JPWO2014049867A1 - ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 - Google Patents

Abstract

コストを抑制しつつ、低回転速度または低負荷であっても、センサレスベクトル制御が可能なモータを備えた圧縮機を有するヒートポンプ装置を得る。本発明のヒートポンプ装置は、モータ２１により駆動され、冷媒の圧縮機１４と、モータ２１に電圧を印加するインバータ部１２と、モータ電流の電流センサ２６ａ，２６ｂと、インバータ部１２へ駆動信号を出力するインバータ制御部１３と、を備え、インバータ制御部１３は、電圧指令演算部２５と、駆動信号生成部２３と、を備え、駆動信号生成部２３は、電流センサ２６ａ，２６ｂからの信号により圧縮機１４の必要冷媒圧縮量を決定し、振幅と位相を決定して駆動信号生成部２３に駆動信号を生成させる振幅位相決定部３３を備え、電圧指令演算部２５は、モータ２１が低回転速度または低負荷の場合に、該回転速度または該負荷に応じて電流センサ２６ａ，２６ｂからの信号に補正を行う。

Description

本発明は、圧縮機を用いたヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機に関する。

従来のヒートポンプ装置の圧縮機においては、圧縮機に備えられた永久磁石同期モータの磁極位置をセンサレスで制御するに際して、一般的にベクトル制御が用いられている。ベクトル制御では、モータの電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分離し、ロータの位置に応じた最適な電流値を算出し、トルク変動の少ない高効率な制御ができる。

このようなベクトル制御を行うためにはロータの磁極位置を把握することを要する。磁極位置センサを用いない高速用センサレスベクトル制御では、モータに流れる電流（モータ電流）値により磁極位置を推定する。すなわち、モータ電流を電流センサにより検出し、検出した電流を励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）とに分離して磁極位置の推定を行う。

実際のベクトル制御では、ロータの磁極位置が実角度θｄの回転位置となるｄ−ｑ回転座標系に対して、制御系にて推定角度θｄｃとなるｄｃ−ｑｃ回転座標系を仮定し、それらの軸誤差Δθを推定演算する。そして、この軸誤差Δθをゼロにするようにインバータの電圧指令値をフィードバック修正することにより、実際の磁極位置と制御上の磁極位置を一致させるように制御している。

このようなベクトル制御によれば、モータを駆動する電流の大きさ及び位相をモータの回転速度（回転数）または負荷の高低に応じてインバータによって理想的に制御し、高トルク・高応答・高性能・高精度に制御することができる。しかし、モータに流れる電流を利用できない起動時にはセンサレスベクトル制御は利用できない。そこで、起動から低速運転までの区間と低速運転を超える区間とで制御方式を切り替える方式などが検討されている。例えば、特許文献１には、起動時から低速動作時には磁極位置検出が不要なＶ／Ｆ一定制御を行い、所定の回転速度（回転数）または負荷を超えて高速動作する時には予め設定しておいた初期の磁極位置を用いてベクトル制御に移行する技術が開示されている。

特開２００４−４８８８６号公報

モータが低回転速度（小回転数）で運転する場合または低負荷状態である場合には、モータ電流（トルク電流成分と界磁電流成分の総和）も小さくなる。そのため、モータ電流を検出する電流センサの出力の起磁力が弱まり、出力波形に歪みが生じ、または検出したモータ電流の位相が実電流の位相に対して進んでしまう。出力波形の歪み及び位相の進みは、磁極位置の推定を失敗させて脱調を引き起こし、モータを強制停止させてしまう。

モータ電流が小さい場合であっても十分な起磁力を得るには、変圧器の巻数を増加させることや、電流センサの分解能を向上させることなどが考えられる。しかし、いずれにしてもコストを増加させることになる。従って、従来の技術によれば、コスト増加を抑制しつつ、低速（または低負荷）時にセンサレスベクトル制御を良好に行うことは困難であった。

なお、特許文献１に開示された技術によれば、Ｖ／Ｆ一定制御とベクトル制御を使い分けることはできるが、モータが低回転速度（小回転数）で運転する場合または低負荷状態である場合にセンサレスベクトル制御を行うことは困難である。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コスト増加を抑制しつつ、低回転速度（小回転数）または低負荷であっても、センサレスベクトル制御が可能なヒートポンプ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のヒートポンプ装置は、モータにより駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記モータに流れる電流を検出する電流センサと、前記インバータ部へ駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、電圧指令値を算出する電圧指令演算部と、前記電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備え、前記駆動信号生成部は、前記電流センサからの信号により前記圧縮機の必要冷媒圧縮量を決定し、前記必要冷媒圧縮量から振幅と位相を決定して前記駆動信号生成部に前記駆動信号を生成させる振幅位相決定部を備え、前記電圧指令演算部は、前記モータが設定値以下の回転速度または負荷状態である場合に、該回転速度または該負荷状態に応じて予め計測した位相補償量を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とする。

