JP2010239834A - 同期モータ用インバータ制御回路及びこれを備える同期モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】適正なＰＷＭ信号の生成を実現させ得る同期モータ用インバータ回路、及び、良好なフィードバック制御を実施させ得る同期モータ制御装置を提供する。
【解決手段】復元相電流値算出部５１１ａでは、入力電流値Ｉｉｕ＄、Ｉｉｗ＄が入力されると、これに同期して、推定電流値Ｉｃｕ＄、Ｉｃｗ＄を算出させる。その後、復元相電流値算出部５１１ａでは、入力電流値又は推定電流値を適宜に組合わせて３相分の復元相電流値を算出させ、復元相電流（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）をステータ座標変換部５１１ｂへと出力させる。また、かかる復元相電流値算出部５１１ａでは、復元相電流値（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）に基づき、ステータ座標変換部５１１ｂ及びローター座標変換部５１１ｃを介して、ｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を適宜に算出させる。
【選択図】図６

Description

本発明は、同期モータ用インバータ制御回路及びこれを備える同期モータ制御装置に関し、特に、適正なＰＷＭ信号の生成及び良好なフィードバック制御を実施させる際に用いて好適のものである。

回転磁界に同期して制御される３相同期ブラシレスモータは、指令角速度に追従するようベクトル制御が行われ、当該ベクトル制御によって与えられる電流ベクトルが回転子の磁束ベクトルに対して適宜な角度となるように制御される。かかる３相同期ブラシレスモータは、近年、回転子の位置検出機構を省略させたセンサレスモータの商品化が進められている。

かかるブラシレスモータを駆動制御させる同期モータ制御装置は、電流検出回路が適所に設けられており、電流検出回路から出力される電流値に基づいて出力電力を適宜に制御させる。かかる電流検出回路は、各相電流の電流供給ラインに各々設けても良いが、同期モータ制御装置のＤＣバスラインに設けられた抵抗（所謂One-Shunt抵抗）を利用することにより、同期モータ制御装置の構成をより簡素化できる。

特願２００８−３３５３７４号公報では、かかるOne-Shunt抵抗を用いた電流検出方式による同期モータ制御装置が示されている。図１に示す如く、同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００と同期モータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、制御回路５００からＰＷＭ信号（Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊）が出力されると、インバータ回路２００を構成するスイッチング素子Ｔａｕ〜Ｔｂｗが各々駆動される。このとき、同期モータ制御装置１０００に接続された３相同期ブラシレスモータ３００では、インバータ回路２００で生成出力された３相の相電流を受けて、３相同期ブラシレスモータ３００の回転子３０２が所望の角速度で回転するように制御される。そして、かかる相電流は、３相同期ブラシレスモータ３００を通過した後、バスラインに設けられた電流検出回路４００によって検出され、検出された相電流の電流値は、当該電流値の大きさを現した入力電流値Ｉｉ＄（以下、「入力電流の電流値」を入力電流値と呼ぶ）として制御回路５００へ入力される。

図８には、インバータ回路２００へ供給されるＰＷＭ信号の状態とバスラインを通る電流波形が示されている。尚、同図では、制御回路５００で生成される搬送波Ｗ１の一周期に相当するＰＷＭ信号及び電流波形が示されている。図示の如く、搬送波Ｗ１と制御回路内で生成された指令電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とが比較されると、ＰＷＭ信号（Ｓａｕ＊，Ｓｂｕ＊，Ｓａｖ＊，Ｓｂｖ＊，Ｓａｗ＊，Ｓｂｗ＊）が適宜な矩形波に形成される。かかるＰＷＭ信号（Ｓａｕ＊，Ｓｂｕ＊，Ｓａｖ＊，Ｓｂｖ＊，Ｓａｗ＊，Ｓｂｗ＊）は、各々が所定のスイッチング素子（Ｔａｕ，Ｔｂｕ，Ｔａｖ，Ｔｂｖ，Ｔａｗ，Ｔｂｗ）の信号端子に印加され、例えば、ＰＷＭ信号Ｓａｕ＊は、インバータ回路のスイッチング素子Ｔａｕへ出力される。

