JP2004289971A

JP2004289971A - 電動機の制御装置

Info

Publication number: JP2004289971A
Application number: JP2003081166A
Authority: JP
Inventors: Akira Sakai; 顕酒井; Makoto Hirano; 誠平野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-03-24
Filing date: 2003-03-24
Publication date: 2004-10-14

Abstract

【課題】安価な構成で、安定した動作性を有し、低損失で信頼性の高い電動機の制御装置を得ること。
【解決手段】直流電圧を交流電圧に変換し、電動機に供給する電圧を調整するスイッチング素子で構成されたインバータと、電動機に流れる電流をＡＣＣＴにより検出する電流検出部と、インバータの母線電流をシャント抵抗により検出すると共に、検出した母線電流により電動機に流れる相電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、電流検出部の検出結果に基づいてインバータを制御すると共に、ゼロクロス検出部の検出値により電流検出部の位相誤差を補正し電動機を制御するインバータ制御部と、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータを用いた電動機の制御装置およびそれを用いた製品に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、インバータを用いた電動機の電流検出において、電流検出部の電流検出素子にＡＣカレントトランス（以下、ＡＣＣＴ）を使用する方法があるが、この場合、モータの実電流値とＡＣＣＴによる検出値の間にはＡＣＣＴの磁気飽和による位相ズレが生ずる。そして、モータの実電流の周波数が小さい時に位相誤差が大きくなる。
【０００３】
また、電流検出部の電流検出素子に、ＡＣＣＴの代わりにＤＣカレントトランス（以下、ＤＣＣＴ）を使用することも可能であり、この場合ＡＣＣＴのような位相誤差がなく正確な電流検出が可能になり安定した制御が可能となる。
【０００４】
さらに、電流検出部にシャント抵抗を使用してモータを制御することも可能である。
【０００５】
【特許文献１】
特開平３−２３０７６７号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電動機の電流検出装置は、電流検出部にＡＣＣＴを使用した場合、モータの実電流値とＡＣＣＴによる検出値の間にはＡＣＣＴの磁気飽和による位相誤差が生じ、特にモータの相電流周波数が低い、すなわちモータの回転数が低いほど位相誤差が大きくなり、検出結果に誤差が生じ正確な制御ができなくなる。
【０００７】
また電流検出部にＡＣＣＴの代わりにＤＣＣＴを使用した場合、非常に高価な構成となり実用的で無くなる。
【０００８】
また、電流検出にシャント抵抗を使用する電流検出回路を使用する場合、モータの負荷が小さい時や直流電源電圧（母線電圧）が大きい時などの条件では、シャント抵抗に発生する電流情報を含んだ電圧信号は非常に小さくなり、シャント抵抗値が小さいとＳ／Ｎ比が小さくなり正確な電流検出が困難となる。
【０００９】
逆にシャント抵抗値をある程度大きめに設定すると、より正確に電流検出ができるようになる反面、シャント抵抗での損失が大きくなり機器の省エネに反することとなる。
【００１０】
さらに、シャント抵抗に発生する電流情報を含んだ電圧信号は、スイッチング素子のＯＮ信号に同期したパルス状の信号となり電流検出はこのパルスの二つの立ち上がりの時間内で行う必要がある。しかし、二つの立ち上がりの時間の一方が短くなるため、モータの負荷や直流電源電圧Ｖｄｃの大きさに関わらず電流検出が困難になる。正確な電流検出を行ためには処理速度の速い高価なマイコンやＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）を使用する必要があった。
【００１１】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、安価な構成で、安定した動作性を有し、低損失で信頼性の高い電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電動機の制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換し、電動機に供給する電圧を調整するスイッチング素子で構成されたインバータと、電動機に流れる電流をＡＣＣＴにより検出する電流検出部と、インバータの母線電流をシャント抵抗により検出すると共に、検出した母線電流により電動機に流れる相電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、電流検出部の検出結果に基づいてインバータを制御すると共に、ゼロクロス検出部の検出値により電流検出部の位相誤差を補正し電動機を制御するインバータ制御部と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１〜６は実施の形態１を示す図で、図１はモータの制御装置の構成図、図２はモータの相電流および相電流検出値を示す説明図、図３、４は空間ベクトル制御法の説明図、図５は電流検出方法を示すフローチャート、図６は空間ベクトル制御法における位相と電圧ベクトルの関係を示す説明図である。
