刻T2对应，达到CntU的时刻与时刻T3对应。因此，在第一模式中，在计数值向上计数的状态下，在计数值大于CntW且小于CntV的时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的W相电流(极性为负)，在计数值大于CntV且小于CntU的时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的U相电流(极性为正)。

同样地考虑，如图6所示，在第二模式中，上述的计数值达到CntW的时刻与时刻T1对应，达到CntU的时刻与时刻T2对应，达到CntV的时刻与时刻T3对应。因此，在第二模式中，在计数值向上计数的状态下，能够从计数值大于CntW且小于CntU的时刻的母线电流中检测W相电流(极性为负)，能够从计数值大于CntU且小于CntV的时刻的母线电流中检测V相电流(极性为正)。对于第三～第六模式也同样。

此外，将时刻T1-T2间的、检测最小相的相电流的采样时刻(例如，时刻T1与T2的中间时刻)用ST1表示，将时刻T2-T3间的、检测最大相的相电流的采样时刻(例如，时刻T2与T3的中间时刻)用ST2表示。

而且，利用作为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)的计数器的设定值CntU、CnuV及CntW，确定对于各相的PWM信号的脉冲宽度(及占空比)。

基于上述原理，能够从母线电流检测各相电流，但实际的母线电流的电流波形包含如图7的标记102的振荡(ringing)。此外，也存在对电流传感器5的模拟输出信号进行A/D变换时的采样时间延迟等。如果考虑这些，当三相的相电压中任意两相的相电压间的电压值在规定的下限阈值V_LIM时，无法检测两个相的相电流。

以下将三相的相电压中，任意两相的相电压间的电压差称为“两相间电压差”，将无法检测两个相的相电流的期间以下称为“不可实测期间”。两相间电压差有U相电压与V相电压的电压差、V相电压与W相电压的电压差和W相电压与U相电压的电压差，但以下的说明中的“相间电压差”指他们三个电压差中最小的电压差。

具体地，当对于三相的相电压中任意两相的脉冲宽度差的一半在下式

(A)所表示的时间T_min以下时，两相关电压差变为下限阈值V_LIM以下，无法检测两个相的相电流。在图4(或图7)所示的例的情况下，当时刻T1-T2间或T2-T3间的时间在T_min以下时，两相关电压差变为V_LIM以下。因为利用三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)确定PWM信号的脉冲宽度，因此从三相电压指令值可判断现时刻是否为不可实测期间。

T_min＝T_d+T_rig+T_smpl+(T_{power_on}-T_{power_off})…(A)

此处，T_d是预先设定的停顿时间，T_rig是母线电流的振荡至收敛为止的时间，T_smpl是对电流传感器5的模拟输出信号进行A/D变换时的采样时间延迟，T_{power_on}是上臂和下臂的导通延迟时间，T_{power_off}是上臂和下臂的截止延迟时间。时间T_min是在电动机驱动系统的设计阶段预先设定。

对Trig等进一步进行说明。逆变器2通过切换三个相的上臂及下臂的导通/截止，向电动机1供给电动机电流，驱动电动机1，但在该切换时，在母线电流的电流波形中出现高频的振动。该振动通常称为振荡。该电流波形的振动随时间的经过而衰减，振动充分衰减至母线电流的电流波形稳定为止需要的时间(衰减时间)为时间T_rig。时间T_rig通过电流波形的实测而在电动机驱动系统的设计阶段被预先设定。

此外，控制部3具备对电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号的A/D变换器(未图示)，并利用该数字信号检测母线电流的电流值。该A/D变换器例如设置在后述的电动机电流再现部21(参照图9)内。为使A/D变换器对具有某一特定的电压值的模拟信号进行采样，并将正确地表示该特定的电压值的数字信号输出，需要在一定期间将给予A/D变换器的模拟信号持续地保持在该特定的电压值。该一定期间的长度为T_smpl。该一定期间的长度(即时间T_smpl)是由A/D变换器的电特性确定的固有的时间长度，在电动机驱动系统的设计阶段被预先设定。

对截止延迟时间和导通延迟时间进行说明。为说明的具体化，考虑各开关元件(8u、8v、8w、9u、9v及9w)为场效应晶体管(FET)的情况。在FET导通的状态下，对FET的栅极施加用于使该FET截止的截止信号。从对栅极施加该截止信号的时刻起算，如果经过截止延迟时间，则FET完全变为截止，在未经过截止延迟时间的时刻，FET的状态为导通的状态或从导通向截止转移的状态。同样地，在FET截止的状态下，对FET的栅极施加用于使该FET导通的导通信号。从对栅极施加该导通信号的时刻起算，如果经过导通延迟时间，则FET完全变为导通，在未经过导通延迟时间的时刻，FET的状态为截止的状态或从截止向导通转移的状态。截止时间延迟T_{power_off}和导通延迟时间T_{power_on}由各开关元件(8u等)的电特性规定，且在时间Tmin的设定中考虑。将截止时间延迟及导通延迟时间总称称为开关时间延迟。