本発明によれば、コスト増加を抑制しつつ、低回転速度（小回転数）または低負荷においても、センサレスベクトル制御が可能なモータが備えられた圧縮機を有するヒートポンプ装置を得ることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置の一部を成すインバータ部、インバータ制御部及び圧縮機の一構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１に係るモータが低回転速度（小回転数）または低負荷である場合におけるモータ電流波形と電流センサ（ＡＣＣＴ）の出力波形の関係を示す比較図である。 図４は、実施の形態１に係る図３のモータ電流波形（正弦波状の実電流波形）のｄ−ｑ変換結果を示す図である。 図５は、実施の形態１に係る図３の歪んだＡＣＣＴ出力波形のｄ−ｑ変換結果を示す図である。 図６は、実施の形態１に係る電圧指令演算部の動作を説明するフローチャートである。 図７は、実施の形態２に係るＡＣＣＴの二次側抵抗に、低抵抗な抵抗素子を用いた場合の一構成例を示す図である。 図８は、実施の形態２に係るＡＣＣＴの二次側抵抗に、高抵抗な抵抗素子を用いた場合の一構成例を示す図である。 図９は、実施の形態３に係るＳｉデバイスとＳｉＣデバイスの耐圧とオン抵抗の関係を示す図である。 図１０−１は、暖房運転時の実施の形態４に係るヒートポンプ装置を備えた機器の構成例を示す図である。 図１０−２は、冷房運転時の実施の形態４に係るヒートポンプ装置を備えた機器の構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態４に係る図１０−１及び図１０−２に示したヒートポンプ装置の冷媒についてのモリエル線図である。

以下に、本発明に係るヒートポンプ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置の構成及び動作について図１乃至図６を参照して説明する。

図１は、本実施の形態のヒートポンプ装置の一構成例であるヒートポンプ装置１０を示す図である。図１に示すヒートポンプ装置１０は、冷凍サイクル部１１と、インバータ部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。ヒートポンプ装置１０は、例えば、空気調和機または冷凍機に適用される。

冷凍サイクル部１１には、圧縮機１４、四方弁１５、熱交換器１６、膨張機構１７及び熱交換器１８が備えられ、これらが冷媒配管１９を介して接続されている。

圧縮機１４は、圧縮機構２０及びモータ２１を内部に備える。圧縮機構２０は、冷媒を圧縮する。モータ２１は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相の巻線を有する三相モータであり、圧縮機構２０を動作させる。

インバータ部１２は、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂを備える（図２参照）。ここで、インバータ部１２は、モータ２１に電気的に接続され、交流電力を供給してモータ２１を駆動する。

電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂは、磁極位置を推定するために、モータ２１に流れる電流（モータ電流）を検出する。電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂが検出した信号は、インバータ制御部１３に備えられた冷媒圧縮運転モード制御部２２に含まれるｄ軸，ｑ軸電流検出部２４に出力される。

インバータ部１２には、直流電力（母線電圧Ｖ_ｄｃ）が供給される。なお、インバータ部１２の電源は、直流電力を供給可能なものであればよく、太陽電池、または整流器が付加された交流電源などであってもよい。インバータ部１２は、モータ２１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の巻線のそれぞれに、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗをそれぞれ印加する。

インバータ制御部１３は、冷媒圧縮運転モード制御部２２と、駆動信号生成部２３と、を備える。インバータ制御部１３は、インバータ部１２に電気的に接続され、圧縮機１４の必要冷媒圧縮量からインバータ駆動信号（例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号）を生成し、インバータ部１２へ出力する。

冷媒圧縮運転モード制御部２２は、ｄ軸，ｑ軸電流検出部２４と、電圧指令演算部２５と、を備える。冷媒圧縮運転モード制御部２２は、ヒートポンプ装置１０の冷媒圧縮動作に使用される。冷媒圧縮運転モード制御部２２は、駆動信号生成部２３を制御して、モータ２１を駆動するインバータ駆動信号（例えばＰＷＭ信号）をインバータ制御部１３から出力させる。このとき、電圧指令演算部２５は、ｄ軸，ｑ軸電流検出部２４から出力されたｄ軸の電流信号（Ｉｄ）とｑ軸の電流信号（Ｉｑ）に基づいてモータ２１の磁極位置を推定し、駆動信号生成部２３に制御信号を出力する。なお、ｄ軸の電流信号（Ｉｄ）とｑ軸の電流信号（Ｉｑ）は、インバータ部１２が有する電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂにて検出されたモータ２１のモータ電流に基づくものである。そして、駆動信号生成部２３が、電圧指令演算部２５から出力された制御信号に基づいて、インバータ部１２を駆動する信号（例えばＰＷＭ信号）を生成して出力する。