【００１４】
図１において、モータ１１の制御装置の電源は直流電源７であり、インバータは駆動部スイッチング素子１〜６で構成される。インバータ制御部８は駆動部スイッチング素子１〜６の駆動信号を出力する。電流検出部９ｂはモータの相電流を検出する。ゼロクロス検出部１０は相電流のゼロクロスを検出するとともに、シャント抵抗１２によりインバータの母線電流を検出する。母線電圧検出部１３により母線電圧を検出してインバータ制御部８に出力する。
【００１５】
電流検出部９ｂにＡＣＣＴを使用した場合の、モータ電流１５と、ＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６の例を図２に示す。モータ電流１５の符号が反転する点をモータ電流のゼロクロス点１４、ＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６の符号が反転する点をＡＣＣＴによるモータ電流検出値のゼロクロス点１８とする。
【００１６】
電流検出部９ｂにＡＣＣＴを使用した場合、ＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６と実モータ電流１５に位相誤差１７が生じ、電流の周波数が小さいほど位相誤差１７は大きくなる傾向にある。ＡＣＣＴの２次電流（検出値）は１次電流（モータ実電流）に対して位相が進む特性があり、１次電流と２次電流の位相誤差１７は、１次側と２次側の漏れインダクタンスや鉄損が無視される場合下式（１）により算出できる。
（位相誤差）＝π／２−ａｒｃｔａｎ（２πｆＬ／（ｒ＋Ｌ）） …（１）
ここで、ＬはＡＣＣＴのインダクタンス、ｒはＡＣＣＴの２次側に接続された負荷抵抗値、ＲはＡＣＣＴの内部抵抗値、ｆは１次側電流の周波数である。この（１）式から１次側の電流周波数ｆが小さい時すなわちモータの実電流の周波数が小さい時に位相誤差が大きくなる。
【００１７】
次にゼロクロス検出部１０について説明する。図３はインバータによるモータ駆動を行う場合の空間電圧ベクトル法によるスイッチング素子の駆動信号と、その時の電流検出部のシャント抵抗に発生する電流信号を含んだ電圧信号の例を示した図であり、図４は図３のＡの区間の波形の様子を示した図である。
【００１８】
図３の（１００）などの数字は左からＵ相、Ｖ相、Ｗ相を示しており、１は上アームのスイッチング素子がＯＮ、下アームのスイッチング素子がＯＦＦ、０は下アームのスイッチング素子がＯＮ、上アームのスイッチング素子がＯＦＦすることを示す。ただし、図３、４は説明を簡単にするためにスイッチング素子の上下アーム短絡を防止するデッドタイム（Ｔｄ）は省略している。
【００１９】
図３において、Ｖｋのベクトルが時計回りに回る方向を正とすると、一般的にモータをある方向、例えば時計方向に回転させるには、Ａ→Ｂ→…→Ｆ→Ａの区間を移動するようにθを増加させてＶｋベクトルを回転させればよい。例えば図４ではＶｋベクトルは（１００）のベクトルと（１１０）のベクトルの合成で生成され、θとｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の関係は次式の計算により求めることができる。
Ｋ＝Ｖｉｎ／Ｖｄｃ
ａ１＝ｔ１×２＋ｔ４＝（１−Ｋｓｉｎ（θ＋６０°））・Ｔ …（２）
ａ２＝ｔ２×２＝ＫＴｓｉｎ（６０°−θ） …（３）
ａ３＝ｔ３×２＝ＫＴｓｉｎθ …（４）
ここで、Ｖｉｎはモータへの印加電圧、Ｖｄｃは母線電圧、Ｔはキャリア周期である。
【００２０】
図４でＵｐ，Ｖｎ，Ｗｎ相の駆動部スイッチング素子１，５，６がＯＮする区間、これはインバータ制御部８からの指令値であるが、この区間ｔ２ではＵ相電流が検出でき、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｎ相の駆動部スイッチング素子１，２，６がＯＮする区間ｔ３ではＷ相電流が検出できる。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相分の電流を検出するためには前記のように１キャリア周期中にｔ２間でＵ相電流Ｉｕを検出し、ｔ３間でＷ相電流Ｉｗを検出し、Ｖ相はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式とＵ、Ｗ相の検出結果からＶ相電流Ｉｖを算出する。
