JP2012170249A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】相電圧設定手段は、モータ及びインバータの少なくとも何れか一方の器差を有するパラメータに基づいた電流位相誤差範囲を含む実電流位相領域を規定し、センサレス制御にてロータ位置を検出可能な安定運転電流位相領域を規定し、実電流位相領域が安定運転電流位相領域内となるように、電流ベクトル制御により設定された電流に、回転数検出手段で検出された回転数に応じた所定の位相差を加えたものを目標電流として設定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、詳しくは、永久磁石同期モータをセンサレス制御により可変速制御するモータ制御装置に関する。

永久磁石同期モータ(Permanent Magnetic Synchronous Motor:PMSM)、特にロータ（回転子）に永久磁石を埋め込んだ埋込型永久磁石同期モータ(Interior Permanent Magnetic Synchronous Motor:IPMSM)は、高効率で可変速範囲の広いモータとして、車両用空調装置の圧縮機駆動用モータや電気自動車駆動用モータなどの用途にその応用範囲を拡大し、その需要が見込まれている。

この種のモータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータ、インバータ、直流電源、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラから構成されている。
前記モータの運転では、一般にモータのステータ（電機子）に巻回されたコイルに流れる電流をコントローラにおいて検出し、この電流が目標電流位相に追従するように電流フィードバック制御が行われる。この電流フィードバック制御では、目標電流位相を磁界と平行なｄ軸成分であるｄ軸電流Ｉｄと、これに直交するｑ軸成分であるｑ軸電流Ｉｑとに分解し、ｄ−ｑ軸座標上でｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから合成された電流ベクトルを目標電流位相として設定して制御することで、モータを最適なトルクで高効率に運転することができる。

具体的には、検出された電流に対しモータの発生トルクが最大になる電流位相を目標電流位相として設定する最大トルク／電流制御と称する電流ベクトル制御法が知られている。例えば特許文献１には、この最大トルク／電流制御を行うときの以下のｄ、ｑ軸電流の関係を表す一般式が開示されている。

前記式では、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、Φａ：永久磁石磁束、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンスであり、この場合にはロータの、即ちモータの回転数（角速度）ωによらないで、検出された電流に対してモータの発生トルクを最大にするべく目標電流位相が設定される。
一方、前記モータでは、コントローラにて検出される電流及び電圧の情報などからモータの誘起電圧を検出し、ひいてはロータ位置を検出し、物理的なセンサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御が一般に行われている。センサレス制御時には実際のｄ、ｑ軸が直接には不明であるため、コントローラでは本来のｄ、ｑ軸に対してそれぞれ仮想軸を置き、この仮想軸上で前記電流ベクトル制御が実行される。

しかし、仮想軸はあくまでもコントローラ内で仮定した軸であるから、実際のｄ、ｑ軸との間にはΔθｒの角度誤差が存在する。モータを効率的に安定運転するためには、このΔθｒの値をできるだけ小さくする必要がある。
例えば特許文献２には以下の軸位置推定式が開示されている。

前記式では、Δθ：軸位置推定誤差（ロータ位置誤差、電流位相誤差）、Ｖｄｃ：印加電圧のｄ軸成分、Ｖｑｃ：印加電圧のｑ軸成分、Ｉｄｃ：ｄ軸電流、Ｉｑｃ：ｑ軸電流、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、ｒ：コイルの巻線抵抗、ω１：印加電圧の周波数である。前記したＶｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃは何れも仮想軸を前提にしたコントローラ内での仮定値であり、前記したＬｑ、Ｌｄ、ｒは何れもモータの機器定数であり、ω１は測定値である。そして、センサレス制御時には前記Δθを零に収束させるべくコントローラにて制御が行われる。

特開２００８−２２０１６９号公報 特許第３４１１８７８号公報

前述したように、数２の軸位置誤差推定式のＶｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃは何れも仮想軸を前提にしたコントローラ内での仮定値であって、仮定されたｄ−ｑ軸座標上の数式モデルに基づく誤差や、インバータの器差を含むパラメータである。
一方、数１のｄ、ｑ軸電流関係式のΦａ、及び数２の軸位置誤差推定式のＬｑ、Ｌｄ、ｒは何れもモータの機器定数であり、製造される各モータの器差を含むパラメータである。従って、最大トルク／電流制御を行う際のセンサレス制御時には、前述したようなインバータ及びモータの器差に基づく各パラメータ誤差が軸位置推定精度に大きく影響する。

