JP2009261109A - 電動モータの制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 モータ速度応答性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現することができる電動モータの制御装置を提供すること。
【解決手段】 3相交流同期モータ201を、速度制御のためにゲインを用いて行う指令電流Ia*の演算と、3相交流同期モータ201に対して設定したD軸及びQ軸に対しての制御演算を行う速度制御器15、電流配分部17、電流制御器19を有する電動モータ制御装置1において、モータ速度によって指令電流に対するトルク感度が変化することを考慮して、ゲインを変更するゲイン生成マップ14を備えた。
【選択図】 図1
【解決手段】 3相交流同期モータ201を、速度制御のためにゲインを用いて行う指令電流Ia*の演算と、3相交流同期モータ201に対して設定したD軸及びQ軸に対しての制御演算を行う速度制御器15、電流配分部17、電流制御器19を有する電動モータ制御装置1において、モータ速度によって指令電流に対するトルク感度が変化することを考慮して、ゲインを変更するゲイン生成マップ14を備えた。
【選択図】 図1
Description
本発明は、電動モータの制御装置の技術分野に属する。
従来では、電流制御系、速度制御系をゲイン1として理想化し、PI制御と変動抑制制御を並列に配置し、PI制御は、主に負荷トルクの直流分を制御している(例えば、特許文献1参照。)。
福本、濱根、林、「圧縮機用PMSM位置センサレスベクトル制御のためのBPFを用いた周期的速度変動抑制制御」、電気学会論文誌D、2007年、127巻7号、p.715-722
従来にあっては、D軸電流成分をゼロとみなすことで、指令電流とトルクの関係を線形化し、簡易モデル上で速度PIゲインの制御している。しかしながら、実際に例えば車両の電動コンプレッサなどを動作させる際には、多量のD軸電流を流す必要があり、従来のような速度PIゲインの制御では、モータ速度応答性が劣化してしまうものであった。
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、モータ速度応答性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現することができる電動モータの制御装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明では、3相交流同期モータを、速度制御のためにゲインを用いて行う指令電流の演算と、前記3相交流同期モータに対して設定したD軸及びQ軸に対しての制御演算を行う制御手段を有する電動モータの制御装置において、モータ速度によって指令電流に対するトルク感度が変化することを考慮して、前記ゲインを変更するゲイン変更手段を備えた、ことを特徴とする。
よって、本発明にあっては、モータ速度応答性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現することができる。
以下、本発明の電動モータの制御装置を実現する実施の形態を、請求項1,2に係る発明に対応する実施例1に基づいて説明する。
まず、構成を説明する。
図1は実施例1の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。
実施例1の電動モータ制御装置1は、例えば、車両の空調装置における電動コンプレッサの制御装置、EVやHEVの車両の駆動用モータの制御装置を例とする。
実施例1の電動モータ制御装置1は、3相同期電動モータのコントローラの一部として設けられる。そのため、コントローラの他の部分により、目標とする状態が入力されるものとする。そして、電動モータ制御装置1は、インバータと3相同期電動モータからなるモータインバータ2へ制御信号を出力する。
図1は実施例1の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。
実施例1の電動モータ制御装置1は、例えば、車両の空調装置における電動コンプレッサの制御装置、EVやHEVの車両の駆動用モータの制御装置を例とする。
実施例1の電動モータ制御装置1は、3相同期電動モータのコントローラの一部として設けられる。そのため、コントローラの他の部分により、目標とする状態が入力されるものとする。そして、電動モータ制御装置1は、インバータと3相同期電動モータからなるモータインバータ2へ制御信号を出力する。