図２は、ヒートポンプ装置１０の一部についての詳細として、インバータ部１２、インバータ制御部１３及び圧縮機１４の一構成例を示す図である。

インバータ部１２には、６つのスイッチング素子２７ａ〜２７ｆが備えられ、２つのスイッチング素子を含む直列接続部が並列に３つ接続されている。それぞれのスイッチング素子にはダイオード素子が備えられている。インバータ部１２は、インバータ制御部１３から入力される駆動信号としてのＰＷＭ信号（図２のＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）により、それぞれに対応するスイッチング素子を駆動することで三相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、モータ２１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の巻線のそれぞれに対応する電圧を印加する。

ｄ軸，ｑ軸電流検出部２４は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２８と、相電流演算部２９と、３相２相変換部３０と、を備える。

ＬＰＦ２８は、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂがモータ電流を検出して出力した信号の高調波ノイズを除去する。ＬＰＦ２８は、アナログフィルタであってもよいし、デジタルフィルタであってもよい。

相電流演算部２９は、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂからの信号（ＬＰＦ２８にて高調波ノイズを除去された信号）を基に、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを算出し、３相２相変換部３０に出力する。ここで、相電流演算部２９が電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂから得る信号は、少なくとも２相分あればよい。相電流演算部２９はそれぞれの相電流の位相が１２０°だけずれていることを利用すれば、残りの相の電流値を算出できるからである。

３相２相変換部３０は、相電流演算部２９により得られたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、励磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）とトルク電流（ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換して出力する。

電圧指令演算部２５は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑからモータ２１の磁極位置を推定する。また、電圧指令演算部２５は、モータ２１の回転速度（回転数）または負荷の高低に応じて各種信号の補正制御を行う補正制御部２５ａを有する。補正制御部２５ａは、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂからの信号を、ｄ軸成分とｑ軸成分に分離した後にモータ２１の回転速度に応じて補正を行う。また、電圧指令演算部２５は、記憶領域を有することが好ましく、該記憶領域には補正制御に用いる値のテーブル２５ａａが記憶されていればよい。ここで、補正制御に用いる値は位相補償量Δθであり、モータ２１の回転速度（回転数）または負荷の高低に対応する位相補償量Δθとしては、予め計測した値を用いる。

駆動信号生成部２３は、ＰＷＭ信号生成部３２と、２相３相変換部３１と、振幅位相決定部３３と、を備える。

２相３相変換部３１は、電圧指令演算部２５からの２相信号を３相信号に変換してＰＷＭ信号生成部３２に出力する。すなわち、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相電圧指令値Ｖｗ^＊に変換してＰＷＭ信号生成部３２に出力する。

ＰＷＭ信号生成部３２は、２相３相変換部３１からの電圧指令値を基に、インバータ部１２を駆動するＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部３２で生成して出力したＰＷＭ信号を基にインバータ部１２が、モータ２１を駆動する。

振幅位相決定部３３の動作については後述する。

ところで、モータ２１が低回転速度（小回転数）または低負荷であると、電流センサであるＡＣＣＴ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）の出力波形が歪む現象が確認されている。

図３は、モータ２１が低回転速度（小回転数）または低負荷の場合におけるモータ電流波形３４（正弦波状の実電流波形）とＡＣＣＴの出力波形３５の関係を示す図である。なお、図３において、モータ電流波形３４は実線で示し、ＡＣＣＴの出力波形３５は破線で示している。

図４は、図３のモータ電流波形３４のｄ−ｑ変換結果を示す図である。図５は、図３のＡＣＣＴの出力波形３５のｄ−ｑ変換結果を示す図である。図４では、ｄ軸電流３６とｑ軸電流３７において位相差による電流変化はほとんど見られないが、図５では、任意の角度におけるｄ軸電流３８とｑ軸電流３９において位相差が生じている。この位相差に起因する電流変動により、モータ２１の磁極位置の推定に誤差が生じる。

そこで、本実施の形態のヒートポンプ装置では、電圧指令演算部２５にて、位相補償量Δθを用いて、実電流波形と出力波形の位相誤差を補正し、モータの磁極位置を正確に推定することを可能とする。ここで補正に用いる位相補償量Δθについては、予め回転速度（回転数）または負荷に応じた値を取得しておき、これをテーブルデータとして記憶させておくとよい。位相補償量Δθを記憶させる記憶領域の構成などは特に限定されず、例えば、電圧指令演算部２５内に記憶領域を設け、該記憶領域に記憶させればよい。

インバータ制御部１３の振幅位相決定部３３は、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂからの信号により圧縮機１４の必要冷媒圧縮量から位相及び振幅を決定し、決定した位相及び振幅より、ＰＷＭ信号生成部３２が駆動信号を生成する。