在电动机驱动系统的设计阶段，通过确定T_d、T_rig、T_smpl、T_{power_off}及T_{power_on}，准确地确定T_min。从在T_min和逆变器2中采用的载波频率(载波信号的频率)，准确地确定为实测两个相的相电流而必须的两个相间电压差的最小值。该最小值为下限阈值V_LIM。下限阈值V_LIM也在电动机驱动系统(控制部3)的设计阶段被确定，用于判断现时刻是否在不可实测期间(或后述的保持期间)内。

在本实施方式所述的电动机驱动系统中，在不可实测期间内，具有将旋转坐标上的电压指令值保持于过去的电压指令值的功能。

[状态量的定义]

在详细说明关于该保持之前，进行各种状态量(状态变量)的说明及定义。图8是电动机1的解析模型图。图8中表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下将其简单称为U相轴、V相轴及W相轴)。6a是设置在电动机1的转子6上的永久磁铁。在以与永久磁铁6a产生的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永久磁铁6a产生的磁通方向取为d轴，与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴。此外，虽未图示，但从d轴起电角增加90度的相位上取为q轴，从γ轴起电角增加90度的相位取为δ轴。将d轴和q轴总称称为dq轴，以dq轴为坐标轴的坐标称为dq坐标。将γ轴和δ轴总称称为γδ轴，以γδ轴为坐标轴的坐标称为γδ坐标。

d q轴旋转，并以ω表示其旋转速度。γδ轴也旋转，并以ω_e表示其旋转速度。此外，在某一瞬间的旋转的dq坐标中，由θ表示从U相的电枢绕组固定轴观察的d轴的相位(角度)。同样地，在某一瞬间的旋转的γδ坐标中，由θ_e表示从U相的电枢绕组固定轴观察的γ轴的相位(角度)。如此，d轴与γ轴的轴误差Δθ以Δθ＝θ-θ_e表示。由θ或θ_e表示的相位(角度)是电角中的相位(角度)，通常称呼，将他们称为转子位置。由ω或ω_e表示旋转速度是电角中的角速度。

此外，从逆变器2施加在电动机1上的整体的电动机电压以V_a表示，从逆变器2向电动机1供给的整体的电动机电流以I_a表示。并且，以γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d及q轴电压v_q分别表示电动机电压V_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量及q轴分量，以γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ分别表示电动机电流I_a的γ轴分量、δ轴分量。

以γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_δ ^*分别表示对于γ轴电压v_γ及δ轴电压v_δ的指令值。v_γ ^*及v_δ ^*分别表示v_γ及v_δ需追随的电压(电压值)。

以γ轴电流指令值i_γ ^*及δ轴电流指令值i_δ ^*分别表示对于γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ的指令值。i_γ ^*及i_δ ^*分别表示i_γ及i_δ需追随的电流(电流值)。

《第一实施例》

对图1所示的电动机驱动系统的第一实施例进行说明。图9是第一实施例所述的电动机驱动系统的详细框图。如图9所示，控制部3具备以标记21～28参照的各部位。构成电动机驱动系统的各部位根据需要可自由地利用全部在电动机驱动系统内生成的值。

电动机电流再现部21基于从坐标变换器27输出的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)确定检测最小相的相电流的采样时刻ST1及检测最大相的相电流的采样时刻ST2(参照图6)，并在采样时刻ST1及ST2对来自电流传感器5的模拟输出信号进行采样，并通过A/D变换，再现电动机电流I_a。具体地，再现U相电流i_u及V相电流i_v，并将他们送至坐标变换器22。此时，如果需要，利用U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流iw的总和为0。而且，关于电流，“再现”与“检测”同义。从而，电动机电流再现部也可以称为电动机电流检测部。

坐标变换器22基于由位置·速度推定器28(以下，简单称为推定器28)给予的转子位置(推定转子位置)θ_e，将U相电流i_u及V相电流i_v坐标变换为γδ轴上，由此计算并输出γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ。

速度控制部23参照由设置在控制部3的内部或外部的旋转速度指令值产生部(未图示)给予的旋转速度指令值ω^*和由推定器28给予的旋转速度(推定旋转速度)ω_e，通过使用比例积分控制等，以速度误差(ω^*-ω_e)收敛于0的方式，计算并输出γ轴电流指令值i_γ ^*及δ轴电流指令值i_δ ^*。

电流控制部24参照由速度控制部23算出的i_γ ^*及i_δ ^*和来自坐标变换器22的i_γ及i_δ，通过使用比例积分控制等，以电流误差(i_γ ^*-i_γ)及(i_δ ^*-i_δ)收敛于0的方式，计算并输出γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_γ ^*。

形成控制部3的各部位以规定的更新周期对本身算出并输出的指令值(包括i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*、v_δ ^*、v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)或状态量(包括i_u、i_v、i_γ、i_δ、θ_e及ω_e)进行更新。

保持期间设定部25基于从坐标变换器27输出的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，判断两相间电压差是否在上述的下限阈值V_LIM以下，并基于该判断结果来设定保持期间。保持期间设定部25将两相间电压差在下限阈值V_LIM以下的期间(即，不可实测期间)的全部包含在保持期间内。例如，使保持期间与两相间电压差在下限阈值V_LIM以下的期间一致。