具体的には、前記各パラメータ誤差の大きさによっては前記軸位置誤差推定式における分母項が零かマイナスになるおそれがあり、この場合には軸位置が推定できず、ロータ位置も推定できないため、モータがセンサレス制御にて安定的に運転可能な安定運転限界を逸脱して運転され、脱調を生じるおそれがある。

また、前述したように、最大トルク／電流制御はモータの回転数によらないで行われるため、モータの回転数が定格速度以下の低回転数域で運転される場合であっても、モータはそのトルクが最大となる電流位相で運転される。しかし、前記軸位置誤差推定式には、その分子項及び分母項の両方にω１が存在するため、モータの回転数が小さいと相対的にΔθに対する前記各パラメータ誤差の影響が特に大きくなり、センサレス制御時における軸位置推定精度が大幅に悪化する。即ち、前記各パラメータ誤差が比較的大きく、且つモータが低回転数域で運転される場合には、モータがセンサレス制御時の安定運転限界を逸脱して運転され、脱調を生じる危険性が更に高まる。

図９には、従来においてモータを最大トルク／電流制御で運転するとき、その回転数ωが低回転数域ωｌ（例えば５００ｒｐｍ）となる場合の目標電流位相線Ｌ１、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３、安定運転限界電流位相線Ｌ４、実電流位相領域Ａ１、安定運転電流位相領域Ａ２がそれぞれｄ−ｑ軸座標上に示されている。
目標電流位相線Ｌ１は、モータ運転中の機器に誤差がないときに理想的な電流位相となる目標電流をｄ−ｑ軸座標上にプロットして実線で示した電流ベクトルの軌跡であり、また、安定運転限界電流位相線Ｌ４は、数式２の分母項が零となり、この限界を超えるとモータ１を安定的に運転できなくなる安定限界電流位相をｄ−ｑ軸座標上にプロットして実線で示した電流ベクトルの軌跡である。

また、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３は、数２の軸位置誤差推定式のＶｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃがインバータ２の器差を含むパラメータであり、また、数１のｄ、ｑ軸電流関係式のΦａ、及び数２の軸位置誤差推定式のＬｑ、Ｌｄ、ｒがモータ１の機器定数であり、モータの器差を含むパラメータであることを考慮して規定された仮想線であって、モータ及びインバータのパラメータ誤差を考慮した実電流位相をｄ−ｑ軸座標にプロットして破線で示した電流ベクトルの軌跡である。

実電流位相領域Ａ１は２本の実電流位相線Ｌ２、Ｌ３間に電流位相誤差を含む範囲として規定された領域であり、安定運転電流位相領域Ａ２はセンサレス制御にてロータ位置を検出可能であってモータを安定的に運転可能な安定運転限界を超えない範囲として規定された領域である。

図９から明らかなように、最大トルク／電流制御を行うに際し、前記各パラメータ誤差が特に大きい場合には、モータは実電流位相領域Ａ１の一部が安定運転電流位相領域Ａ２を超え、図９中でハッチングされた領域で運転されるおそれがあり、この場合にはモータのセンサレス制御は不能となって脱調を生じる。このようなセンサレス制御不能状態の発生は、モータが低回転数域で運転され、前記各パラメータ誤差が特に大きい場合に顕著となるものの、前記各従来技術ではこの点について格別な配慮がなされておらず、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性向上について依然として課題が残されている。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのロータ位置をセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、モータのコイルに流れる電流をインバータを介して検出する電流検出手段と、モータのコイルに印加される電圧をインバータを介して検出する印加電圧検出手段と、電流検出手段で検出された電流と印加電圧検出手段で検出された電圧とに基づいてロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づく電流ベクトル制御により目標電流を設定し、目標電流と回転数検出手段で検出された回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段とを備え、相電圧設定手段は、モータ及びインバータの少なくとも何れか一方の器差を有するパラメータに基づいた電流位相誤差範囲を含む実電流位相領域を規定し、センサレス制御にてロータ位置を検出可能な安定運転電流位相領域を規定し、実電流位相領域が安定運転電流位相領域内となるように、ロータ位置検出手段で検出された電流位相に基づく電流ベクトル制御により設定された電流に、回転数検出手段で検出された回転数に応じた所定の位相差を加えたものを目標電流として設定することを特徴としている（請求項１）。