同図最下段には、制御回路５００へ送られる入力電流値Ｉｉ＄の波形が示されている。かかる入力電流値Ｉｉ＄の波形を参照すると、ＰＷＭ信号の上アーム側（Ｓａｕ＊，Ｓａｖ＊，Ｓａｗ＊）が一様にＬｏｗ状態とされ、ＰＷＭ信号の下アーム側（Ｓｂｕ＊，Ｓｂｖ＊，Ｓｂｗ＊）が一様にＨｉｇｈ状態とされ、このとき、入力電流値Ｉｉ＄は零とされる。その後、ＰＷＭ信号Ｓａｕ＊及びＳｂｕ＊の切換エッジが発生すると、入力電流値Ｉｉ＄の波形には、３相の相電流のうちｕ相電流の波形Ｉｉｕ＄が現われる。更に後、ＰＷＭ信号Ｓａｖ＊及びＳｂｖ＊の切換エッジが発生すると、入力電流値Ｉｉ＄の波形には、ｗ相電流の波形Ｉｉｗ＄が現われる。かかる後、ＰＷＭ信号Ｓａｗ＊及びＳｂｗ＊の切換エッジが発生すると、バスラインに相電流が流れなくなるので、入力電流値Ｉｉ＄の波形は再び零に戻る。また、更に時間が経過すると、切換エッジの発生に応じて、入力電流値Ｉｉ＄の波形には、ｗ相電流、ｕ相電流が順に現われ、その後、再び、電流波形が現われなくなる。尚、入力電流値Ｉｉ＄の波形は、ＰＷＭ信号が同図の如く切替えられたため、ｗ相電流の波形Ｉｉｗ＄及びｕ相電流の波形Ｉｉｕ＄が現われることとなり、これらの相電流の発生順序も同図の様に定まる。但し、切替えられるスイッチング素子の組み合わせが変更されれば、これに応じて、相電流の現われ方も変更される。

制御回路５００では、２相分の電流値情報を重畳させた入力電流値Ｉｉ＄を検出すると、当該入力電流値Ｉｉ＄から３相分の電流値情報を復元させ、これに基づいて新たなＰＷＭ信号を生成出力する。そして、同期モータ制御装置１０００では、制御回路５００によって生成されたＰＷＭ信号によって３相同期モータ３００を制御させ、併せて、このとき生じる入力電流値Ｉｉ＄を制御回路５００で検出することにより、指令角速度に追従したフィードバック制御を実現させている。

特願２００８−３３５３７４号公報

一般に、制御回路５００では、入力電流値Ｉｉ＄を受信するＡＤ変換回路が設けられ、ＡＤタイミング毎に入力電流値Ｉｉ＄を検出する。当該ＡＤタイミングは、ＰＷＭ信号の切換エッジを起算点とすると、当該起算点から数ナノ(sec)〜数マイクロ(sec)経過後に到来するように設定される。

ここで、特許文献１の技術では、インバータ回路２００の駆動周波数が人体の聴覚で感知されないように、搬送波Ｗ１の周波数を高値に設定し、ＰＷＭ信号の周波数が１６ｋＨｚ以上となるように調整されている。このため、ＰＷＭ信号の切換エッジの間隔が近接し、かかる入力電流値Ｉｉ＄を現す波形では、各々の相電流を現す段差状の各波形の発生時間を狭めてしまう。図９には、切換エッジの発生間隔が狭い場合に形成された入力電流値Ｉｉ＄の波形が各々示されている。先ず、先段に現われる波形が狭くなると、図９（ａ）に示す如く、先段の波形を読むためのＡＤタイミングｔ１は、当該先段波形の立下りエッジの発生後に現れるので、後段に現われる波形の電流値を誤って検出してしまう。また、後段に現われる波形が狭くなると、図９（ｂ）に示す如く、後段の波形を読むためのＡＤタイミングｔ２は、当該後段波形の立下りの発生後に現れるので、かかる場合にも誤検出を生じてしまう。更に、図９に示す如く、先段及び後段の双方の波形が狭くなると、ＡＤタイミングｔ１及びｔ２の双方の検出値が誤った値とされてしまう。そして、かかる如く入力電流値Ｉｉ＄が誤検出されると、同期モータ用インバータ制御回路では、実際の入力電流値Ｉｉ＄に応じた適正なＰＷＭ信号を生成できなくなるとの問題が生じる。かかる場合、同期モータ制御装置では、指令角速度に追従した良好なフィードバック制御を実施できなくなるとの問題が生じる。

一方、ＡＤタイミングで正しい波形を検出できない場合に備えて、誤った電流値と判断されたときに限り、前回のＡＤタイミングで検出した入力電流値を今回のＡＤタイミングで検出した入力電流値Ｉｉ＄として用いる技術も存在する。しかし、かかる技術では、誤った入力電流値が一時的に入力されるため、指令角速度に対する制御応答の遅れが顕著になるとの問題が生じる。また、負荷が変動すると、当該制御応答の遅れが更に顕著となる。

本発明は上記課題に鑑み、適正なＰＷＭ信号の生成を実現させ得る同期モータ用インバータ回路の提供、及び、良好なフィードバック制御を実施させ得る同期モータ制御装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明では次のような同期モータ用インバータ制御回路の構成とする。即ち、電流ベクトルを制御させる指令電流生成部と、３相同期ブラシレスモータに流れる相電流の電流値のうち２相分の電流値が入力電流値として各々入力され且つ当該入力電流値に基づいてｄ軸検出電流値及びｑ軸検出電流値を各々算出させる入力値算出部と、前記３相同期ブラシレスモータの回転子の角速度を推定する角速度推定部と、前記角速度推定部で算出された推定角速度に基づき位相情報を算出させる位相情報演算部とを備え、前記電流ベクトルの電流成分及び前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値及び前記位相情報に基づいてＰＷＭ信号を出力させる同期モータ用インバータ制御回路において、前記入力値算出部は、更新ｄ軸電流値情報及び更新ｑ軸電流値情報を保持する電流値情報格納部と、前記更新ｄ軸電流値情報及び前記更新ｑ軸電流値情報及び前記位相情報に基づいて少なくとも２相分の推定電流値を算出させる推定電流値算出部と、前記入力電流値及び／又は前記推定電流値を適宜に組合わせて３相分の復元相電流値を算出させる復元相電流値算出部とを備え、前記復元相電流の電流値に基づいて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させることとする。