電動モータ制御装置1は、目標速度設定部11、モータ速度検出部12、加算器13、ゲイン生成マップ14、速度制御器15、積分器16、電流配分部17、モータ電流検出部18、電流制御器19を備えている。
目標速度設定部11は、コントローラの他の部分、他のコントローラ、使用者の操作入力などによって、3相同期電動モータの目標回転速度を設定する。
目標速度設定部11は、コントローラの他の部分、他のコントローラ、使用者の操作入力などによって、3相同期電動モータの目標回転速度を設定する。
モータ速度検出部12は、エンコーダなどのセンサを用いて、実際の3相同期電動モータの回転速度を検出する。
加算器13は、目標回転速度と実回転速度の偏差を演算する。
ゲイン生成マップ14は、指令電流Ia*と目標速度ω*から速度制御PIゲインを得るマップデータである。
速度制御器15は、モータ速度が目標速度に近づくように、PI制御を用いて指令電流Ia*を演算する。
なお、速度制御器15では、速度PI制御器の構成を、以下の数式1とし、各ゲインを以下の数式2、数式3のように設定する。
加算器13は、目標回転速度と実回転速度の偏差を演算する。
ゲイン生成マップ14は、指令電流Ia*と目標速度ω*から速度制御PIゲインを得るマップデータである。
速度制御器15は、モータ速度が目標速度に近づくように、PI制御を用いて指令電流Ia*を演算する。
なお、速度制御器15では、速度PI制御器の構成を、以下の数式1とし、各ゲインを以下の数式2、数式3のように設定する。
積分器16は、実モータ回転速度から、実モータ角度を演算し、モータ電流検出部18、電流制御器19へ出力する。
電流配分部17は、速度制御器15によって演算された指令電流Ia*を、モータ速度に基づいて2つの指令電流、Id*,Iq*に配分する。
モータ電流検出部18は、3相同期電動モータのU相、V相、W相のコイルに流れる電流(Iu,Iv,Iw)を検出する。なお、全ての電流の和は0アンペアになるので、その関係を用いて、3相のうち2つをセンシングして、残りは計算で算出してもよい。その場合は、以下の数式4によるものとする。
電流配分部17は、速度制御器15によって演算された指令電流Ia*を、モータ速度に基づいて2つの指令電流、Id*,Iq*に配分する。
モータ電流検出部18は、3相同期電動モータのU相、V相、W相のコイルに流れる電流(Iu,Iv,Iw)を検出する。なお、全ての電流の和は0アンペアになるので、その関係を用いて、3相のうち2つをセンシングして、残りは計算で算出してもよい。その場合は、以下の数式4によるものとする。
(数4)
Iu=−(Iv+Iw)
なお、この2つの式は、パーク変換とクラーク変換である。
電流制御器19は、以下のような計算を行って、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)を計算する。なお、Vα*,Vβ*は中間変数であり、2相電圧指令値である。
また、θは電気角(機械角×極対数)で表した回転角度である。
電流制御器19は、以下のような計算を行って、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)を計算する。なお、Vα*,Vβ*は中間変数であり、2相電圧指令値である。
また、θは電気角(機械角×極対数)で表した回転角度である。
さらに電流制御器19は、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)と3角波を比較して、スイッチング信号を生成し、出力する。
図2に示すのは、モータインバータ2の概要説明図である。
モータインバータ2は、3相交流同期モータ201と、インバータ回路である電源202、トランジスタ203〜208、電流検出抵抗209、210を備えている。
3相交流同期モータ201のロータの構造は埋め込み磁石型であるとする。
電源202は、3相交流同期モータ201へ駆動電源を供給する。
トランジスタ203〜208は、それぞれ3相交流同期モータ201の3相(U相、V相、W相)のコイルへの出力を行う。3相のアッパーアーム側には、それぞれ、トランジスタ203〜205のエミッタを3相コイルのそれぞれへ接続し、コレクタを電源供給側に接続する。そして、ベースへの入力は、電流制御器19からのゲート制御信号が入力される接続にする。
モータインバータ2は、3相交流同期モータ201と、インバータ回路である電源202、トランジスタ203〜208、電流検出抵抗209、210を備えている。