より具体的には、相電圧設定手段は、回転数検出手段で検出された回転数をパラメータとして目標電流を選定可能なデータテーブルを備える（請求項２）。
また、相電圧設定手段で用いられるデータテーブルは、回転数検出手段で検出された回転数が所定の低回転数域以下のときに適用される第１テーブルと、回転数検出手段で検出された回転数が所定の定常回転数域以上のときに適用される第２テーブルとからなる（請求項３）。
更に、相電圧設定手段は、回転数検出手段で検出された回転数が所定の低回転数域未満であり且つ所定の定常回転数域より小のときには、第１及び第２テーブルの各データに基づいた補間処理により目標電流を演算して設定する（請求項４）。

具体的には、モータ及びインバータの少なくとも何れか一方の器差を有するパラメータは、電流検出手段で検出された電流と、印加電圧検出手段で検出された電圧と、モータの永久磁石磁束、インダクタンス及びコイルの巻線抵抗とのうちの少なくとも何れか１つを含む（請求項５）。
また、電流ベクトル制御は、電流検出手段で検出された電流に対しモータの発生トルクが最大になる電流を目標電流として設定する最大トルク／電流制御である（請求項６）。

請求項１記載のモータ制御装置によれば、相電圧設定手段は、実電流位相領域と安定運転電流位相領域とを規定し、実電流位相領域が安定運転電流位相領域内となるように、電流ベクトル制御により設定された電流に、回転数検出手段で検出された回転数に応じた所定の位相差を加えたものを目標電流として設定することにより、モータの回転数に応じて目標電流を設定することができ、モータ回転数変化に伴うセンサレス制御不能状態を確実に回避することができ、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができる。

請求項２記載の発明によれば、相電圧設定手段は、回転数検出手段で検出された回転数をパラメータとして目標電流を選定可能なデータテーブルを備えることにより、モータ制御装置において目標電流を低処理負荷で検出することができて好適である。
請求項３記載の発明によれば、相電圧設定手段で用いられるデータテーブルをモータ回転数に応じた第１テーブルと第２テーブルとから構成することにより、モータ回転数に応じて、電流ベクトル制御により設定された電流に位相差を加えたものを目標電流として設定する領域と、位相差を零として電流ベクトル制御により設定された目標電流をそのまま最終目標電流として設定する領域とに分けてデータテーブルを作成することが可能であり、データを必要な領域でのみ補正することによりデータテーブルの作成コストを低減できて好適である。

請求項４記載の発明によれば、相電圧設定手段が第１及び第２テーブルの各データに基づいた補間処理により目標電流を演算して設定することにより、モータ回転数が２つのデータテーブル間の領域にある場合であっても目標電流を精度良く検出することができて好適である。
請求項５記載の発明によれば、具体的には、モータ及びインバータの少なくとも何れか一方の器差を有するパラメータは、電流検出手段で検出された電流と、印加電圧検出手段で検出された電圧と、モータの永久磁石磁束、インダクタンス及びコイルの巻線抵抗とのうちの少なくとも何れか１つを含むものであり、これらのパラメータはインバータ制御する上での主要な誤差要因なので、この誤差を考慮しておけば、モータの制御安定性は向上する。

請求項６記載の発明によれば、電流ベクトル制御は、電流検出手段で検出された電流に対しモータの発生トルクが最大になる電流を目標電流として設定する最大トルク／電流制御であることにより、モータ回転数変化に伴うセンサレス制御不能状態を回避し、モータのセンサレス制御の安定性を向上しつつ、モータを高効率で運転することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。 図１のコントローラで行われるモータのロータ位置のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。 図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図である。 図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図である。 図２のモータのロータが回転しているときのモータベクトル図である。 低回転数域ωｌでモータが運転されたときの目標電流位相線Ｌ１、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３、安定運転限界電流位相線Ｌ４、実電流位相領域Ａ１、安定運転電流位相領域Ａ２をｄ−ｑ軸座標上に示した図である。 定常回転数域ωｎでモータが運転されたときの目標電流位相線Ｌ１、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３、安定運転限界電流位相線Ｌ４、実電流位相領域Ａ１、安定運転電流位相領域Ａ２をｄ−ｑ軸座標上に示した図である。 本発明の第２実施形態に係る目標電流位相の設定方法を示したフローチャートである。 従来において、低回転数域ωｌでモータが運転されたときの目標電流位相線Ｌ１、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３、安定運転限界電流位相線Ｌ４、実電流位相領域Ａ１、安定運転電流位相領域Ａ２をｄ−ｑ軸座標上に示した図である。