このとき、前記更新ｄ軸電流値情報は、前記ｄ軸検出電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされ、前記更新ｑ軸電流値情報は、前記ｑ軸検出電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされることとしても良い。また、前記更新ｄ軸電流値情報は、前記電流ベクトルのうちｄ軸指令電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされ、前記更新ｑ軸電流値情報は、前記電流ベクトルのうちｑ軸指令電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされることとしても良い。

より好ましくは、前記入力値算出部は、プログラムによって規定された処理を実現させる適宜な回路から成り、前記プログラムは、前記更新ｄ軸電流値情報と前記更新ｑ軸電流値情報とを前記電流値情報格納部へ保存させる処理を実行させることとする。

より好ましくは、前記プログラムは、更に、前記入力電流値で現われる第１相に対応する第１相入力電流値及び第２相に対応する第２相入力電流値が各々適正値であるか否かを判定する判定処理を実行させた後、前記判定処理にて前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値の双方が適正であると判定された場合、前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値を用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第１の算出処理と、前記判定処理にて前記第１相入力電流値のみが適正であると判定された場合、当該第１相入力電流値と前記推定電流のうち第２相に対応する第２相推定電流値とを用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出し、前記判定処理にて前記第２相入力電流値のみが適正であると判定された場合、当該第２相入力電流値と前記推定電流のうち第１相に対応する第１相推定電流値とを用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第２の算出処理と、前記判定処理にて前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値の双方が不適正であると判定された場合、前記第１相推定電流値及び前記第２相推定電流値を用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第３の算出処理と、のうち何れか１つの処理を択一的に実行させることとする。

より好ましくは、前記第２の算出処理又は前記第３の算出処理では、前記更新ｄ軸電流に関する最新の電流値情報と前記更新ｑ軸電流に関する最新の電流値情報とを前記電流値情報格納部から読み込むロード処理と、前記ロード処理で読み込まれた双方の電流値情報と前記位相情報とに基づいて前記推定電流値を算出させる推定電流値算出処理とを実行させることとする。

本発明では次のような同期モータ制御装置の構成とする。即ち、電力を供給する電源回路と、前記電源回路から電力を受け前記３相同期ブラシレスモータを駆動させるインバータ回路と、前記入力電流値を検知する電流検出回路と、請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載の同期モータ用インバータ制御回路とを備えることとする。

本発明に係る同期モータ用インバータ制御回路によると、検出された入力電流値が不適正な電流値であっても、推定電流値算出部によって実際の入力電流値に近い推定電流値が用いられるので、これに応じて、実際の値に近い検出電流が算出され、適正なＰＷＭ信号が生成される。

本発明に係る同期モータ制御装置によると、同期モータ用インバータ制御回路によって適正なＰＷＭ信号が生成されるので、指令角速度に対する制御応答が良くなり、良好なフィードバック制御が実現される。

モータ制御装置の構成を示す図 電圧ベクトルとスイッチング素子の切換状態との関係を示す図 電圧ベクトルと３相同期モータの各相との関係を示す図 ３相同期モータに流れる電流の状態を示す図 実施の形態に係る同期モータ用インバータ制御回路の構成を示す図 実施の形態に係る相電流復元部の回路構成を示す図 入力値算出部でプログラムが実施する処理のフローチャート ＰＷＭ信号及び入力電流値の波形を示す図 入力電流値及びＡＤタイミングを示す図

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１には、所謂One-Shunt抵抗を用いた電流検出方式による同期モータ制御装置が示されている。図示の如く、同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００と同期モータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、制御回路５００の指令を受けてインバータ回路２００が適宜に作動する。また、同期モータ制御装置１０００は、インバータ回路２００に３相同期ブラシレスモータ３００が接続され、インバータ回路２００から複数の相電流を供給し、これによって、３相同期ブラシレスモータ３００を所望の状態にて駆動させる。

電源回路１００は、電源部ＥａとコンデンサＣｓとから構成される。電源部Ｅａには直流電源が用いられても良く交流電源が用いられても良い。交流電源が用いられる場合、電源部Ｅａは、当該電源部とダイオードブリッジとから成る構成としても良いし、更に、リアクトル及びパワートランジスタ及びダイオード素子によってＰＦＣ回路を構成させても良い。また、コンデンサＣｓでは、電源部Ｅａから印加された電圧のリップル成分を平滑化させ、この他、当該印加電圧のノイズ成分を吸収させる役割を担う。即ち、コンデンサＣｓからは、ノイズが低減され且つ一定電圧に安定された電力が供給されることとなる。