3相交流同期モータ201のロータの構造は埋め込み磁石型であるとする。
電源202は、3相交流同期モータ201へ駆動電源を供給する。
トランジスタ203〜208は、それぞれ3相交流同期モータ201の3相(U相、V相、W相)のコイルへの出力を行う。3相のアッパーアーム側には、それぞれ、トランジスタ203〜205のエミッタを3相コイルのそれぞれへ接続し、コレクタを電源供給側に接続する。そして、ベースへの入力は、電流制御器19からのゲート制御信号が入力される接続にする。
次に、3相のロワアーム側には、それぞれ、トランジスタ206〜208のコレクタを3相コイルのそれぞれへ接続し、エミッタを電源への帰還側へ接続する。そして、ベースへの入力は、電流制御器19からのゲート制御信号が入力される接続にする。なお、ロワアーム側は、それぞれのアッパーアーム側のゲート制御信号の反転した波形が入力されることになる。
さらに、3相のうち、2相のロワアーム側には、電流検出抵抗209、210を設けるようにする。残りの相の電流値は演算で求めるものとする(上記数式4参照)。なお、電流検出抵抗209、210の例としてシャント抵抗を挙げておく。
さらに、3相のうち、2相のロワアーム側には、電流検出抵抗209、210を設けるようにする。残りの相の電流値は演算で求めるものとする(上記数式4参照)。なお、電流検出抵抗209、210の例としてシャント抵抗を挙げておく。
作用を説明する。
[モータ制御]
実施例1の電動モータ制御装置1では、上位に設けられる制御により、情報が目標速度設定部11へ入力され、これに基づいて制御を行う。
例えば、車室内の空調制御では、電動コンプレッサの目標回転速度が設定される。
これに対して電動モータの制御装置では、この目標回転速度を実現するように交流同期モータをベクトル制御方式によって制御する。
図3は実施例1の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。
このベクトル制御では、図3に示すように、交流電流を直流化し、1対の磁極のロータに対して、磁極方向のD軸と磁極と直交するQ軸を考え、制御上、D軸電流とQ軸電流として取り扱う。
そのため、D軸電流を増加すればトルクが増加し、Q軸電流を増加すれば回転速度が増加する。
[モータ制御]
実施例1の電動モータ制御装置1では、上位に設けられる制御により、情報が目標速度設定部11へ入力され、これに基づいて制御を行う。
例えば、車室内の空調制御では、電動コンプレッサの目標回転速度が設定される。
これに対して電動モータの制御装置では、この目標回転速度を実現するように交流同期モータをベクトル制御方式によって制御する。
図3は実施例1の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。
このベクトル制御では、図3に示すように、交流電流を直流化し、1対の磁極のロータに対して、磁極方向のD軸と磁極と直交するQ軸を考え、制御上、D軸電流とQ軸電流として取り扱う。
そのため、D軸電流を増加すればトルクが増加し、Q軸電流を増加すれば回転速度が増加する。
実施例1では、目標回転速度と実回転速度の偏差から、速度制御器15が、ゲイン生成マップ14のゲインを用いてPI制御演算を行い、指令電流Ia*を演算して出力する。
そして、電流配分部17が、指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に配分する演算を行い出力する。
さらに、電流制御器19により、指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に実Q軸電流Iqと実D軸電流Idを近づけるようにフィードバック制御をPI制御により行う。
そして、このようにして得られたD軸電圧の指令値Vd*、Q軸電圧の指令値Vq*を、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)にして、モータインバータ2へ出力する制御を行う。
そして、電流配分部17が、指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に配分する演算を行い出力する。
さらに、電流制御器19により、指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に実Q軸電流Iqと実D軸電流Idを近づけるようにフィードバック制御をPI制御により行う。