【００２１】
出力電圧Ｖｋの角度θ（Ａ〜Ｆ）により、隣接する６０°ずれた２本のベクトルを合成することでＶｋを生成するのであるが、３相電流のうち１相の電流の符号が反転する点すなわちモータ電流のゼロクロス点１４は、（１００）のベクトルをθ＝０°とした場合、θ＝３０，９０，１５０，２１０，２７０，３３０°となる。これらの角度では隣接する６０°ずれた２本のベクトルの比すなわち電流検出時間ｔ２、ｔ３の比は１：１、もしくは極めて１：１に近くなりｔ２とｔ３共にある程度の時間が確保できるため電流検出や演算も容易になるため高価なマイコンやＤＳＰなどを使用する必要がなくなる。
【００２２】
ベクトルの比が１：１となった時点を１相のゼロクロス点と判断するように制御すると、ｔ２での電流検出値とｔ３での電流検出値の絶対値が等しい時をゼロクロス点とすることができ、抵抗値の誤差が大きな安価なシャントでも、損失を小さくするためにシャント抵抗値を小さくしても１相のゼロクロス点を確実に検出できる。
【００２３】
図５のフローチャートに従って以上の位相誤差補正のある一例について説明する。まずステップ０（以下：Ｓ０）にて図３におけるθやモータへの印加電圧Ｖｉｎ、母線電圧Ｖｄｃ、キャリア周期Ｔによりｔ１〜ｔ４の演算を行う。
【００２４】
続いてステップ１（以下：Ｓ１）にて、Ｓ０にて求められたｔ１〜ｔ４を基に波形生成を行い、かつシャント抵抗１２を用いたゼロクロス検出部１０により図３のステージＡ〜Ｆに対応したモータの２相の電流もしくは３相の電流を検出する。
【００２５】
この時検出されるモータのＵ，Ｖ，Ｗ相電流をそれぞれＩｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’とすると、ステージＡ〜Ｆに対応したモータの２相の電流とは、ステージＡの時Ｉｕ’とＩｗ’、ステージＢの時Ｉｖ’とＩｗ’、ステージＣの時Ｉｖ’とＩｕ’、ステージＤの時Ｉｗ’とＩｕ’、ステージＥの時Ｉｗ’とＩｖ’、ステージＦの時Ｉｕ’とＩｖ’のことである。
【００２６】
続いて、ステップ２（以下：Ｓ２）にて、ＡＣＣＴを用いた電流検出部９ｂにてモータの２相電流を検出し、演算にて残り１相の電流を検出する。
【００２７】
続いて、ステップ３（以下：Ｓ３）にて、Ｓ１にて検出した２相の電流の絶対値を比較し、２相の電流の絶対値が等しい時は、図２のモータ電流のゼロクロス点１４と判断し、ゼロクロス点での位相をθ’とするとステージＡの時θ’＝３０°、ステージＢの時θ’＝９０°、ステージＣの時θ’＝１５０°、ステージＤの時θ’＝２１０°、ステージＥの時θ’＝２７０°、ステージＦの時θ’＝３３０°に設定する（ステップ４：Ｓ４）。
【００２８】
続いて、ステップ５（以下：Ｓ５）にてθ＝θ’とすることで位相ズレの補正を行い、位相を進めるためにθを制御の周期やモータの回転数などに応じた適当な位相増加分Δθ進め（ステップ：Ｓ６）、Ｓ１から同様の制御を繰り返す。Ｓ３にてゼロクロス点と判断しない場合は補正を行わずＳ６に進める。
【００２９】
図５のフローチャートによる電流補正では、ゼロクロス点の位相θ’と波形生成に使用したθを等しいとすることで位相誤差の補正を行うとしたが、図５のＳ２におけるＡＣＣＴでの電流検出結果をインバータ制御部８内のメモリーに蓄え、波形生成のための位相にはメモリー内のデータにおいて位相ズレ分（θ−θ’）前の値を使用するといった制御を行うことで位相誤差の補正を行うことも可能である。
【００３０】
以上のように、ＡＣＣＴ検出値の位相誤差を補正することで、正確な電流検出ができ安定した電動機の制御が可能となる。また、シャント抵抗値の誤差が大きくてもよいため安価な部品を選定できる。また、シャント抵抗値を小さくすることが出来るため損失を小さくすることが出来る。
【００３１】
実施の形態２．
本実施の形態は、モータの回転数により、電流検出部９ｂの位相誤差の補正の有無を切換えるものである。図２は、電流検出部９ｂにＡＣＣＴを使用した場合のモータ電流１５と、モータ電流１５をＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６の例を示したものである。点１４はモータ電流１５の符号が反転する点、すなわちゼロクロス点、点１８はモータ電流１５をＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６の符号が反転する点を示している。
【００３２】
電流検出部９ｂにＡＣＣＴを使用した場合、ＡＣＣＴによるモータ電流検出値１６とモータ電流１５に位相誤差１７が生じ、この位相誤差１７は電流の周波数が小さいほど大きくなる傾向にあるのは前に述べた通りである。
【００３３】
電流の周波数とモータの回転数は比例の関係にあるため、モータの回転数が高いほど位相誤差１７が小さくなるため、モータの制御が不安定にならない程度の位相誤差になるある値以上のモータ回転数、例えば２０ｒｐｓ以上の回転数では位相誤差補正を行わないようにすれば、ゼロクロス検出部１０での電流検出および相電流値の演算が減り、インバータ制御部内の処理が簡素化できる。