インバータ回路２００は、帰還ダイオードを具備する複数のパワートランジスタから成り、このうち上アーム側トランジスタＴａｕ及び下アーム側トランジスタＴｂｕを直列に接続させたＵ相レッグと、上アーム側トランジスタＴａｖ及び下アーム側トランジスタＴｂｖを直列に接続させたＶ相レッグと、上アーム側トランジスタＴａｗ及び下アーム側Ｔｂｗを直列に接続させたＷ相レッグとが並列に接続されている。また、Ｕ相レッグでは、パワートランジスタ同士の接点にＵ相ラインＬｕが接続され、上アーム側トランジスタＴａｕの通過電流を３相同期ブラシレスモータ３００へ供給させる。同様に、Ｖ相レッグにはＶ相ラインＬｖが接続され、Ｗ相レッグにはＷ相ラインＬｗが接続されている。尚、上アーム側とは、電源部Ｅａの陽極側が接続される側を指し、下アーム側とは、電源部Ｅａの陰極側が接続される側を指す。

３相同期ブラシレスモータ３００は、固定子（図示なし）と回転子３０２とから構成され、固定子は３相同期ブラシレスモータ３００の筐体に固定される。固定子は、円環状の珪素鋼板の積層体から成り、当該積層体の内環側には複数の極形成体が連続的に形成される。また、固定子の極形成体には、各々にコイル巻線が巻回される。３相同期ブラシレスモータ３００では、固定子へ電流が適宜に入力されることにより、内部に回転磁界が形成される。一方、回転子３０２は、珪素鋼板が円柱状に積層され、２極（Ｓ極、Ｎ極）を具備する永久磁石が適宜に埋設される。当該回転子３０２は、固定子の内環面に対して同心的に配置され、回動自在に軸支される。そして、かかる回転子３０２は、回転磁界によって回動され、回転子３０２に固定された駆動軸にトルクを与える。

電流検出回路４００は、入力電流値Ｉｉ＄を検知する検出抵抗Ｒｉを具備し、入力電流値Ｉｉ＄を電圧値に変換させて出力する。当該入力電流値Ｉｉ＄は、３相同期ブラシレスモータ３００の各相コイルを流れる相電流の電流値のうち２相分の電流値に相当する波形が形成される。電流検出回路４００は、電源回路１００とインバータ回路２００とを結ぶバスラインに設けられる。尚、かかる電流検出回路４００は、同図では下アーム側の電源ラインへ設けられているが、上アーム側のバスラインに設けることとしても良い。

制御回路５００は、信号変換部５１０とＰＷＭ信号成形部５２０とから成る。信号変換部５１０は、電流検出回路４００に接続されており、入力電流値Ｉｉ＄を受信する。また、信号変換部５１０では、受信した入力電流値Ｉｉ＄に基づいて指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。ＰＷＭ信号成形部５２０は、インバータ回路２００を構成するパワースイッチング素子（以下、トランジスタと呼ぶこともある）の信号入力端子にそれぞれ接続され、印加された指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に基づいてＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を生成出力し、これによりパワートランジスタを駆動させる。尚、ＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）は、実際には上アーム側トランジスタのＰＷＭ信号と下アーム側トランジスタのＰＷＭ信号とが必要となるため、全部で六種類のＰＷＭ信号によって構成されることとなる。以下、かかるトランジスタのスイッチング状態を表現する電圧ベクトルについて説明する。

図２には、パワートランジスタＴａｕ〜Ｔｂｗの切換状態と電圧ベクトルとの関係がマトリクスで示されている。電圧ベクトルとは、Ｕ相レッグのトランジスタの切換状態を表現した成分と、Ｖ相レッグのトランジスタの切換状態を表現した成分と、Ｗ相レッグのトランジスタの切換状態を表現した成分とによって構成される。ここで、切換状態を表現した各成分は、同一アームを構成する上下のトランジスタについて、上アーム側トランジスタがＯＦＦ状態とされ且つ下アーム側トランジスタがＯＮ状態とされる場合に「０」と表示される。一方、上アーム側トランジスタがＯＮ状態とされ且つ下アーム側トランジスタがＯＦＦ状態とされる場合に「１」と表示される。例えば、電圧ベクトルＶ０は、図示の如く、上アーム側トランジスタＴａｕがＯＦＦ状態、下アーム側トランジスタＴｂｕがＯＮ状態、上アーム側トランジスタＴａｖがＯＦＦ状態、下アーム側トランジスタＴｂｖがＯＮ状態、上アーム側トランジスタＴａｗがＯＦＦ状態、下アーム側トランジスタＴｂｗがＯＮ状態の組合せとされるので、Ｖ０＝(０，０，０)と表現される。以下同様に、トランジスタの切換状態に応じて、Ｖ１＝(１，０，０)、Ｖ２＝(１，１，０) 、Ｖ３＝(０，１，０) 、Ｖ４＝(０，１，１) 、Ｖ５＝(０，０，１) 、Ｖ６＝(１，０，１)、Ｖ７＝(１，１，１)と表現される。