次に、電圧指令演算部２５の動作について、図６を参照して説明する。図６は、電圧指令演算部２５の動作を説明するフローチャートである。

まず、モータ２１の回転速度（回転数）が設定値以下か否かまたはモータ２１の負荷が設定値以下か否かを判定（第１のステップＳ１）する。回転速度（回転数）または負荷が設定値以下である場合には位相誤差の補正を行う第２のステップＳ２に進み、設定値以下でない場合にはセンサレスベクトル制御である第３のステップＳ３に直接進む。

第１のステップＳ１から第３のステップＳ３へと直接進む場合（モータ２１の回転速度（回転数）または負荷が設定値以下でない場合）には位相誤差の補正を行わない。そのため、電圧指令演算部２５は、位相誤差の補正を行うことなく磁極位置を推定し、モータ２１を駆動するｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。このようにセンサレスベクトル制御を行い、その後第１のステップＳ１へと戻り、再び第１のステップＳ１の判定を行う。

第１のステップＳ１における判定結果により第２のステップＳ２へと進む場合（モータ２１の回転速度（回転数）または負荷が設定値以下である場合）には、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに対して位相誤差の補正を行う。このようにセンサレスベクトル制御を行い、その後第１のステップＳ１へと戻り、再び第１のステップＳ１の判定を行う。

また、位相誤差の補正を行うに際して、進み位相を補正するために位相を遅れさせる補正を行う。すると、モータ２１が低回転速度（小回転数）で運転する場合またはモータ２１が低負荷で運転する場合であっても、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂの分解能を向上させず、または高巻数の電流センサを使用せずとも、各電流センサは、モータ２１に流れる電流を正確に検出することができる。すなわち、コストの増加を抑制しつつ、モータ２１に流れる電流を正確に検出することができる。

モータ２１のモータ電流を正確に検出すると、モータ２１の磁極位置の推定を正確に行うことができる。磁極位置の推定を正確に行うことで、磁極位置の検出の失敗またはずれに起因する脱調現象を防止または抑制することができる。

そのため、従来よりも低回転速度（回転数）または低負荷でモータ２１を問題なく駆動することができ、ヒートポンプ装置１０の消費電力を削減することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では本発明のヒートポンプ装置について説明したが、本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置が備える電流センサ（実施の形態１における電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂ）について図７及び図８を参照して説明する。

図７は、ヒートポンプ装置１０に備えられるＡＣＣＴの二次側抵抗４３に、低抵抗な抵抗素子（例えば１０Ω）を用いた場合の電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂの一構成例を示す図である。

ＡＣＣＴの二次側抵抗４３の抵抗値が低い場合には出力電圧が低くなる。このため、図７に示す構成例では、マイコン４５に入力可能な電圧まで増幅するための増幅器４４が二次側出力後段に備えられている。しかし、図７に示す構成例では、増幅器４４によりコストが増加し、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂの占有面積が増大する。さらには、増幅器４４によりノイズも増幅されてしまうため、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂの検出精度が低下する。なお、増幅器４４として図７のＡＣＣＴではオペアンプを例示しているが、これに限定されるものではない。

図８は、ヒートポンプ装置１０に備えられるＡＣＣＴの二次側抵抗４６に、高抵抗な抵抗素子（例えば１ｋΩ）を用いた場合の電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂの一構成例を示す図である。

二次側抵抗４６の抵抗値が高い場合にはマイコン４８に出力する電圧が高くなる。このため、図８に示す構成例では、図７のように増幅器４４を用いずともマイコンに入力可能な十分に高い電圧を出力することができる。

ここで、起磁力ＮＩは、磁気抵抗Ｒ_ｍと磁束φを用いると、ＮＩ＝Ｒ_ｍφと表される。二次側負荷抵抗が高いことで、同じ磁束（電流）をＡＣＣＴに与えた場合に起磁力が高くなり磁気飽和することで、図３に示すようにＡＣＣＴ出力波形が歪む問題がある。

図８に示す構成例では、二次側抵抗４６の抵抗値が高いことで、一定の磁束（一定の電流）で比較すると、ＡＣＣＴの起磁力ＮＩが高くなり、磁気飽和が生じる。磁気飽和が生じると、出力波形が歪んでしまう。出力波形が歪むと、実施の形態１にて説明したように、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに位相誤差が生じることになる。

そこで、図８に示す構成例では、電圧指令演算部２５において位相誤差を補正する。補正に用いる補正信号Δθについては、抵抗値が高い二次側抵抗４６を適用した場合の回転速度（回転数）または負荷に応じた値を予め取得してこれをテーブルデータとして記憶させておき、補正を行う際にはこれを参照するとよい。補正信号Δθを記憶させる記憶領域の構成などは特に限定されず、例えば、電圧指令演算部２５内に記憶領域を設け、該記憶領域には実施の形態１と同様に、補正制御に用いる値のテーブル２５ａａが記憶されていればよい。ここで、補正制御に用いる値は補正信号Δθであり、モータ２１の回転速度（回転数）または負荷の高低に対応する位相補償量Δθとしては、予め計測した、抵抗値が高い二次側抵抗を適用した場合の回転速度（回転数）または負荷に応じた値を用いる。