図１は本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置は、モータ１、インバータ２、直流電源４、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラ６から構成されている。
図２はコントローラ６で行われるモータ１のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。コントローラ６は、ＰＷＭ信号作成部８、ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）１０、回転数検出部（回転数検出手段）１２、目標電流位相設定部１４、加算器１６、電圧波高値検出部１８、電圧位相検出部２０、相電圧設定部（相電圧設定手段）２２を備えている。

モータ１は、３相ブラシレスＤＣモータであり、３相のコイル（Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃ）を含む図示しないステータと、永久磁石を含む図示しないロータとを有し、Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃは、図１に示すように中性点Ｎを中心としてスター状に結線されるか、或いは、デルタ状に結線されている。

インバータ２は、３相バイポーラ駆動方式インバータであり、モータ１の３相のコイルに対応した３相のスイッチング素子、具体的にはＩＧＢＴ等から成る６個のスイッチング素子（上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓ）と、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３とを有している。
上相スイッチング素子Ｕｓ、下相スイッチング素子Ｘｓ、シャント抵抗器Ｒ１と、上相スイッチング素子Ｖｓ、下相スイッチング素子Ｙｓ、シャント抵抗器Ｒ２と、上相スイッチング素子Ｗｓ、下相スイッチング素子Ｚｓ、シャント抵抗器Ｒ３とは、それぞれ直列に接続され、これら各直列接続線の両端には、高圧電圧Ｖｈを発生する直流電源４の出力端子が並列接続されている。

また、上相スイッチング素子Ｕｓのエミッタ側はモータ１のＵ相コイルＵｃに接続され、上相スイッチング素子Ｖｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＶｃに接続され、上相スイッチング素子Ｗｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＷｃに接続されている。
更に、上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートと直流電源４の２次側出力端子とは、それぞれＰＷＭ信号作成部８に接続されている。更に、シャント抵抗器Ｒ１の下相スイッチング素子Ｘｓ側とシャント抵抗器Ｒ２の下相スイッチング素子Ｙｓ側とシャント抵抗器Ｒ３の下相スイッチング素子Ｚｓ側とは、それぞれロータ位置検出部１０に接続されている。

インバータ２は、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３それぞれで検出された電圧を利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに流れる電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗ）を検出し（電流検出手段）、これらをロータ位置検出部１０に送出する。
ＰＷＭ信号作成部８は、直流電源４の高圧電圧Ｖｈを検出し、高圧電圧Ｖｈと相電圧設定部２２で設定された相電圧とに基づいて、インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートに各スイッチング素子をオンオフするためのＰＷＭ信号を作成し、インバータ２に送出する。

インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓは、ＰＷＭ信号作成部８からのＰＷＭ信号によって所定パターンでオンオフされ、このオンオフパターンに基づく正弦波通電（１８０度通電）をモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し行う。
また、ＰＷＭ信号作成部８は、ロータ位置検出部１０に接続されており、ＰＷＭ信号作成部８で検出された直流電源４の高圧電圧Ｖｈを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに印加されている電圧（Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗ）を検出し（印加電圧検出手段）、ロータ位置検出部１０に送出する。

ロータ位置検出部１０は、インバータ２から送出されるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されるＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、誘起電圧波高値Ｅｐ（誘起電圧位相）、誘起電圧電気角θｅ（誘起電圧位相）、相電流波高値Ｉｐ（電流位相）、相電流電気角θｉ（電流位相）を検出する。
詳しくは、図３のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。

この相電流波形図からすれば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、相電流波高値Ｉｐと、相電流電気角θｉには、
・Ｉｕ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ）
・Ｉｖ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ−２／３π）
・Ｉｗ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ＋２／３π）
の式が成り立つ。

ロータ位置検出部１０における相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを利用して、前記式による計算によって相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとが求められる。
一方、図４のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。

この誘起電圧波形図からすれば、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗと、誘起電圧波高値Ｅｐと、誘起電圧電気角θｅには、
・Ｅｕ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ）
・Ｅｖ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ−２／３π）
・Ｅｗ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ＋２／３π）
の式が成り立つ。