図３には、上述した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を３相同期ブラシレスモータ３００の各相に対応させて二次元標記されている。電圧ベクトルＶ１の場合、Ｕ相のコイル端子には電源回路１００の陽極電位が印加され、Ｖ相及びＷ相のコイル端子では電源回路１００の陰極電位と同等な値とされるので、図４（ａ）に示す如く、３相同期ブラシレスモータ３００のコイルでは、Ｕ相端子ｔｕから流入してＵ相コイル及びＶ相コイルを介してＶ相端子ｔｖから流出する電流と、Ｕ相端子ｔｕから流入してＵ相コイル及びＷ相コイルを介してＷ相端子ｔｗから流出する電流とが発生する。また、電圧ベクトルＶ２の場合、Ｕ相及びＶ相のコイル端子には電源回路１００の陽極電位が印加され、Ｗ相のコイル端子では電源回路１００の陰極電位と同等な値とされるので、図４（ｂ）に示す如く、３相同期ブラシレスモータ３００のコイルでは、Ｕ相端子ｔｕ及びＶ相端子ｔｖから流入してＷ相端子ｔｗから流出する電流が発生する。同様に、電圧ベクトルＶ３では、Ｖ相端子ｔｖから流入してＵ相及端子ｔｕ及びＷ相端子ｔｗのそれぞれから流出する電流が発生する。電圧ベクトルＶ４では、Ｖ相端子ｔｖ及びＷ相端子ｔｗの双方から流入してＵ相及端子ｔｕから流出する電流が発生する。また、電圧ベクトルＶ５では、Ｗ相端子ｔｗから流入してＵ相及端子ｔｕ及びＶ相端子ｔｖのそれぞれから流出する電流が発生する。電圧ベクトルＶ６では、Ｕ相端子ｔｕ及びＷ相端子ｔｗの双方から流入してＶ相及端子ｔｖから流出する電流が発生する。尚、電圧ベクトルＶ０及び電圧ベクトルＶ７では、パワートランジスタと３相同期ブラシレスモータ３００との間で電流が還流するので、制御回路５００では、入力電流値Ｉｉ＄が検出されることはない。

かかる如く、同期モータ制御装置１０００では、パワートランジスタの切換状態を制御させることにより、３相同期ブラシレスモータ３００に生じる電流の方向を制御させ、これにより、３相同期ブラシレスモータ３００では、固定子によって形成される回転磁界が制御され、回転子３０２に回転力を与える。尚、図４に示す如く、電圧ベクトルＶ１の場合、検出抵抗ＲｉではＵ相端子ｔｕへ流入する電流波形が検知される。また、電圧ベクトルＶ２の場合、検出抵抗ＲｉではＷ相端子ｔｗから出力される電流が検知される。同様に、電圧ベクトルＶ３の場合、Ｖ相端子ｔｖへ入力される電流が検知され、電圧ベクトルＶ４の場合、Ｕ相端子ｔｕから出力される電流が検知され、電圧ベクトルＶ５の場合、Ｗ相端子ｔｗへ入力される電流が検知され、電圧ベクトルＶ６の場合、Ｖ相端子ｔｖから出力される電流が検知され、電圧ベクトルＶ０及びＶ７の場合、電流の流出入は発生しない。かかる様子は、図２の「検出電流の相電流情報」の欄に表現されている。従って、電圧ベクトルが既知であれば、検出している相電流の種類と方向とが認識できることとなる。同図では、コイル端子への入力方向を正値とし、出力方向を負値としている。

図５には、本実施の形態に係る制御回路５００の機能ブロックが示されている。当該制御回路５００は、図示されないＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路には制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータが適宜格納されている。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働して、図示される機能部を実現させている。尚、同図には、制御回路５００以外の構成とされるインバータ回路２００及び３相同期ブラシレスモータ３００が便宜的に示されている。

上述の如く、制御回路５００は、信号変換部５１０及びＰＷＭ信号成形部５２０とから構成される。このうち、信号変換部５１０は、入力値変換部５１１と角速度推定部５１２と位相情報演算部５１３と指令電流生成部５１４とｄ軸指令値演算部５１５とｑ軸指令値演算部５１６と指令値換算部５１７とから構成される。

入力値変換部５１１は、相電流復元部５１１ａとステータ座標変換部５１１ｂとローター座標変換部５１１ｃとから構成される。また、当該入力値変換部５１１には、検出抵抗Ｒｉから出力される入力電流値Ｉｉ＄と位相情報θ＃とが適所に入力される。

相電流復元部５１１ａは、入力電流値Ｉｉ＄に基づいて、３相同期ブラシレスモータ３００の３相分の相電流の電流値を各々算出し、これによって得られた復元相電流の電流値（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）に基づいて、後述するｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を算出させる。尚、当該相電流復元部５１１ａの詳細については、図６及び図７によって詳述することとする。