电压指令值保持部26在保持期间设定部25的控制下，保持从电流控制部24输出的规定时刻的v_γ ^*及v_δ ^*，并在保持期间外，原样将电流控制部24现在输出的v_γ ^*及v_δ ^*输出到坐标变换器27，在保持期间内，将自身保持的v_γ ^*及v_δ ^*输出到坐标变换器27。而且，即使在保持期间外，电压指令值保持部26保持规定时刻的v_γ ^*及v_δ ^*(其保持值不被给予坐标变换部27)。从而，保持期间与电压指令值保持部26保持规定时刻的v_γ ^*及v_δ ^*期间相关联，但并不限于与该期间完全一致(其中也有一致的情况)。为明确地排除“保持期间”与“电压指令值保持部26保持规定时刻的v_γ ^*及v_δ ^*的期间”的混同，也可将本实施方式的记载中的“保持期间”称为“特定期间”。

坐标变换器27基于从推定器28输出的转子位置θ_e，通过将由电压指令值保持部26给予的v_γ ^*及v_δ ^*坐标变换为三相的固定坐标轴上，计算并输出三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)。

推定器28使用来自坐标变换器22的i_γ及i_δ以及来自电流控制部24的v_γ ^*及v_δ ^*中的全部或一部分，通过比例积分控制，以使d轴与γ轴之间的轴误差Δθ(参照图8)收敛于0的方式，推定转子位置θ_e及旋转速度ω_e。作为转子位置θ_e及旋转速度ω_e的推定方法，提出各种方法，推定器28可采用公知的任一种方法。例如，可以使用特许第3411878号公报中记载的方法。利用推定器28推定的转子位置θ_e输出到坐标变换器22及27，利用推定器28推定的旋转速度ω_e输出到速度控制部23。

逆变器2根据来自坐标变换器27的三相电压指令值，控制逆变器2内的各臂的开关，由此将与由控制部3生成的指令值(i_γ ^*及i_δ ^*等)对应的电动机电流I_a供给电动机1，并驱动电动机1。

图10表示关注于两相间电压差的、控制部3的概略的动作顺序。控制部3将两相间电压差变小的期间确定作为保持期间，例如，在保持期间中，使用保持期间的前面的v_γ ^*及v_δ ^*，实施无位置传感器矢量控制。另一方面，在保持期间外，基于检测的i_u及i_v，计算v_γ ^*及v_δ ^*，并基于计算出的v_γ ^*及v_δ ^*，实施无位置传感器矢量控制。

参照图11，关注于一个保持期间，对在该保持期间前后的控制部3的动作进一步详细地说明。图11将横轴取为时间，表示v_γ ^*、v_δ ^*、θ_e、ω_e、i_u、i_v、i_γ及i_δ的移动变化，与从U相电压为最大相且V相电压为中间相的状态迁移到U相电压为中间相切V相电压为最大相的状态的区间相对应。将v_γ ^* 、v_δ ^*、θ_e、ω_e、i_u、i_v、i_γ及i_δ作为以规定的更新周期来更新值的离散值，并将更新时刻t下的v_γ ^*、v_δ ^*、θ_e、ω_e、i_u、i_v、i_γ及i_δ分别以v_γ ^*[t]、v_δ ^*[t]、θ_e[t]、ω_e[t]、i_u[t]、i_v[t]、i_γ[t]及i_δ[t]表示。同样地，将更新时刻t下的ω^*、i_γ ^*、i_δ ^*、v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别以ω^*[t]、i_γ ^*[t]、i_δ ^*[t]、v_u ^*[t]、v_v ^*[t]及v_w ^*[t]表示。而且，更新时刻并不表示一瞬时的时刻，而是考虑了运算时间等具有某一程度的宽度的时间概念。更新时刻t与下一更新时刻(t+1)之间的期间长与上述的更新周期相当。

基于i_u[t]及i_v[t]以及θ_e[t-1]，计算i_γ[t]及i_δ[t]，并基于i_γ[t]及i_δ[t]以及v_γ ^*[t-1]及v_δ ^*[t-1]，计算θ_e[t]及ω_e[t]，并基于ω^*[t]、ω_e[t]，计算i_γ ^*[t]及i_δ ^*[t]。电流控制部24基于i_γ ^*[t]及i_δ ^*[t]以及i_γ[t]及i_δ[t]，计算出v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]。坐标变换器27基于θ_e[t]和被给予v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]，计算v_u ^*[t]、v_v ^*[t]及v_w ^*[t]。

现在，更新时刻t以前不包含于保持期间，基于v_u ^*[t]、v_v ^*[t]及v_w ^*[t]，保持期间设定部25判断将更新时刻(t+1)以后包含于保持期间。并且，考虑至更新时刻(t+k)时刻关注的保持期间完成的情况下。即，更新时刻(t+1)～(t+k)包含于一个保持期间，更新时刻(t+k+1)以后不包含于该保持期间。此处，k为2以上整数。

在该情况下，在更新时刻t下，利用使用了电流传感器5的实测，计算出i_u[t]及i_v[t]，也计算出i_γ[t]及i_δ[t]，然后计算出θ_e[t]及ω_e[t]。并且，利用速度控制部23计算出i_γ ^*[t]及i_δ ^*[t]后，由电流控制部24计算出的v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]原样经由电压指令值保持部26被给予坐标变换器27，坐标变换器27根据该v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]，计算出v_u ^*[t]、v_v ^*[t]及v_w ^*[t]。