また、Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗと、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、Ｕ相コイル抵抗Ｒｕ，Ｖ相コイル抵抗Ｒｖ及びＷ相コイル抵抗Ｒｗと、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗとには、
・Ｖｕ−Ｉｕ×Ｒｕ＝Ｅｕ
・Ｖｖ−Ｉｖ×Ｒｖ＝Ｅｖ
・Ｖｗ−Ｉｗ×Ｒｗ＝Ｅｗ
の式が成り立つ。

ロータ位置検出部１０における誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されたＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、前記式（後者の式）からＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗが求められ、そして、求めたＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗを利用して、前記式（前者の式）から誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅとが求められる。

ロータ位置検出部１０は、ここで検出された相電流電気角θｉと予め用意された後述するデータテーブルから選定した電流位相βとを利用して、
・θｍ＝θｉ−β−９０°
の式からロータ位置θｍを検出し、ロータ位置検出部１０では物理的なセンサによらないセンサレス制御が行われる。なお、前述したように、センサレス制御により検出されたロータ位置θｍは前記数２の軸位置誤差推定式から算出される軸位置の角度誤差Δθが存在する。
ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することができる。なお、［相電流波高値Ｉｐ］にはロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐが該当し、また、［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］にはロータ位置検出部１０で検出された誘起電圧電気角θｅから相電流電気角θｉを減算した値が該当する。

図５はモータ１のロータが回転しているときのモータベクトル図であり、電圧Ｖ，電流Ｉ及び誘起電圧Ｅ（＝ωΨ）の関係をｄ−ｑ軸座標にベクトルで表してある。図中のＶｄは電圧Ｖのｄ軸成分、Ｖｑは電圧Ｖのｑ軸成分、Ｉｄは電流Ｉのｄ軸成分（ｄ軸電流）、Ｉｑは電流Ｉのｑ軸成分（ｑ軸電流）、Ｅｄは誘起電圧Ｅのｄ軸成分、Ｅｑは誘起電圧Ｅのｑ軸成分、αはｑ軸を基準とした電圧位相、βはｑ軸を基準とした電流位相、γはｑ軸を基準とした誘起電圧位相である。また、図中のΨａはロータの永久磁石の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒはステータの巻線抵抗、Ψはロータの総合鎖交磁束である。

このモータベクトル図からすれば、ロータの回転数をωとすると、

の式が成り立ち、また、同式の右辺からωに関する値を左辺に移すと、

の式が成り立つ。

ロータ位置検出部１０でロータ位置θｍを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下で前記式が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら〔誘起電圧位相γ−電流位相β〕が所定値のときの電流位相βを保存し、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔誘起電圧位相γ−電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ−相電流電気角θｉ］とをパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成する。そして、この作成されたデータテーブルを利用してロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍは回転数検出部１２に送出され、同じくロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐは目標電流位相設定部１４に送出される。

回転数検出部１２は、ロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍを利用して、ロータ位置θｍから演算周期が１周期前のロータ位置θｍ−１を減じることにより、ロータ位置変化量Δθｍを求め、このロータ位置変化量Δθｍを時間微分した値に所定のフィルタを掛けてモータ１の回転数ωを検出し、これを加算器１６と目標電流位相設定部１４とに送出する。そして、コントローラ６に対し指示されたモータ１の目標回転数ωｔに回転数検出部１２で求められた回転数ωを加算器１６を通じてフィードバックさせ、Ｐ制御やＰＩ制御等の処理により回転数差Δωを演算し、これを電圧波高値検出部１８に送出する。

電圧波高値検出部１８は、求められた回転数差Δωを利用してＰ制御やＰＩ制御等の処理によりモータ１に印加する電圧の印加電圧波高値Ｖｐ（目標電圧）を検出し、これを相電圧設定部２２に送出する。
目標電流位相設定部１４は、前記数１に示すｄ、ｑ軸電流の関係式に従い、前述した最大トルク／電流制御によって相電流に対するモータ１の発生トルクが最大になるように目標電流が設定される。具体的には、ロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐと、回転数検出部１２で検出された回転数ωと、予め用意された後述するデータテーブルとを利用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを設定し、これを電圧位相検出部２０に送出する。

ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］をパラメータとして目標ｄ軸電流Ｉｄｔを目標電流として規定したものであって、所期の目標ｄ軸電流Ｉｄｔを［相電流波高値Ｉｐ］をパラメータとして選定することができる。
なお、［相電流波高値Ｉｐ］にはロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐが該当する。