なお、磁気飽和による波形の歪みでは、波形の歪みにより高調波成分が重畳する。そのため、図８の構成例においては、ＡＣＣＴの二次側出力の後段に抵抗素子と容量素子を用いたＬＰＦ４７が設けられており、高調波成分を低減し、または除去することができる。

なお、ＬＰＦ４７が設けられていなくてもよい。ＬＰＦ４７が設けられていない場合には、マイコン４８に電流値を取り込んだ後に、前段の値を参考にして平均化を行うことで高調波成分を低減し、または除去する構成とすればよい。なお、ＬＰＦ４７は実施の形態１のＬＰＦ２８に相当する。

ＡＣＣＴとして図８の構成を採用し、且つ位相誤差の補正を行うと、ＡＣＣＴは増幅器を用いることなくマイコンに入力可能な十分な電圧を出力することができ、波形の歪みによる問題も解消することができる。また、図８の構成では増幅器を用いないため、ＡＣＣＴの占有面積の増大を抑えつつ、高い検出精度を維持することができる。さらには、本実施の形態の構成と実施の形態１の構成を組み合わせることも可能である。

なお、本発明のヒートポンプ装置が備える電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂには、図７の構成を採用してもよいし、図８の構成を採用してもよい。

実施の形態３．
本実施の形態では、本発明のヒートポンプ装置１０の好ましい形態について説明する。本実施の形態では、ヒートポンプ装置１０に設けられるスイッチング素子２７ａ〜２７ｆ（図２）にワイドバンドギャップ半導体を用いる。

スイッチング素子２７ａ〜２７ｆにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング素子２７ａ〜２７ｆにおける素子損失を低減し、電流を増大させることができる。そのため、ワイドバンドギャップ半導体を用いない場合よりも放熱フィンを小型化または除去することが可能である。

なお、本実施の形態において用いることのできるワイドバンドギャップ半導体としては、炭化珪素（シリコンカーバイド、ＳｉＣとも呼ぶ。）、ダイヤモンドまたは窒化ガリウム系材料（窒化ガリウムを主成分とする材料）などを例示することができる。

図９は、シリコンデバイス（Ｓｉデバイス）と炭化珪素デバイス（ＳｉＣデバイス）の耐圧とオン抵抗の関係を示す図である。耐圧とオン抵抗の間には、耐圧が向上するとオン抵抗が増加し、オン抵抗を低減すると耐圧が低下するというトレードオフの関係がある。しかし、ＳｉＣデバイスのバンドギャップはＳｉデバイスのバンドギャップよりも大きいため、任意のオン抵抗値において比較すると、ＳｉＣデバイスの耐圧はＳｉデバイスの耐圧よりも非常に高いものとなる（図９参照）。従って、ＳｉＣデバイスを用いることで、耐圧とオン抵抗のトレードオフを大幅に改善することができる。例えば、現在のＳｉデバイスを用いた誘導加熱調理器では冷却装置または放熱フィンが必要であるが、ＳｉＣデバイスを用いることにより素子損失を大幅に低減することが可能であるため、従来の冷却装置または放熱フィンを小型化し、または削除することが可能となる。従って、装置自体の大幅な低コスト化も可能となる。

また、スイッチング素子２７ａ〜２７ｆにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、高周波でのスイッチングが可能となるため、モータ２１に更に高周波の電流を流すことができる。そのため、モータ２１の巻線インピーダンス増加による巻線電流の低減によりインバータ部１２に流入する電流を低減し、より高効率なヒートポンプ装置を得ることが可能となる。

実施の形態１で説明したように本発明のヒートポンプ装置では、補正制御により低速運転時においても安定した動作が可能であるが、たとえセンサ情報を正確に取得しても、低速、高負荷の場合に、多量の電流が流れると素子損失が増大し、高温動作となってしまう。

しかし、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体、特にＳｉＣデバイスを使用することで、従来のＳｉデバイスを用いる場合に比べて素子損失を抑制しつつ多量の電流を流すことができる。そのため、温度の上昇を抑制し、冷却装置または放熱フィンを小型化し、または削除することが可能となる。

なお、スイッチング素子２７ａ〜２７ｆの構成としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、スーパージャンクション構造のパワーＭＯＳＦＥＴなどを例示することができるが、これらに限定されず、その他の絶縁ゲート半導体素子またはバイポーラトランジスタを用いてもよい。