在保持期间内，电流传感器5的输出信号被采样，不计算i_u、i_v、i_γ及i_δ。但是，即使在保持期间中，也可进行电流传感器5的输出信号的采样(只是不根据该采样值进行i_u等的计算)。

在保持期间内，推定器28暂时停止基于i_γ及i_δ来推定θ_e及ω_e。并且，根据更新时刻t以前的θ_e的变化状态或者根据更新时刻t以前的旋转速度信息，推定保持期间内的θ_e以使保持期间内的θ_e变化。更新时刻t以前的旋转速度信息是指ω_e[t]或者ω^*[t]。在定常状态下，ω_e[t]与ω^*[t]几乎一致。而且，因为ω_e[t]由更新时刻t以前的θ^e的每单位时间变化量计算，因此可以说，“根据ω_e[t]推定保持期间内的θ_e”与“根据更新时刻t以前的θ_e的变化状态来推定保持期间内的θ_e”等价，前者和后者导出相同的结果。

具体地，例如，以θ_e[t]为基准，假定在保持期间内转子6以ω_e[t]或者ω^*[t]的旋转速度持续旋转，推定保持期间内的θ_e(即，θ_e[t+1]～θ_e[t+k])。从而，保持期间内的ω_e(即，ω_e[t+1]～ω_e[t+k])与ω_e[t]相同。保持期间内推定的转子位置及旋转速度(θ_e[t+1]及ω_e[t+1]等)输出到坐标变换器27及速度控制部23。在定常状态下，转子以恒定的比例持续旋转，因此，即使如上所述地推定保持期间内的θ_e及ω_e，也没有实际损害。

电压指令值保持部26对在保持期间之前从电流控制部24输出的v_γ ^*及v_δ ^*进行保持。即，保持v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]，并在该保持期间内继续输出。从而，在更新时刻(t+1)～(t+k)中，给予坐标变换器27的v_γ ^*及v_δ ^*(即，v_γ ^*[t+1]～v_γ ^*[t+k]及v_δ ^*[t+1]～v_δ ^*[t+k])与在保持期间前从电流控制部24输出的v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]相同。

保持期间结束后，返回到与保持期间开始前相同的动作。即，在保持期间结束后访问的更新时刻(t+k+1)中，利用电流传感器5的实际测量，计算出i_u[t+k+1]及i_v[t+k+1]，并计算出i_γ[t+k+1]及i_δ[t+k+1]，然后考虑θ_e[t+k]及ω_e[t+k]的连续性，计算出θ_e[t+k+1]及ω_e[t+k+1]。并且，利用速度控制部23算出i_γ ^*[t+k+1]及i_δ ^*[t+k+1]后，使用i_γ[t+k+1]及i_δ[t+k+1]以及i_γ ^*[t+k+1]及i_δ ^*[t+k+1]并由电流控制部24算出的v_γ ^*[t+k+1]及v_δ ^*[t+k+1]原样经由电压指令值保持部26被赋予坐标变换器27，坐标变换器27根据该v_γ ^*[t+k+1]及v_δ ^*[t+k+1]，计算出v_u ^*[t+k+1]、v_v ^*[t+k+1]及v_w ^*[t+k+1]。对更新时刻(t+k+2)以后也同样。

图12表示实施了上述的保持的情况下的电压波形。图12中，横轴是时间，标记103表示U相电压v_u的电压波形，标记104表示v_δ ^*的波形，标记105表示v_γ ^*的波形。可知，由波状线106及107包围的各区域内存在保持期间，但U相电压v_u变为没有变形的平滑的电压。即，如修正脉冲宽度的方法(参照图20)，因为不产生电压的变形(电压指令的不连续)，因此电动机1可平滑地驱动。在定常状态下，因为转子以恒定的比例持续旋转，因此，如果如上所述地推定保持期间内的θ_e，则各相电压的电压波形构成大致理想的电压波形。因此，能够抑制电动机驱动系统及具备其的冷藏库用压缩机和空气调和机(特别例如，车载用空气调和机)中的振动和噪音。

此外，如在特开2004-64903号公报记载的现有方法中，在不可实测期间，需要将通过dq变换过去的三相电流得到的d轴q轴电流再次逆变换为三相的这样复杂的计算，但在本实施例中，不需要此种复杂的计算。此外，在使用本实施方式中的标记考虑的情况下，在该现有方法中，在不可实测期间，基于过去的i_γ及i_δ，速度控制部及电流控制部需要计算i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*及v_δ ^*这样的运算处理。在该运算处理的过程中，无意识地混入运算误差。另一方面，根据本实施例，因为不混入此种运算误差，因此可更高精度地矢量控制电动机1。此外，在保持期间中，因为能够中止速度控制部23及电流控制部24的运算处理，因此也可期待控制处理时间的缩短。

此外，在本实施例中，不需要如特开2005-45848号公报、特开2003-224982号公报及特开2004-104977号公报中记载的方法来变更载波频率(载波信号的频率)。为可变更载波频率，需要利用高性能计算机的复杂的处理。此外，如果使载波频率降低，则产生控制周期变慢、噪音变大的缺点，但在本实施例中没有此种缺点。