目標電流位相設定部１４で目標ｄ軸電流Ｉｄｔを設定する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下の前記式が成り立ち、更に原則は最大トルク／電流制御下で前記数１が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉとをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら電流位相βと電流Ｉとからなる電流ベクトルの軌跡を保存し、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔回転数ω〕とをパラメータとした目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルを作成する。

具体的には、目標ｄ軸電流Ｉｄｔは、相電流波高値Ｉｐと、回転数ωと、係数ａをパラメータとした
・Ｉｄｔ＝ａ×ｆ（Ｉｐ、ω）
の式で計算され、この結果をデータとしたデータテーブルが目標電流位相設定部１４に予め用意される。

そして、この作成されたデータテーブルを利用して目標電流位相設定部１４で設定された目標ｄ軸電流Ｉｄｔは、ロータ位置検出部１０で検出された実際のｄ軸電流に対する目標値として電圧位相検出部２０に送出されてｄ軸電流のフィードバック制御が行われる。
電圧位相検出部２０は、目標電流位相設定部１４で設定された目標ｄ軸電流Ｉｄｔを利用して、モータ１に印加する電圧の印加電圧位相θｖ（目標電圧位相）を検出し、これを相電圧設定部２２に送出する。

相電圧設定部２２は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐ及び電圧位相検出部２０にて検出された印加電圧位相θｖを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃにこれから印加する印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）を設定し、これをＰＷＭ信号作成部８に送出する。

ＰＷＭ信号作成部８は、インバータ２を介してモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し相電圧設定部２２で設定された印加設定電圧をＰＷＭ信号のオンオフパターンに基づいて正弦波通電（１８０度通電）し、これよりモータ１が所望の回転数で運転される。
以下、図６〜８を参照して、目標電流位相設定部１４にて予め用意されるデータテーブルの作成方法について更に詳しく説明する。

図６、７には、目標電流位相線Ｌ１、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３、安定運転限界電流位相線Ｌ４、実電流位相領域Ａ１、安定運転電流位相領域Ａ２がそれぞれｄ−ｑ軸座標上に示されている。

目標電流位相線Ｌ１は、前記式で得られた目標ｄ軸電流Ｉｄｔに基づく目標電流位相をｄ−ｑ軸座標上にプロットして実線で示した電流ベクトルの軌跡であり、安定運転限界電流位相線Ｌ４は、センサレス制御にてロータ位置を推定可能であり、モータ１を安定的に運転可能な限界値となる安定限界電流位相をｄ−ｑ軸座標上にプロットして実線で示した電流ベクトルの軌跡である。

また、実電流位相線Ｌ２、Ｌ３は、前記数２に示される軸位置誤差推定式のＶｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃがインバータ２の器差を含むパラメータであり、また、前記数１に示されるｄ、ｑ軸電流関係式のΦａ、及び前記軸位置誤差推定式のＬｑ、Ｌｄ、ｒがモータ１の機器定数であり、モータ１の器差を含むパラメータであることを考慮して規定された仮想線であって、モータ１及びインバータ２のパラメータ誤差を考慮した実電流位相値をｄ−ｑ軸座標上にプロットして破線で示した電流ベクトルの軌跡である。

実電流位相領域Ａ１は２本の実電流位相線Ｌ２、Ｌ３間に電流位相誤差を含む範囲として規定された領域であり、安定運転電流位相領域Ａ２はセンサレス制御にてロータ位置を検出可能であってモータを安定的に運転可能な安定運転限界を超えない範囲として安定運転限界電流位相線Ｌ４よりも右側に規定された領域である。
図６は、回転数ωが例えば５００ｒｐｍとなる低回転数域ωｌでモータ１が運転されたときを示している。この場合には、図９を用いて既に説明したように、軸位置推定誤差Δθ、即ちロータ位置変化量Δθに対するモータ１及びインバータ２の器差の影響が相対的に大きくなり、ｄ−ｑ軸座標上における電流位相誤差範囲が広くなり、実電流位相領域Ａ１も広くなる。従って、目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルの回転数ωがω≦ωｌの関係式を満たす領域には、通常の最大トルク／電流制御を行う場合の目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルのデータにｑ軸電流が大きくなるにつれてｄ軸電流が小さくなるような位相差を加えたデータが格納され、目標電流位相線Ｌ１も図６中に示される矢印方向に変形される。