なお、インバータ部１２に備えられたスイッチング素子２７ａ〜２７ｆのダイオードのみをワイドバンドギャップ半導体としてもよい。また、スイッチング素子２７ａ〜２７ｆに設けられるスイッチング素子の一部（少なくとも１つ）のみにワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。一部の素子にのみワイドバンドギャップ半導体を適用した場合にも上記の効果を得ることができる。

実施の形態４．
本実施の形態では、実施の形態１乃至３にて説明したヒートポンプ装置１０を適用した機器（空気調和機または冷凍機など）について説明する。

図１０−１及び図１０−２は、ヒートポンプ装置１０を備えた機器の一構成例を示す図である。図１０−１は暖房運転時の一構成例を示し、図１０−２は冷房運転時の一構成例を示す。なお、図１０−１と図１０−２では冷媒の循環方向が異なり、この切り替えは後述する四方弁５７により行われる。図１１は、図１０−１及び図１０−２に示したヒートポンプ装置１０の冷媒の状態についてのモリエル線図を示す図である。図１１において、横軸は比エンタルピｈであり、縦軸は冷媒圧力Ｐである。

圧縮機４９、熱交換器５０、膨張機構５１、レシーバ５２、内部熱交換器５３、膨張機構５４及び熱交換器５５は、それぞれ配管によって接続されており、該配管を冷媒が循環する主冷媒回路を構成している。該主冷媒回路は、図１０−１及び図１０−２のそれぞれにおいて、主冷媒回路５６ａ〜５６ｋに区分けされている。なお、圧縮機４９の吐出側には四方弁５７が設けられており、冷媒の循環方向の切り替えが可能である。また、熱交換器５５の近傍には、ファン５８が設けられている。

圧縮機４９は、実施の形態１乃至３における圧縮機１４に相当し（図１参照）、インバータ部１２によって駆動されるモータ２１及び圧縮機構２０を有する。さらに、ヒートポンプ装置１０には、レシーバ５２と内部熱交換器５３の間から圧縮機４９のインジェクションパイプまでを接続するインジェクション回路６０ａ〜６０ｃ（太線にて表す）が備えられている。インジェクション回路６０ａ〜６０ｃには、膨張機構５９と内部熱交換器５３が接続されている。

熱交換器５０には、水回路６１ａ及び水回路６１ｂにより構成される水回路（太線にて表す）が接続され、水が循環している。なお、水回路６１ａ及び水回路６１ｂには、給湯器、ラジエータまたは床暖房などが備える放熱器などの水を利用する装置が接続されている。

次に、ヒートポンプ装置１０の動作について説明する。まず、ヒートポンプ装置１０が暖房運転する際（給湯器として運転する際）の動作について、図１０−１を参照して説明する。

まず、圧縮機４９で気相状態の冷媒が圧縮されることで高温高圧状態となる（図１１の点Ａ）。

そして、高温高圧状態の冷媒は、圧縮機４９から主冷媒回路５６ａに吐出される。主冷媒回路５６ａの冷媒は四方弁５７へと移送され、四方弁５７を経由した主冷媒回路５６ｂの冷媒は熱交換器５０へと移送される。移送された主冷媒回路５６ｂの冷媒は、熱交換器５０で熱交換により冷却されて液化する（図１１の点Ｂ）。すなわち、熱交換器５０は、主冷媒回路において凝縮器であり放熱器として機能する。このとき、水回路６１ａの水は、主冷媒回路の冷媒から放熱された熱によって温められる。温められた水回路６１ｂの水は、暖房または給湯などに利用される。

熱交換器５０で液化された主冷媒回路５６ｃの冷媒は、膨張機構５１へと移送され、膨張機構５１で減圧されることで、気液二相状態になる（図１１の点Ｃ）。

気液二相状態の主冷媒回路５６ｄの冷媒は、レシーバ５２へと移送され、レシーバ５２で圧縮機４９に移送される冷媒（主冷媒回路５６ｊから主冷媒回路５６ｋに移送される冷媒）と熱交換され、冷却されて液化する（図１１の点Ｄ）。

レシーバ５２で液化された主冷媒回路５６ｅの冷媒は、図１０−１の点Ｐにおいて、主冷媒回路５６ｆとインジェクション回路６０ａに分岐する。主冷媒回路５６ｆから内部熱交換機５３に流れる冷媒は、内部熱交換器５３において、インジェクション回路６０ｂからインジェクション回路６０ｃに移送される冷媒と熱交換されてさらに冷却される（図１１の点Ｅ）。なお、インジェクション回路６０ｂを流れる冷媒は、膨張機構５９で減圧されて気液二相状態である。

内部熱交換器５３で冷却された主冷媒回路５６ｇの冷媒は、膨張機構５４へと移送されて減圧され、気液二相状態になる（図１１の点Ｆ）。

膨張機構５４で気液二相状態になった主冷媒回路５６ｈの冷媒は、熱交換器５５に移送され、熱交換器５５において外気と熱交換され、加熱される（図１１の点Ｇ）。すなわち、熱交換器５５は主冷媒回路において蒸発器として機能する。