そして、このようにして得られたD軸電圧の指令値Vd*、Q軸電圧の指令値Vq*を、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)にして、モータインバータ2へ出力する制御を行う。
図4はU相の電圧指令値と三角波からゲート制御信号を生成する状態を示す説明図である。
実施例1の電動モータの制御装置において、電流制御器19では、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)と3角波を比較して(図4(a)参照)、ゲート制御信号を生成する(図4(b)参照)。このゲート制御信号は、PWM制御信号であり、デューティ比で表現されるものとなる。なお、図4(b)のPWM制御信号をアッパーアーム側とすると、ロワアーム側のPWM制御信号は、この反転信号となる。
なお、図4にはU相を例に示すが、V相、W相も同様に生成できる。
実施例1の電動モータの制御装置において、電流制御器19では、3相指令電圧(Vu*,Vv*,Vw*)と3角波を比較して(図4(a)参照)、ゲート制御信号を生成する(図4(b)参照)。このゲート制御信号は、PWM制御信号であり、デューティ比で表現されるものとなる。なお、図4(b)のPWM制御信号をアッパーアーム側とすると、ロワアーム側のPWM制御信号は、この反転信号となる。
なお、図4にはU相を例に示すが、V相、W相も同様に生成できる。
[応答性向上作用]
図5は電流配分部における電流配分演算の内容を示す図である。図6は指令電流とモータのトルク特性の関係を示す説明グラフ図である。
実施例1の電動モータ制御装置1における電流配分部17では、モータ速度に基づいて2つの指令電流Id*、Iq*に、図5に示すように配分を行う。ここで、指令電流Ia*、指令D軸電流Id*、指令Q軸電流Iq*には、次の式の関係がある。
図5は電流配分部における電流配分演算の内容を示す図である。図6は指令電流とモータのトルク特性の関係を示す説明グラフ図である。
実施例1の電動モータ制御装置1における電流配分部17では、モータ速度に基づいて2つの指令電流Id*、Iq*に、図5に示すように配分を行う。ここで、指令電流Ia*、指令D軸電流Id*、指令Q軸電流Iq*には、次の式の関係がある。
通常、低速運転時(ω1)は、指令電流Ia*に対して最大のトルクが得られるような位相を保つようにId*、Iq*に配分する。しかし、高速運転に伴って(ω2→ω3→ω4)、モータ誘起電圧が上昇していくため、運転範囲は狭くなってしまう。この対策として、高速運転時は負の方向にD軸電流を増加させてゆく、弱め界磁制御を行い、速度上昇に伴う誘起電圧の増加を抑制する。その結果、速度上昇に伴って指令電流Ia*に対するトルク感度は低下することになる(図6参照)。
図7はゲイン生成マップを示す説明図である。
実施例1の電動モータ制御装置1では、ゲイン生成マップ14が、目標速度ω*と指令電流Ia*に対するゲインを設定する関数Map(Ia*,ω*)のマップデータを備え、このトルク感度を考慮できるようにしている。
そのため、速度制御器15では、その制御器を上記数式1の構成とし、各ゲインを数式2、数式3のようにすることにより、速度制御PIゲインを可変と市、指令電流Ia*に対するトルク感度が悪化している運転点では、例えばゲインを通常より大きくすることにより、モータ速度応答特性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現する。
実施例1の電動モータ制御装置1では、ゲイン生成マップ14が、目標速度ω*と指令電流Ia*に対するゲインを設定する関数Map(Ia*,ω*)のマップデータを備え、このトルク感度を考慮できるようにしている。
そのため、速度制御器15では、その制御器を上記数式1の構成とし、各ゲインを数式2、数式3のようにすることにより、速度制御PIゲインを可変と市、指令電流Ia*に対するトルク感度が悪化している運転点では、例えばゲインを通常より大きくすることにより、モータ速度応答特性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現する。
図8は従来の制御構成による目標速度とモータ速度の試験結果を示すグラフ図である。図9は実施例1の制御構成による目標速度とモータ速度の試験結果を示すグラフ図である。
ここで、図8に示すものは、ゲインKpとKiを次のように設定した。
ここで、図8に示すものは、ゲインKpとKiを次のように設定した。
実施例1の制御構成を用いた試験結果では、従来の制御構成のものよりも目標速度によく追従した実際のモータ速度を得ることができている。