一方、図７は、回転数ωが例えば２５００ｒｐｍとなる定常回転数域ωｎでモータ１が運転されたときを示している。この場合には、図６の場合に比して回転数ωが大きく、ロータ位置変化量Δθに対するモータ及びインバータの器差の影響が相対的に小さいことから、ｄ−ｑ軸座標上における電流位相誤差範囲が図６の場合に比して狭くなり、実電流位相領域Ａ１も狭くなる。従って、通常の最大トルク／電流制御を行う場合の目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルのデータをそのまま使用しても実電流位相領域Ａ１が安定運転電流位相領域Ａ２を逸脱することはないため、目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルの回転数ωがωｎ≦ωの関係式を満たす領域には、加える位相差を零として最大トルク／電流制御を通常に行う場合のデータがそのまま格納される。

更に、目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータテーブルの回転数ωがωｌ＜ω＜ωｎの関係式を満たす領域には、最大トルク／電流制御に基づく最適な目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、ひいては最適な目標電流位相を選定可能なデータが予め設定されている。
以上のように、本実施形態では、目標電流位相設定部１４において、モータ１の回転数に応じた目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、即ち目標電流位相を設定することができるため、モータ１の回転数変化に伴うセンサレス制御不能状態を回避することが可能となり、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。

具体的には、目標電流位相設定部１４では、実電流位相領域Ａ１と安定運転電流位相領域Ａ２とを規定し、実電流位相領域Ａ１が安定運転電流位相領域Ａ２内となるように目標電流位相が設定されるため、モータが低回転域で運転され、モータの機器定数がばらついて安定運転電流位相領域Ａ２内で目標電流位相で運転できないと予測されるときであっても、モータ１の回転数変化に伴うセンサレス制御不能状態を確実に回避することができ、モータ１のセンサレス制御の安定性を確実に向上することができる。

また、目標電流位相設定部１４は、ロータ位置検出部１０で検出された電流位相である［相電流波高値Ｉｐ］と回転数検出部１２で検出された［回転数ω］とをパラメータとして目標電流位相を選定可能なデータテーブルを備えることにより、モータ制御装置において目標電流位相を低処理負荷で検出することができて好適である。
更に、原則として最大トルク／電流制御の電流ベクトル制御を行うことにより、モータ１の回転数変化に伴うセンサレス制御不能状態を回避し、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上しつつ、モータ１を高効率で運転することが可能となる。

次に、本発明の第２実施形態に係る目標ｄ軸電流Ｉｄｔの設定方法について図８のフローチャートを参照して説明する。なお、モータ制御装置の基本構成やモータ１の基本的な制御方法などは第１実施形態の場合と同様であるため、説明は省略する。
図８に示されるように、先ず、目標ｄ軸電流Ｉｄｔの設定が開始されると、ステップＳ１では回転数ωが低回転数域ωｌ（例えば５００ｒｐｍ）以下か否かを判定し、判定結果が真（Ｙｅｓ）で回転数ωが低回転数域ωｌ以下の場合にはステップＳ２に移行し、判定結果が偽（Ｎｏ）で回転数ωが低回転数域ωｌより大きい場合にはステップＳ３に移行する。

ステップＳ２では、図６に示されるような目標電流位相線Ｌ１を形成する目標電流位相の電流ベクトル軌跡に対応した目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータが格納された第１テーブルを適用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを選定し、目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、ひいては目標電流位相の設定を終了する。
ステップＳ３では、回転数ωが定常回転数域ωｎ（例えば２５００ｒｐｍ）以上か否かを判定し、判定結果が真（Ｙｅｓ）で回転数ωが定常回転数域ωｎ以上の場合にはステップＳ４に移行し、判定結果が偽（Ｎｏ）で回転数ωが定常回転数域ωｎより小さい場合にはステップＳ５に移行する。

ステップＳ４では、図７に示されるような目標電流位相線Ｌ１を形成する目標電流位相の電流ベクトル軌跡に対応した目標ｄ軸電流Ｉｄｔのデータが格納された第２テーブルを適用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを選定し、目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、ひいては目標電流位相の設定を終了する。
ステップＳ５では、第１及び第２テーブルに格納されたデータ間の補間処理を行うことにより目標ｄ軸電流Ｉｄｔを演算する。