ステータ座標変換部５１１ｂは、復元相電流値（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）を固定子座標系のα軸検出電流値Ｉα＄及びβ軸検出電流値Ｉβ＄に変換し、α軸及びβ軸の検出電流値を出力させる。尚、かかる固定座標系とは、３相同期ブラシレスモータ３００の固定子の所定位置を観測系とする垂直座標である。

ローター座標変換部５１１ｃは、固定子座標系のα軸検出電流値Ｉα＄及びβ軸検出電流値Ｉβ＄を更に変換し、回転子座標系のｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を算出出力させる。尚、かかる回転座標系とは、３相同期ブラシレスモータ３００の回転子の磁束方向をｄｍ軸とし当該磁束方向に垂直な方向をｑｍ軸とする垂直座標であって、以下、回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍと呼ぶ。従って、回転座標系は、回転子の回転動作と共に回転する。

角速度推定部５１２は、位相誤差推定部５１２ａと換算部５１２ｂとを備える。位相誤差推定部５１２ａは、ｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄及び後述するｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊が入力され、且つ、換算部５１２ｂにて算出された推定角速度ω＃が帰還ループされている。当該位相誤差推定部５１２ａは、更に、回転子のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑと、３相同期ブラシレスモータ３００の抵抗値Ｒｍとを取得可能に構成されており、これらの情報に基づいて位相誤差Δθ＃を算出させる。

当該位相誤差Δθ＃は、指令電圧生成部５１４で制御される電流ベクトルと回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとの間に生じる制御上の誤差である。また、電流ベクトルは、ｄｍ軸成分を現すｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑｍ軸成分を現すｑ軸指令電流Ｉｑ＊とから成る。

換算部５１２ｂでは、回転子３０２の角速度を演算手段によって推定し、算出された推定角速度ω＃を適所に出力させる。当該推定角速度ω＃は、位相誤差Δθ＃に応じた補正値が反映され、制御回路５００では、当該位相誤差Δθ＃を零へ収束させる値に調整される。

位相情報演算部５１３は、入力された推定角速度ω＃に基づいて位相情報θ＃を出力させる。位相情報θ＃は、微小時間をｄｔとすると、θ＃＝∫ω＃・ｄｔ、の数式にて算出される。従って、かかる位相情報θ＃は、補正された推定角速度ω＃に基づいて算出されるので、同期モータ制御装置１０００では、推定角速度ω＃を伴った制御を実施させる場合（クローズドループ制御）、位相誤差Δθ＃を零へ収束させるように、即ち、電流ベクトルと回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとが一致するように制御を行う。

指令角速度出力部５３０は、３相同期ブラシレスモータ３００に要求される回転子３０２の角速度を指令角速度ω＊として出力させる。かかる指令角速度出力部５３０は、例えば、同期モータ制御装置１０００の外部に載置された制御パネルが操作されると、当該操作指令に基づいて指令角速度ω＊を演算処理させ、これにより、かかる指令角速度ω＊を出力させるように構成されるもの等が一例として想定される。

指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流値Ｉｑ＊を生成出力させ、これにより、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流値Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルを制御させる。かかる指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流値Ｉｑ＊を各々制御させることにより、３相同期ブラシレスモータ３００のＶ／Ｆ制御または同期運転制御（ベクトル制御）を実現させる。

指令電流生成部５１４の後段に配された減算器では、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流値Ｉｑ＊が入力され、差分値δＩｄ＊及び差分値δＩｑ＊に各々変換される。

ｄ軸指令値演算部５１５では、差分値δＩｄ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、当該差分値δＩｄ＊を零に収束させるようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出させる。 同様に、ｑ軸指令値演算部５１６では、差分値δＩｑ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、差分値δＩｑ＊を零に収束させるようなｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出させる。

かかる如く得られたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊は、後段の指令値換算部５１７によって数値換算処理され、Ｕ相〜Ｗ相に対応した指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。尚、当該指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）は、位相情報θ＃を反映させた三角関数で表現される値である。

次に、ＰＷＭ信号成形部５２０について説明する。当該ＰＷＭ信号成形部５２０は、図８に示す如く、適宜に設定された搬送波Ｗ１を生成する。かかる搬送波Ｗ１は、インバータ回路から可聴領域の周波数が発せられないように、高い周波数帯に設定される。その後、ＰＷＭ信号成形部５２０は、図８の上段に示す如く、当該搬送波Ｗ１と入力された指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とを比較させ、同図中段に示されるＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ回路２００へ出力させる。

即ち、かかる構成を具備する制御回路５００では、図８の下段に示される２相分の情報を具備する入力電流値Ｉｉ＄を検出すると、当該入力電流値Ｉｉ＄に基づいて３相復元電流値（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）を算出し、その後、当該電流値に基づいてｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を算出させる。そして、当該制御回路５００では、各種演算処理にて算出されたパラメータ（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｄ＄、Ｉｑ＄、θ＃）に基づいて指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を生成出力させ、かかる後、搬送波Ｗ１と指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とを比較させることにより、図８中段に示されるＰＷＭ信号を生成出力させる。