此外，在保持期间内，既不需要对电流传感器5的输出信号进行采样也不需要对采样时刻进行计算，因此也可实现处理的高速化。

而且，在上述的实施例中，电压指令值保持部26保持在保持期间之前从电流控制部24输出的v_γ ^*及v_δ ^*，即v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]，并在保持它们的期间内继续地输出。但是，电压指令值保持部26保持并在保持期间内输出的电压指令值并不一定需要是v_γ ^*[t]及v_δ ^*[t]。例如，电压指令值保持部26保持在保持期间前从电流控制部24输出的v_γ ^*[t-j]及v_δ ^*[t-j]，并在该保持期间内继续地将其输出。此处，j为1以上的整数，但本来基于电流传感器5的实测值，计算出v_γ ^*及v_δ ^*更好，因此j尽可能小的值较好，极致地，如上述的实施例，期望j＝0。

总而言之，电压指令值保持部26对从所关注的保持期间来看过去由电流控制部24输出的v_γ ^*及v_δ ^*，即v_γ ^*[t-j]及v_δ ^*[t-j]进行保持，并在该保持期间内继续地将其输出(此处，j为0以上的整数，例如预先作为固定值设定)。更具体地，对以从保持期间外迁移到保持期间内的边界时刻为基准的、该保持期间前的规定时刻中的电流控制部24的输出值v_γ ^*[t-j]及v_δ ^*[t-j]进行保持，并在该保持期间内继续地将其输出。在此情况下，在更新时刻(t+1)～(t+k)下，给予坐标变换器27的v_γ ^*及v_δ ^*(即v_γ ^*[t+1]～v_γ ^*[t+k]及v_δ ^*[t+1]～v_δ ^*[t+k])与从电流控制部24输出的v_γ ^*[t-j]及v_δ ^*[t-j]相同。

[保持期间的设定方法]

对于由保持期间设定部25进行的保持期间的设定方法进行说明。作为设定方法，例示第一及第二设定方法。保持期间设定部25可采用第一或第二设定方法。

对第一设定方法进行说明。在第一设定方法中，保持期间设定部25不局限于现时刻是在保持期间外还是保持期间内，总是基于三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)判断两相间电压差是否在下限阈值V_LIM以下。并且，将两相间电压差在下限阈值V_LIM以下的期间包含在保持期间内。

对第二设定方法进行说明。在第二设定方法中，保持期间设定部25在保持期间外基于三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)判断两相间电压差是否在下限阈值V_LIM以下。并且，将从两相间电压差大于下限阈值V_LIM的状态向下限阈值V_LIM以下的状态迁移的时刻(或者该时刻的稍前时刻)作为保持期间的开始时刻。

并且，基于保持期间的开始时刻的旋转速度信息(ω_e或ω^*)来设定保持期间的长度。在定常状态下，因为转子以恒定的比例持续旋转，因此，基于旋转速度信息可以推定在经过了一段时间的时刻，两相间电压差再次大于下限阈值V_LIM。如果保持期间的开始时刻与保持期间的长度确定，则保持期间的完成时刻也自动地确定。

而且，两相间电压差大于下限阈值V_LIM的期间即使若干包含于保持期间，因为得到如图12的电压波形，因此问题少。此应用第一及第二设定方法两者，此外，也应用后述的第二实施例中的第三设定方法。

《第二实施例》

在第一实施例中，作为保持期间的设定方法例示了第一及第二设定方法，但除此以外，也可利用第三设定方法。作为利用第三设定方法实施例，例示第二实施例。第二实施例仅保持期间的设定方法与第一实施例不同，对于其他方面，第一及第二实施例相同。从而，仅关注于保持期间的设定方法进行说明。

首先，进行与第三设定方法相关的轴的定义和数学式的导出。

图13示出表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，作为旋转轴的d轴及q轴与电压矢量的关系的空间矢量图。标有符号110的矢量是电压矢量。从q轴所见的电压矢量110的相位以ε表示。以U相轴为基准的电压矢量110的相位以(θ+ε+π/2)表示。

电压矢量110是将施加在电动机1上的电压作为矢量对待，例如，在关注于γδ坐标的情况下，电压矢量110的γ轴分量及δ轴分量分别为v_γ及v_δ。实际上，在电动机驱动系统内，计算γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_δ ^*，并利用v_γ ^*及v_δ ^*表示电压矢量110。因此，电压矢量也可称为电压指令矢量。

U相轴附近、V相轴附近及W相轴附近的带有阴影的星号状的区域111表示无法检测两个相的电流的区域。例如，在V相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于U相轴附近，在U相电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于V相轴附近。

如此，无法检测两个相的电流的区域111以U相轴为基准，每电角60度地存在，如果电压矢量110位于该区域111，则无法检测两个相的相电流。因而，如果判断关注的时刻下的电压矢量(电压指令矢量)是否位于区域111内，则可判断是否应当将该时刻包含于保持期间。