【００３４】
また、回転数によりゼロクロス検出部１０の電流検出周期を変化させ、ある回転数以上ではゼロクロス検出部、位相誤差補正を行わないようにするといった制御も可能であり、インバータ制御部８内の処理が簡素化できるため、位相誤差補正のためのインバータ制御部８をより安価な部品で構成することが出来る。
【００３５】
実施の形態３．
図７は実施の形態３を示す図で、モータの制御装置のＡＣＣＴ位相誤差補正のフローを示したものである。図１においてゼロクロス検出部１０にて電流検出を行う時間ｔ２およびｔ３は、インバータ制御部８に使用する制御回路の遅れ（Ｔ５）および駆動部スイッチング素子１〜６の上下アーム短絡を防止するデッドタイム（Ｔｄ）の関係から、ある一定時間以上確保できないと正確に電流が検出できず、正確に電流を検出するためには、例えばＴ５＋Ｔｄ＝ｔ６とした時、ｔ２およびｔ３はｔ６以上必要となる。
【００３６】
ｔ２およびｔ３がｔ６未満の場合、検出電流値が誤っている可能性が大きいため、誤ったＡＣＣＴの位相誤差補正を行ってしまう可能性がある。そこで図７のステップ７（以下：Ｓ７）のようにｔ２およびｔ３がある値ｔ６未満の場合はゼロクロス検出部１０による電流検出およびＡＣＣＴ位相誤差補正を行わないようにすると、ＡＣＣＴ位相誤差補正が正確に行われ、またゼロクロス検出部１０での電流検出および相電流値の演算回数を削減することができるため、インバータ制御部８での処理が簡素化できる。すなわちｔ６を大きめに設定でき、それによりインバータ制御部８に使用する制御回路の遅れＴ５を大きくすることができるため、応答時間が遅い安価な部品で制御回路を構成することができる。
【００３７】
【発明の効果】
この発明に係る電動機の制御装置は、ＡＣＣＴによる電流検出値の位相誤差をゼロクロス検出部の検出結果により補正することで正確な電流検出が可能となり、安定したモータ制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１を示す図で、モータの制御装置の構成図である。
【図２】実施の形態１を示す図で、モータの相電流および相電流検出値を示す説明図である。
【図３】実施の形態１を示す図で、空間ベクトル制御法の説明図である。
【図４】実施の形態１を示す図で、空間ベクトル制御法の説明図である。
【図５】実施の形態１を示す図で、電流検出方法を示すフローチャート図である。
【図６】実施の形態１を示す図で、空間ベクトル制御法における位相と電圧ベクトルの関係を示す説明図である。
【図７】実施の形態３を示す図で、モータの制御装置のＡＣＣＴ位相誤差補正のフローチャート図である。
【符号の説明】
１〜６駆動部スイッチング素子、７直流電源、８インバータ制御部、９ｂ電流検出部、１０ゼロクロス検出部、１１モータ、１２シャント抵抗、１３母線電圧検出部、１４モータ電流のゼロクロス点、１５モータ電流、１６ＡＣＣＴによるモータ電流検出値、１７位相誤差、１８ＡＣＣＴによるモータ電流検出値のゼロクロス点。

Claims

直流電圧を交流電圧に変換し、電動機に供給する電圧を調整するスイッチング素子で構成されたインバータと、
前記電動機に流れる電流をＡＣカレントトランス（以下、ＡＣＣＴ）により検出する電流検出部と、
前記インバータの母線電流をシャント抵抗により検出すると共に、検出した母線電流により前記電動機に流れる相電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
前記電流検出部の検出結果に基づいて前記インバータを制御すると共に、前記ゼロクロス検出部の検出値により前記電流検出部の位相誤差を補正し電動機を制御するインバータ制御部と、
を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
前記ゼロクロス検出部のシャント抵抗に発生する電流信号の発生区間ｔ１〜ｔ４の中、相電流の検出できる区間ｔ２及びｔ３の時間の比がほぼ等しくなる時点を相電流のゼロクロス点とすることを請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記電動機の回転数により、前記電流検出部の位相誤差の補正の有無を切換えることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記電動機の起動を含む低回転数運転時は、前記電流検出部の位相誤差を補正し電動機を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記電流検出部の位相誤差の補正を行うために利用される前記ゼロクロス検出部の検出値は、前記インバータのスイッチング素子のＯＮ時間がある値以上である場合に検出された値であることを特徴とする請求項１の記載の電動機の制御装置。