さらに付け加えて説明する。
図10は、従来の制御構造の説明図である。
図10において、ω*は目標速度、ωはモータ速度、Δωは速度偏差、Iq *は指令Q軸電流、Tはモータトルク、Pは極対数、φmは永久磁石鎖交磁束、Jはイナーシャ、1/sは積分器とする。
この制御器の構成は、従来文献に記載の構成を抜き出したものであり、上記数式1であり、各ゲインは上記数式10、数式11のように設定されている。数式10、11でαはゲインである。
この制御器の構成において、モータ速度の応答特性は、次の数式12のようになり、モータの機器定数によらず一定となる。
図10は、従来の制御構造の説明図である。
図10において、ω*は目標速度、ωはモータ速度、Δωは速度偏差、Iq *は指令Q軸電流、Tはモータトルク、Pは極対数、φmは永久磁石鎖交磁束、Jはイナーシャ、1/sは積分器とする。
この制御器の構成は、従来文献に記載の構成を抜き出したものであり、上記数式1であり、各ゲインは上記数式10、数式11のように設定されている。数式10、11でαはゲインである。
この制御器の構成において、モータ速度の応答特性は、次の数式12のようになり、モータの機器定数によらず一定となる。
この制御器では、D軸電流成分をゼロとみなしてモデル化し、速度制御PIゲインをモータ機器定数に基づいて定数で設定し、所望のモータ速度応答性を実現している。しかしながら、実際の高速・高負荷運転時には、弱め界磁制御を行って、多量のD軸電流を流すため、指令電流に対してトルク感度が悪化、モータ速度応答性は劣化してしまう。
これに対して、本実施例1では、ゲイン生成マップ14により、トルク感度を考慮してゲインが可変したものとなる。そのため、モータ速度応答特性を劣化させることなく、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性が実現される。
これに対して、本実施例1では、ゲイン生成マップ14により、トルク感度を考慮してゲインが可変したものとなる。そのため、モータ速度応答特性を劣化させることなく、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性が実現される。
次に、効果を説明する。
実施例1の電動モータの制御装置にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。
実施例1の電動モータの制御装置にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。
(1)3相交流同期モータ201を、速度制御のためにゲインを用いて行う指令電流Ia*の演算と、3相交流同期モータ201に対して設定したD軸及びQ軸に対しての制御演算を行う速度制御器15、電流配分部17、電流制御器19を有する電動モータ制御装置1において、モータ速度によって指令電流に対するトルク感度が変化することを考慮して、ゲインを変更するゲイン生成マップ14を備えたため、モータ速度応答性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現することができる。
(2)上記(1)において、制御手段は、3相交流同期モータ201への要求に基づいて、3相交流同期モータ201目標回転速度を設定する目標速度設定部11と、3相交流同期モータ201の実回転速度を検出するモータ速度検出部12と、実回転速度が目標開点速度に近づくように指令電流Ia*を、ゲインを用いて演算する速度制御器15と、指令電流Ia*を指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に配分する電流配分部17と、各相に流れる電流を検出するモータ電流検出部18と、指令D軸電流Id*と指令Q軸電流Iq*に実電D軸流Id及び実Q軸電流Iqが近づくように3相交流同期モータ201を駆動するインバータへの指令を演算する電流制御器19を備え、ゲイン変更手段は、指令電流Ia*と目標回転速度ω*によってマップデータを参照してゲインを選択するゲイン生成マップ14であるため、速度制御器15にて演算に用いられるゲインMap(Ia*, ω*)を、指令電流Ia*と目標回転速度ω*によってマップデータを参照して選択し、トルク感度の変化を考慮できるので、モータ速度応答性を劣化させずに、モータ機器定数に依存しない所望の応答特性を実現することができる。