为执行该判断，现在关注无法检测两个相的相电流的区域111的特性，考虑每60度的电角步进地旋转的坐标。将该坐标称为ab坐标(而且，dq坐标或γδ坐标为连续旋转的坐标)。ab坐标以相互正交的a轴和b轴为坐标轴。图14表示a轴取得的六个轴。a轴对应于电压矢量110的相位(θ+ε+π/2)，为a₁轴～a₆轴的任一个。a₁轴、a₃轴及a₅轴分别与U相轴、V相轴及W相轴一致，a₂轴、a₄轴及a₆轴分别为a₁轴与a₃轴的中间轴，a₃轴与a₅轴的中间轴及a₅轴与a₁轴的中间轴。而且，对于标有符号131的圆后述。

电压矢量110在位于标有符号121的范围内的情况下，即在11π/6≤(θ+ε+π/2)＜0，或0≤(θ+ε+π/2)＜π/6成立的情况下，a轴为a₁轴，

电压矢量110在位于标有符号122的范围内的情况下，即在π/6≤(θ+ε+π/2)＜π/2成立的情况下，a轴为a₂轴，

电压矢量110在位于标有符号123的范围内的情况下，即在π/2≤(θ+ε+π/2)＜5π/6成立的情况下，a轴为a₃轴，

电压矢量110在位于标有符号124的范围内的情况下，即在5π/6≤(θ+ε+π/2)＜7π/6成立的情况下，a轴为a₄轴，

电压矢量110在位于标有符号125的范围内的情况下，即在7π/6≤(θ+ε+π/2)＜3π/2成立的情况下，a轴为a₅轴，

电压矢量110在位于标有符号126的范围内的情况下，即在3π/2≤(θ+ε+π/2)＜11π/6成立的情况下，a轴为a₆轴。例如在电压矢量110位于图14所示的位置时，a轴为a₄轴。

如此，a轴伴随电压矢量的旋转，每60度步进地旋转，b轴也与a轴正交，同时与a轴一起每60度步进地旋转。a轴及b轴也可表现为是每60度地被量子化并每60度地旋转的坐标轴。因此，a轴通常位于无法检测两个相的电流的区域的中心。

对与ab坐标关联的式子进行说明。a₁轴～a₆轴内，电压矢量110最靠近的轴的相位以U相轴作为基准，以“(n+2)π/3”表示。此处，n是(θ+ε)除以π/3后得到的商。为方便起见，如图15所示，将θ分解为上述的相位(n+2)π/3、和该相位(n+2)π/3与θ的差分相位θ_D。这些相位的关系由式(1-1)及式(1-2)表示。

$\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&epsiv;}=\frac{\mathrm{n\&pi;}}{3}+\mathrm{\&alpha;},$ (其中， $0\&le;\mathrm{\&alpha;}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}$ )…(1-1)

$\mathrm{\&theta;}={\mathrm{\&theta;}}_D+\frac{(n+2)\mathrm{\&pi;}}{3}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-2)$

通过对dq坐标以差分相位θ_D进行坐标变换，可将电压矢量110作为ab坐标上的电压矢量对待。在ab坐标上考虑，如果将电压矢量110的a轴分量及b轴分量设为a轴电压v_a及b轴电压v_b，则d轴电压v_d及q轴电压v_q与a轴电压v_a及b轴电压v_b满足下式(1-3)的坐标变换式。

$\left(\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&theta;}}_D& -\sin {\mathrm{\&theta;}}_D\\ \sin {\mathrm{\&theta;}}_D& \cos {\mathrm{\&theta;}}_D\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-3)$

差分相位θ_D能够如下计算出。参照θ求出与使用下式(1-4)计算出的ε符合的n(即，(θ+ε)除以π/3后得到的商)。将该求得的n与θ代入上述式(1-2)，得到差分相位θ_D。

$\mathrm{\&epsiv;}={\tan }^{-1}\left(\frac{-v_d}{v_q}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-4)$

因为a轴总是位于不可检测两个相的相电流的区域的中心，因此将dq轴上的电压矢量变换到ab坐标上，并参照该变换到ab坐标上的电压矢量的a轴分量及b轴分量，可判断电压矢量(电压指令矢量)是否在区域111内。此外，电压矢量110包含在圆131内部的状态与三相的相电压相互接近的状态相对应，在该状态下，也不能检测两个相的相电流。

图16表示第二实施例所述的保持期间设定部25a的内部框图。在第二实施例中，代替图9的保持期间设定部25，使用保持期间设定部25a。在保持期间设定部25a中，作为上述式(1-1)～(1-4)等中的v_d及v_q以及θ，分别使用从电压指令值保持部26输出的v_γ ^*及v_δ ^*以及从推定器28输出的θ_e。

坐标旋转部41使用从推定器28输出的θ_e，对于从电压指令值保持部26输出的v_γ ^*及v_δ ^*，按照式(1-3)进行坐标变换，并求得a轴电压v_a及b轴电压v_b。式(1-3)的差分相位θ_D的计算时，使用利用式(1-4)的上述的方法。

判定部42基于由坐标旋转部41求得的a轴电压v_a及b轴电压v_b，进行关于两相间电压差的判定处理。具体地，判断b轴电压v_b的大小(绝对值)是否小于规定的阈值Δ(其中，Δ＞0)。即，判断下述式(1-5)是否成立(关于阈值Δ的意义参照图17)。进而，判断a轴电压v_a是否满足下述式(1-6)。