そして、熱交換器５５で加熱された主冷媒回路５６ｉの冷媒は、四方弁５７へと移送され、四方弁５７を経由した主冷媒回路５６ｊの冷媒はレシーバ５２へと移送されてレシーバ５２でさらに加熱され（図１１の点Ｈ）、加熱された主冷媒回路５６ｋの冷媒は圧縮機４９に移送される。

一方、点Ｐにて分岐したインジェクション回路６０ａの冷媒（インジェクション冷媒（図１１の点Ｄ））は、膨張機構５９で減圧され（図１１の点Ｉ）、減圧されたインジェクション回路６０ｂの冷媒は、内部熱交換器５３で熱交換され、気液二相状態となる（図１１の点Ｊ）。内部熱交換器５３で熱交換されたインジェクション回路６０ｃの冷媒は、圧縮機４９のインジェクションパイプから圧縮機４９内へ移送される。

圧縮機４９では、主冷媒回路５６ｋからの冷媒（図１１の点Ｈ）が、中間圧まで圧縮され、加熱される（図１１の点Ｋ）。中間圧まで圧縮され、加熱された主冷媒回路５６ｋからの冷媒はインジェクション回路６０ｃの冷媒（図１１の点Ｊ）と合流し、主冷媒回路５６ｋからの冷媒の温度は低下する（図１１の点Ｌ）。そして、温度が低下した冷媒（図１１の点Ｌ）が、圧縮機４９によりさらに圧縮され、加熱されて高温高圧となり（図１１の点Ａ）、圧縮機４９から主冷媒回路５６ａに吐出される。

なお、本発明のヒートポンプ装置１０は、インジェクション運転を行わなくてもよい。インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構５９を閉じ、圧縮機４９のインジェクションパイプへ冷媒を流入させなければよい。なお、膨張機構５９の開度は、マイコンなどにより制御すればよい。

次に、ヒートポンプ装置１０が冷房運転する際（冷凍器として運転する際）の動作について、図１０−２を参照して説明する。

まず、圧縮機４９で気相状態の冷媒が圧縮されることで高温高圧となる（図１１の点Ａ）。

そして、高温高圧状態の冷媒は、圧縮機４９から主冷媒回路５６ａに吐出され、四方弁５７を経由し、四方弁５７を経由した主冷媒回路５６ｂの冷媒は熱交換器５５へと移送される。移送された主冷媒回路５６ｂの冷媒は、熱交換器５５で熱交換により冷却されて液化する（図１１の点Ｂ）。すなわち、熱交換器５５は、主冷媒回路において凝縮器及び放熱器として機能する。

熱交換器５５で液化された主冷媒回路５６ｃの冷媒は、膨張機構５４へと移送されて減圧されることで、気液二相状態になる（図１１の点Ｃ）。

気液二相状態になった主冷媒回路５６ｄの冷媒は、内部熱交換器５３へと移送され、内部熱交換器５３でインジェクション回路６０ｂからインジェクション回路６０ｃへと移送される冷媒と熱交換され、冷却されて液化する（図１１の点Ｄ）。ここで、インジェクション回路６０ｂから移送される冷媒は、膨張機構５９で減圧されて気液二相状態である（図１１の点Ｉ）。内部熱交換器５３で熱交換された主冷媒回路５６ｅの冷媒（図１１の点Ｄ）は、図１０−２の点Ｐにおいて、主冷媒回路５６ｆとインジェクション回路６０ａに分岐する。

主冷媒回路５６ｆの冷媒は、レシーバ５２において、主冷媒回路５６ｊから主冷媒回路５６ｋに移送される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図１１の点Ｅ）。

レシーバ５２で冷却された主冷媒回路５６ｇの冷媒は、膨張機構５１で減圧されて気液二相状態になる（図１１の点Ｆ）。

膨張機構５１で気液二相状態になった主冷媒回路５６ｈの冷媒は、熱交換器５０で熱交換され、加熱される（図１１の点Ｇ）。このとき、水回路６１ａの水は冷却され、冷却された水回路６１ｂの水は、冷房または冷凍に利用される。すなわち、熱交換器５０は、主冷媒回路において蒸発器として機能する。

そして、熱交換器５０で加熱された主冷媒回路５６ｉの冷媒は四方弁５７を経由し、四方弁５７を経由した主冷媒回路５６ｊの冷媒はレシーバ５２へ流入し、さらに加熱される（図１１の点Ｈ）。レシーバ５２で加熱された主冷媒回路５６ｋの冷媒は、圧縮機４９に移送される。