そして、制御回路５００では、下アーム側バスラインに新たな電流を繰り返し検出することで、所謂フィードバック制御を実現させる。

図６には、相電流復元部５１１ａに係る機能ブロックが示されている。かかる相電流復元部５１１ａは、電流値情報格納部ａ１と推定電流演算部ａ２と復元相電流値算出部ａ３とから構成されている。

電流値情報格納部ａ１は、メモリ回路の所定の領域に、前回ｄ軸検出電流格納部ａ１１及び前回ｑ軸検出電流格納部ａ１２が割り当てられる。そして、前回ｄ軸検出電流格納部ａ１１には、ｄ軸検出電流値Ｉｄ＄を新規に算出して得た更新ｄ軸検出電流値情報Ｉｄ＄＄が保持される。また、前回ｑ軸検出電流格納部ａ１２には、ｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を新規に算出して得た更新ｑ軸検出電流値情報Ｉｑ＄＄が保持される。かかる双方の電流値情報は、検出電流の算出処理毎に更新される電流値情報である。本実施例において、更新ｄ軸検出電流値情報Ｉｄ＄＄は、特許請求の範囲における更新ｄ軸電流を指し、入力値算出部５１１で行われるｄ軸検出電流値Ｉｄ＄の算出処理毎に順次更新される電流値である。また、更新ｑ軸検出電流値情報Ｉｑ＄＄は、特許請求の範囲における更新ｑ軸電流を指し、入力値算出部５１１で行われるｑ軸検出電流値Ｉｑ＄の算出処理毎に順次更新される電流値である。

本実施の形態に係る推定電流演算部ａ２は、２相分の推定電流演算部によって構成される。同図では、ｕ相推定電流演算部ａ２１とｗ相推定電流演算部ａ２２とが算出される場面が示されているが、これに限られることは無い。例えば、ｖ相の推定電流値とｗ相の推定電流値とが必要な場合には、当該２相分の推定電流演算部によって、ｖ相の推定電流値とｗ相の推定電流値とが算出されることとなる。尚、これら双方の演算部には、逐次更新された位相情報θ＃が入力されている(図５参照)。

ｕ相推定電流演算部ａ２１には、上述した位相情報θ＃と、更新ｄ軸検出電流値情報Ｉｄ＄＄と、更新ｑ軸検出電流値情報Ｉｑ＄＄とが入力される。そして、ｕ相推定電流演算部ａ２１では、これらの入力値に基づいて「数１」の演算を実施させ、ｕ相に相当する推定電流値Ｉｃｕ＄を出力させる。尚、ｕ相推定電流演算部ａ２１には、最新の電流値情報Ｉｄ＄＄、Ｉｑ＄＄を入力させるのが好ましい。

ｗ相推定電流演算部ａ２２には、上述した位相情報θ＃と、更新ｄ軸検出電流値情報Ｉｄ＄＄と、更新ｑ軸検出電流値情報Ｉｑ＄＄とが入力される。そして、ｗ相推定電流演算部ａ２２では、これらの入力値に基づいて「数２」の演算を実施させ、ｗ相に相当する推定電流値Ｉｃｗ＄を出力させる。尚、上述同様、ｗ相推定電流演算部ａ２２には、最新の電流値情報Ｉｄ＄＄及びＩｑ＄＄を入力させるのが好ましい。

かかる如く、推定電流値（Ｉｃｕ＄，Ｉｃｗ＄）は、回転子３０２の現在位置を現す位相情報θ＃が反映されるので、実際の入力電流値を検出できなくても、実際の入力電流値Ｉｉ＄（ここでは、ｕ相及びｗ相に相当する電流値）に限りなく近い電流値が算出される。また、更新ｄ軸検出電流値情報及び更新ｑ軸検出電流値は、最新の記録値が用いられることにより、より現実の入力電流値に近い値の推定電流値を再現させる。

本実施の形態に係る復元相電流値算出部ａ３は、図示の如く、ｕ相電流値算定部ａ３１とｗ相電流値算定部ａ３２とｖ相電流値算定部ａ３３とから構成される。当該復元相電流値算出部ａ３は、図示される構成の他に、入力電流値Ｉｉ＄の各成分が適正であるか否かの判定を行う。ここで、入力電流値Ｉｉ＄の各成分とは、３相同期ブラシレスモータに流れる相電流のうち２相分の電流値を指し、当該２相分の電流値は、図８の下段に示す如く、段差状の波形を成して現われる。例えば、入力電流値Ｉｉ＄にｕ相電流とｗ相電流との電流波形が重畳される場合、入力電流値Ｉｉ＄の各成分とは、ｕ相の入力電流値Ｉｉｕ＄と、ｗ相の入力電流値Ｉｉｗ＄とを指す。

かかる判定処理は、ＰＷＭ信号の切換エッジの間隔に基づいて行われ、当該エッジ間隔が所定閾値より大きい場合に入力電流値Ｉｉ＄が適正であると判定し、当該エッジ間隔が閾値時間より小さい場合に入力電流値Ｉｉ＄が不適正であると判定する。