$\left|v_b\right|<\mathrm{\&Delta;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-5)$

$v_a<\sqrt{3}\mathrm{\&Delta;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;(1-6)$

b轴电压v_b是a轴(a₁～a₆轴；参照图14)的正交电压分量，因此在式(1-5)成立的情况下，由v_γ ^*及v_δ ^*表示的电压指令矢量的终点位于不可检测两个相的相电流的区域111内(参照图17)。在式(1-6)成立的情况下，由v_γ ^*及v_δ ^*表示的电压指令矢量的终点位于图14(或图17)的圆131内。从而，判定部42在式(1-5)及(1-6)中至少一方成立的情况下，判断为两相间电压差在上述的下限阈值V_LIM以下，在式(1-5)及(1-6)都不成立的情况下，判断为两相间电压差大于下限阈值V_LIM。

并且，保持期间设定部25a以两相间电压差为下限阈值V_LIM以下的期间包含在保持期间内的方式来设定保持期间。在第二实施例中，按照由保持期间设定部25a设定的保持期间，电动机驱动系统内的各部位(电压指令值保持部26或推定器28等)工作。

如第二实施例地设定保持期间，当然也可得到与第一实施例同样的效果。

《第三实施例》

在第一或第二实施例所述的电动机驱动系统中，实施使d轴与γ轴之间的轴误差Δθ收敛于0的矢量控制，即实施使γ轴追随d轴的矢量控制，但也可实施使γ轴追随与d轴不同的轴的矢量控制。将相对于该第一或第二实施例的该变形例作为第三实施例。例如，对上述非专利文献1及特开2007-259686号公报中记载的dm轴进行定义，并实施使γ轴追随dm的矢量控制也可。

dm轴是从qm轴电角慢90度的轴。qm轴是指朝向与实现最大转矩控制时应供给电动机1的电流矢量的朝向一致的旋转轴。应供给电动机1的电流矢量是指以矢量表示应供给电动机1的电流。此外，也可将相位比实现最大转矩控制时朝向与应供给电动机1的电流矢量的朝向一致的旋转更快的旋转轴作为qm轴。

在实施使γ轴追随dm轴的矢量控制的情况下，例如，可以如下地处理。在保持期间外，图9的推定器28使用来自坐标变换器22的i_γ及i_δ以及来自电流控制部24的v_γ ^*及v_δ ^*中的全部或一部分来推定dm轴与γ轴之间的轴误差Δθ_m，并使用比例积分控制，以使轴误差Δθ_m收敛于0的方式来推定转子位置θ_e及旋转速度ω_e。在保持期间内的动作与第一或第二实施例中的动作相同。

《第四实施例》

第一～第三实施例所述的电动机驱动系统进行不使用用于检测转子位置的位置传感器的无位置传感器矢量控制。但是，第一～第三实施例中所述的技术在设有位置传感器的情况下也有用。将设有位置传感器的电动机驱动系统作为本发明的第四实施例。第一～第三实施例中所述的事项只要没有矛盾，也可适用于第四实施例。

为说明的具体化，对在第一实施例所述的图9的电动机驱动系统中追加位置传感器及位置检测部的结构进行说明。图18表示具有该结构的电动机驱动系统的框图。该电动机驱动系统除了θ_e和ω_e基于位置传感器的输出信号检测此点及伴随于此不需要推定器28这点外与图9的电动机驱动系统相同。

位置传感器51例如由霍尔元件或解析器构成，输出用于确定转子6的永久磁铁6a的磁极位置的信号(即，用于确定角度θ的信号)。位置检测部52由位置传感器51的输出信号，检测从U相的电枢绕组固定轴观察的d轴的相位。检测的相位(转子位置)作为θ_e处理。利用位置检测部52检测的转子位置θ_e理想情况下与图8的θ完全一致，且其被赋予坐标变换器22及27。此外，通过用微分器53对θ_e进行微分，得到ω_e，且ω_e被赋予速度控制部23。

并且，与第一实施例相同，电压指令值保持部26保持从电流控制部24输出的规定时刻的v_γ ^*及v_δ ^*，并在保持期间外，将电流控制部24现在输出的v_γ ^*及v_δ ^*原样输出到坐标变换器27，在保持期间内，将本身保持的v_γ ^*及v_δ ^*输出到坐标变换器27。因为使用位置传感器51，并不局限于现时刻是否属于保持期间内，总是检测转子位置θ_e。从而，坐标变换器27总是基于转子位置θ_e，将由电压指令值保持部26给予的v_γ ^*及v_δ ^*向三相的固定坐标轴上进行坐标变换，其中，转子位置θ_e基于位置传感器51的输出信号，由此，计算并输出三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)。

如第四实施例地构成电动机驱动系统当然也可得到与第一实施例同样的效果(相电压的电压波形平滑等)。

《变形等》

以下，作为上述实施方式的变形例或注释事项，记述注释1～注释4。在各注释中记载的内容只要没有矛盾，则可任意地进行组合。

[注释1]