一方、図１０−２の点Ｐにて分岐したインジェクション回路６０ａの冷媒は、膨張機構５９で減圧される（図１１の点Ｉ）。膨張機構５９で減圧されたインジェクション回路６０ｂの冷媒は、内部熱交換器５３で熱交換されて気液二相状態となる（図１１の点Ｊ）。そして、内部熱交換器５３で熱交換されたインジェクション回路６０ｃの冷媒は、圧縮機４９のインジェクションパイプから圧縮機４９内へ移送される。その後の圧縮機４９における圧縮動作は、暖房運転時と同様である。すなわち、圧縮され、加熱されて高温高圧となった冷媒（図１１の点Ａ）が、圧縮機４９から主冷媒回路５６ａに吐出される。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構５９を閉じ、圧縮機４９のインジェクションパイプへ冷媒を流入させなければよい。なお、膨張機構５９の開度は、マイコンなどにより制御すればよい。

なお、上記の説明では、熱交換器５０は、主冷媒回路の冷媒と水回路の水を熱交換させる熱交換器（例えば、プレート式熱交換器）であるとして説明した。しかし、熱交換器５０は、これに限定されず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路には、水ではなく、他の流体が流れていてもよい。

以上説明したように本発明のヒートポンプ装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機などのインバータ圧縮機を用いた様々なヒートポンプ装置に適用することができる。

１０ ヒートポンプ装置、１１ 冷凍サイクル部、１２ インバータ部、１３ インバータ制御部、１４，４９ 圧縮機、１５，５７ 四方弁、１６，１８，５０，５５ 熱交換器、１７，５１，５４，５９ 膨張機構、１９ 冷媒配管、２０ 圧縮機構、２１ モータ、２２ 冷媒圧縮運転モード制御部、２３ 駆動信号生成部、２４ ｄ軸，ｑ軸電流検出部、２５ 電圧指令演算部、２５ａ 補正制御部、２５ａａ テーブル、２６ａ，２６ｂ 電流センサ、２７ａ〜２７ｆ スイッチング素子、２８，４７ ＬＰＦ、２９ 相電流演算部、３０ ３相２相変換部、３１ ２相３相変換部、３２ ＰＷＭ信号生成部、３３ 振幅位相決定部、３４ モータ電流波形、３５ ＡＣＣＴの出力波形、３６，３８ ｄ軸電流、３７，３９ ｑ軸電流、４３，４６ 二次側抵抗、４４ 増幅器、４５，４８ マイコン、５２ レシーバ、５３ 内部熱交換器、５６ａ〜５６ｋ 主冷媒回路、５８ ファン、６０ａ〜６０ｃ インジェクション回路、６１ａ，６１ｂ 水回路、Ｓ１ 第１のステップ、Ｓ２ 第２のステップ、Ｓ３ 第３のステップ。

インバータ制御部１３の振幅位相決定部３３は、電流センサ２６ａ及び電流センサ２６ｂからの信号により位相及び振幅を決定し、決定した位相及び振幅より、ＰＷＭ信号生成部３２が駆動信号を生成する。

Claims (11)

1. モータにより駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記モータに電圧を印加するインバータ部と、
   前記モータに流れる電流を検出する電流センサと、
   前記インバータ部へ駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、
   電圧指令値を算出する電圧指令演算部と、
   前記電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備え、
   前記駆動信号生成部は、
   前記電流センサからの信号により前記圧縮機の必要冷媒圧縮量を決定し、前記必要冷媒圧縮量から振幅と位相を決定して前記駆動信号生成部に前記駆動信号を生成させる振幅位相決定部を備え、
   前記電圧指令演算部は、前記モータが設定値以下の回転速度または負荷状態である場合に、該回転速度または該負荷状態に応じて予め計測した位相補償量を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とするヒートポンプ装置。
2. 前記電圧指令演算部は、
   前記電流センサの二次側に設けられる二次側抵抗の抵抗値に応じた補正信号を用いて前記電流センサからの信号に補正を行うことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 前記電圧指令演算部は補正制御部を有し、
   前記補正制御部は、前記電流センサからの信号をｄ軸成分とｑ軸成分に分離した後に前記モータの回転速度に応じて補正を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記電圧指令演算部は前記補正制御部に記憶領域を有し、
   前記記憶領域には、前記回転速度または前記負荷状態に応じた位相補償量がテーブルデータとして記憶されていることを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
5. 前記電圧指令演算部は記憶領域を有し、
   前記記憶領域には、前記二次側抵抗の抵抗値に応じた補正信号がテーブルデータとして記憶されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
6. 前記インバータ制御部は、
   前記電流センサからの信号の高調波ノイズを除去または低減するアナログフィルタまたはデジタルフィルタを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
7. 前記インバータ部に備えられたスイッチング素子のうち、少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
8. 前記インバータ部に備えられたスイッチング素子を構成するダイオードが、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、
   炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項７または請求項８に記載のヒートポンプ装置。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
11. 請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。