以上、本発明の電動モータの制御装置を実施例1に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
例えば、3相交流同期モータは、ハイブリッド車(HEV)の駆動用として用いるものであってもよいし、電気自動車(EV)の駆動用として用いるものであってもよい。
いずれであっても、制御性が向上することになる。
また、実施例では、インバータはトランジスタで構成したが、他のスイッチング素子で構成するものであってもよい。
いずれであっても、制御性が向上することになる。
また、実施例では、インバータはトランジスタで構成したが、他のスイッチング素子で構成するものであってもよい。
1 電動モータ制御装置
2 モータインバータ
11 目標速度設定部
12 モータ速度検出部
13 加算器
14 ゲイン生成マップ
15 速度制御器
16 積分器
17 電流配分部
18 モータ電流検出部
19 電流制御器
201 3相交流同期モータ
202 電源
203〜208 トランジスタ
209 電流検出抵抗
210 電流検出抵抗
Ia* 指令電流
Id* 指令D軸電流
Id D軸電流
Iq* 指令Q軸電流
Iq Q軸電流
Iu U相電流
Iv V相電流
Iw W相電流
Kp 比例ゲイン
Ki 積分ゲイン
Map (ゲインを設定する)関数
Vd D軸電圧指令値
Vq Q軸電圧指令値
ω* 目標回転速度
ω 回転速度
2 モータインバータ
11 目標速度設定部
12 モータ速度検出部
13 加算器
14 ゲイン生成マップ
15 速度制御器
16 積分器
17 電流配分部
18 モータ電流検出部
19 電流制御器
201 3相交流同期モータ
202 電源
203〜208 トランジスタ
209 電流検出抵抗
210 電流検出抵抗
Ia* 指令電流
Id* 指令D軸電流
Id D軸電流
Iq* 指令Q軸電流
Iq Q軸電流
Iu U相電流
Iv V相電流
Iw W相電流
Kp 比例ゲイン
Ki 積分ゲイン
Map (ゲインを設定する)関数
Vd D軸電圧指令値
Vq Q軸電圧指令値
ω* 目標回転速度
ω 回転速度
Claims (2)
- 3相交流同期モータを、速度制御のためにゲインを用いて行う指令電流の演算と、前記3相交流同期モータに対して設定したD軸及びQ軸に対しての制御演算を行う制御手段を有する電動モータの制御装置において、
モータ速度によって指令電流に対するトルク感度が変化することを考慮して、前記ゲインを変更するゲイン変更手段を備えた、
ことを特徴とする電動モータの制御装置。 - 請求項1に記載の電動モータの制御装置において、
前記制御手段は、
前記3相交流同期モータへの要求に基づいて、前記3相交流同期モータの目標回転速度を設定する目標速度設定手段と、
前記3相交流同期モータの実回転速度を検出するモータ速度検出手段と、
実回転速度が目標回転速度に近づくように指令電流を、前記ゲインを用いて演算する速度制御手段と、
前記指令電流を指令D軸電流と指令Q軸電流に配分する電流配分手段と、
各相に流れる電流を検出する3相電流検出手段と、
指令D軸電流及び指令Q軸電流に実D軸電流及び実Q軸電流が近づくように前記3相交流同期モータを駆動するインバータへの指令を演算する電流制御手段と、
を備え、
前記ゲイン変更手段は、前記指令電流と前記目標回転速度によってマップデータを参照してゲインを選択する、
ことを特徴とする電動モータの制御装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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JP2008106094A JP2009261109A (ja) | 2008-04-15 | 2008-04-15 | 電動モータの制御装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102290714A (zh) * | 2011-08-16 | 2011-12-21 | 郭福香 | 矿用隔爆兼本质安全型驱动中心 |
-
2008
- 2008-04-15 JP JP2008106094A patent/JP2009261109A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102290714A (zh) * | 2011-08-16 | 2011-12-21 | 郭福香 | 矿用隔爆兼本质安全型驱动中心 |
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