处理了由逆变器2使用三相调制的情况，但本发明并不依赖于调制方式。例如，在由逆变器2进行两相调制的情况下，通电模式与图3所示的三相调制的通电模式不同。在两相调制中，因为最小相的下臂总是开启，所以不存在与图4中的时刻T0-T1间及T6-T7间对应的通电模式。但是，结果，如果想在与时刻T1-T2间及T2-T3间对应的通电模式下对母线电流进行检测，则对于能够检测最大相及最小相的电流这点没有变化。

[注释2]

包括上述的各种指令值(i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*及v_δ ^*等)或状态量(i_γ、i_δ等)的应导出的所有的值的导出方法任意。即，例如，可以由控制3内的运算到处他们，也可由预先设定的表数据导出。

[注释3]

图1所示的控制部3的功能的一部分或全部例如通过使用嵌入在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现控制部3的情况下，表示控制部3的各部的结构的框图表示功能框图。当然，也可不用软件(程序)，仅由硬件，或者由软件与硬件的组合来构成控制部3。

[注释4]

在本说明书中，为了简化叙述，也存在仅由记号(i_γ等)的标记表现与该记号对应的状态量等的情况。即，在本说明书中，例如“i_γ”与“γ轴电流i_γ”所指相同。

此外，在本说明书及附图中需要留意以下几点。附图中，作为所谓下标文字表现的γ及δ等，在说明书中可作为不是下标的标准文字标记。应忽略该γ及δ等下标文字与标准文字的不同。

[数5]

即，例如，i_γ表示与iγ相同，i_δ表示与iδ相同。

工业上的可利用性

本发明适于使用电动机的所有的电子设备。例如，利用电动机的旋转驱动的电力汽车、冰箱用压缩机、空气调和机(特别是例如车载用空气调和机)。

Claims (11)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电动机电流检测部，其由在驱动三相式电动机的逆变器与直流电源之间流动的电流来检测在所述电动机中流动的电动机电流；

电压指令值生成部，其基于所述电动机电流，生成作为向所述电动机施加的施加电压的目标的电压指令值并将其输出；

电压指令值保持部，其保持从所述电压指令值生成部输出的过去的所述电压指令值；以及

特定期间设定部，其由所述电动机的U相、V相及W相电压中的两相间电压差来设定特定期间，

在所述特定期间外，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值，经由所述逆变器控制所述电动机，另一方面，在所述特定期间内，基于由所述电压指令值保持部保持的所述电压指令值，经由所述逆变器控制所述电动机。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述特定期间设定部将所述两相间电压差在规定的阈值以下的期间包含在所述特定期间内。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述逆变器具备三相份串联连接的两个开关元件，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值或保持于所述电压指令值保持部的所述电压指令值，对各开关元件进行开关控制，由此驱动所述电动机，

在将流动于所述逆变器和所述直流电源之间的所述电流称为被测定电流的情况下，

所述电动机电流检测部通过将对应所述被测定电流的模拟信号变换为数字信号来检测所述被测定电流，并由该被测定电流检测所述电动机电流，

根据各开关元件进行开关时产生的所述被测定电流的振动的衰减时间，预先设定所述阈值。

4.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

在将流动于所述逆变器和所述直流电源之间的所述电流称为被测定电流的情况下，

所述电动机电流检测部通过将对应所述被测定电流的模拟信号变换为数字信号来检测所述被测定电流，并由该被测定电流检测所述电动机电流，

根据将所述模拟信号变换为所述数字信号时所需要的时间，预先设定所述阈值。

5.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述逆变器具备三相份串联连接的两个开关元件，基于从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值或保持于所述电压指令值保持部的所述电压指令值，对各开关元件进行开关控制，由此驱动所述电动机，

根据各开关元件的开关延迟时间，预先设定所述阈值。

6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值保持部保持在所述特定期间之前从所述电压指令值生成部输出的所述电压指令值。

7.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值是伴随所述电动机的转子的旋转而旋转的旋转坐标上的两相的电压指令值。

8.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

该电动机控制装置在所述特定期间内，根据所述电动机的转子位置，使所述U相、V相及W相电压分别变化。

9.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机控制装置还具备：

推定部，其推定所述电动机的转子位置；和

坐标变换部，其基于推定的所述转子位置，将从所述电压指令值生成部输出或者保持于所述电压指令值保持部的所述两相的电压指令值变换为3相电压指令值，

该电动机控制装置按照所述三相电压指令值控制所述电动机，

所述推定部在所述特定期间外，基于所述电动机电流推定所述转子位置，在所述特定期间内，停止基于所述电动机电流的所述转子位置的推定，并以在该特定期间前推定的所述转子位置为基准，基于所述特定期间前的所述转子位置的变化状态，或者基于所述特定期间前的所述电动机的旋转速度信息，推定所述特定期间内的所述转子位置。

10.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，

该电动机控制装置还具备：

位置检测部，其使用位置传感器检测所述电动机的转子位置；和

坐标变换部，其基于检测的所述转子位置，将从所述电压指令值生成部输出或者保持于所述电压指令值保持部的所述两相的电压指令值变换为三相电压指令值，

该电动机控制装置按照所述三相电压指令值控制所述电动机。

11.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：

三相式的电动机；

驱动所述电动机的逆变器；

通过控制所述逆变器来控制所述电动机的权利要求1所述的电动机控制装置。

Images