具体的には、
・Ｉｄｔ＝［第１テーブルのデータ］×（ωｎ−ω）／（ωｎ−ωｌ）＋［第２テーブルのデータ］×（ω−ωｌ）／（ωｎ−ωｌ）
の一般的な補間処理式による演算を行い、その演算結果を目標ｄ軸電流Ｉｄｔとして設定し、目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、ひいては目標電流位相の設定を終了する。

以上のように、本実施形態では、データテーブルをモータ１の回転数に応じた第１テーブルと第２テーブルとから構成することにより、モータ１の回転数に応じて、最大トルク／電流制御により設定された電流位相に位相差を加えたものを目標電流位相として設定する領域と、位相差を零として最大トルク／電流制御により設定された電流位相をそのまま目標電流位相として設定する領域とに分けてデータテーブルを作成することが可能であり、データを必要な領域でのみ補正することによりデータテーブルの作成コストを低減できて好適である。

また、第１及び第２テーブルの各データに基づいた補間処理により目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、ひいては目標電流位相を演算して設定することにより、モータ１の回転数が２つのデータテーブル間の領域にある場合であっても目標電流位相を精度良く検出することができて好適である。
以上で本発明の実施形態についての説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更ができるものである。

例えば、上記実施形態では、前記数２の軸位置誤差推定式のＶｄｃ、Ｖｑｃ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃがインバータ２の器差を含むパラメータであり、また、前記数１のｄ、ｑ軸電流関係式のΦａ、及び前記軸位置誤差推定式のＬｑ、Ｌｄ、ｒがモータ１の機器定数であり、モータ１の器差を含むパラメータであることを考慮して実電流位相線Ｌ２、Ｌ３を規定しているが、これに限らず、これらのパラメータのうちの少なくとも何れか１つによって実電流位相線Ｌ２、Ｌ３を規定し、目標電流位相設定部１４で用いられるデータテーブルを作成しても前記同様の作用，効果を得ることができる。

１ 永久磁石同期モータ
２ インバータ
１０ ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）
１２ 回転数検出部（回転数検出手段）
２２ 相電圧設定部（相電圧設定手段）

Claims (6)

1. 永久磁石同期モータのロータ位置をセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、
   前記モータのコイルに流れる電流をインバータを介して検出する電流検出手段と、
   前記モータの前記コイルに印加される電圧を前記インバータを介して検出する印加電圧検出手段と、
   前記電流検出手段で検出された前記電流と前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧とに基づいて前記ロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、
   前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、
   前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づく電流ベクトル制御により目標電流を設定し、前記目標電流と前記回転数検出手段で検出された前記回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段とを備え、
   前記相電圧設定手段は、前記モータ及び前記インバータの少なくとも何れか一方の器差を有するパラメータに基づいた電流位相誤差範囲を含む実電流位相領域を規定し、前記センサレス制御にて前記ロータ位置を検出可能な安定運転電流位相領域を規定し、前記実電流位相領域が前記安定運転電流位相領域内となるように、前記電流ベクトル制御により設定された電流に、前記回転数検出手段で検出された前記回転数に応じた所定の位相差を加えたものを前記目標電流として設定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記相電圧設定手段は、前記回転数検出手段で検出された前記回転数をパラメータとして前記目標電流を選定可能なデータテーブルを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記相電圧設定手段で用いられる前記データテーブルは、前記回転数検出手段で検出された前記回転数が所定の低回転数域以下のときに適用される第１テーブルと、前記回転数検出手段で検出された前記回転数が所定の定常回転数域以上のときに適用される第２テーブルとからなることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記相電圧設定手段は、前記回転数検出手段で検出された前記回転数が前記所定の低回転数域未満であり且つ前記所定の定常回転数域より小のときには、前記第１及び前記第２テーブルの各データに基づいた補間処理により前記目標電流位相を演算して設定することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記モータ及び前記インバータの少なくとも何れか一方の前記器差を有する前記パラメータは、前記電流検出手段で検出された前記電流と、前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧と、前記モータの永久磁石磁束、インダクタンス及び前記コイルの巻線抵抗とのうちの少なくとも何れか１つを含むことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のモータ制御装置。
6. 前記電流ベクトル制御は、前記電流検出手段で検出された前記電流に対し前記モータの発生トルクが最大になる電流を前記目標電流として設定する最大トルク／電流制御であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のモータ制御装置。

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