具体的には、図８下段に示す如く、制御回路５００に入力電流値Ｉｉ＄が入力されると、復元相電流値算出部ａ３では、先ず、切換エッジ（イ）と切換エッジ（ロ）との間隔Ａを計測し、当該間隔Ａが閾値時間より大きい場合、ｕ相の電流値Ｉｉｕ１＄が適正であると判定し、当該間隔Ａが閾値時間より小さい場合、ｕ相の電流値Ｉｉｕ１＄が不適正であると判定する。また、切換エッジ（ロ）と切換エッジ（ハ）との間隔Ｂを計測し、当該間隔Ｂが閾値時間より大きい場合、ｗ相の電流値Ｉｉｗ１＄が適正であると判定し、当該間隔Ｂが閾値時間より小さい場合、ｗ相の電流値Ｉｉｗ１＄が不適正であると判定する。更に後段に現われるｕ相の電流値Ｉｉｕ２＄及びｗ相の電流値Ｉｉｗ２＄についても同様の処理を行っても良い。

ここで、ｕ相電流値算定部ａ３１へ入力されるｕ相の電流値情報Ｉｉｕ＄は、かかる如く検出されたｕ相の電流値情報Ｉｉｕ１＄又はｕ相の電流値情報Ｉｉｕ２＄の何れか一方の値が採用されることとしても良い。また、当該ｕ相の電流値情報Ｉｉｕ＄は、ｕ相の電流値情報Ｉｉｕ１＄及びｕ相の電流値情報Ｉｉｕ２＄の平均値として求められるようにしても良い。尚、ｗ相の電流値情報Ｉｉｗ＄の算出法についても同様である。

ｕ相電流値算定部ａ３１は、電流検出回路４００で検知された入力電流のうちｕ相に相当する入力電流値Ｉｉｕ＄と、推定電流値のうちｕ相に相当する電流値Ｉｃｕ＄が入力される。かかるｕ相電流値算定部ａ３１では、入力電流値Ｉｉｕ＄が適正な電流値であると判断された場合、入力電流値Ｉｉｕ＄を出力させ、入力電流値Ｉｉｕ＄が不適正な電流値であると判断された場合、ｕ相に相当する推定電流値Ｉｃｕ＄を出力させる。即ち、ｕ相電流値算定部ａ３１からは、入力電流値Ｉｉｕ＄又は推定電流値Ｉｃｕ＄の何れかによって定まるｕ相の復元相電流Ｉｕ＄を出力させる。

ｗ相電流値算定部ａ３２は、電流検出回路４００で検知された入力電流のうちｗ相に相当する入力電流値Ｉｉｗ＄と、推定電流値のうちｗ相に相当する電流値Ｉｃｗ＄が入力される。かかるｗ相電流値算定部ａ３２では、入力電流値Ｉｉｗ＄が適正な電流値であると判断された場合、入力電流値Ｉｉｗ＄を出力させ、入力電流値Ｉｉｗ＄が不適正な電流値であると判断された場合、ｗ相に相当する推定電流値Ｉｃｗ＄を出力させる。即ち、ｗ相電流値算定部ａ３２からは、入力電流値Ｉｉｗ＄又は推定電流値Ｉｃｗ＄の何れかによって定まるｗ相の復元相電流Ｉｗ＄を出力させる。

尚、ｕ相の復元相電流Ｉｕ＄は、一方がステータ座標変換部５１１ｂへ出力され、他方がｖ相電流値算定部ａ３３へ出力される。また、ｗ相の復元相電流Ｉｗ＄は、一方がステータ座標変換部５１１ｂへ出力され、他方がｗ相電流値算定部ａ３３へ出力される。

ｖ相電流値算定部ａ３３には、ｕ相の復元相電流値Ｉｕ＄及びｗ相の復元相電流値Ｉｗ＄が入力される。かかるｖ相電流値算定部ａ３３では、これらの入力値に基づいて「数３」の演算を実施させ、ｖ相に相当する復元電流値Ｉｖ＄を出力させる。

即ち、かかる構成を具備する復元相電流値算出部５１１ａでは、入力電流値Ｉｉｕ＄、Ｉｉｗ＄が入力されると、これに同期して、推定電流値Ｉｃｕ＄、Ｉｃｗ＄を算出させる。その後、復元相電流値算出部５１１ａでは、入力電流値及び／又は推定電流値を組合わせて３相分の復元相電流値を算出させ、復元相電流値（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）をステータ座標変換部５１１ｂへと出力させる。また、かかる復元相電流値算出部５１１ａでは、復元相電流の電流値（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）に基づき、ステータ座標変換部５１１ｂ及びローター座標変換部５１１ｃを介して、ｄ軸検出電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流値Ｉｑ＄を各々算出させる。

尚、本実施の形態では、推定電流演算部ａ２で２相分の推定電流値を算出することとしているが、これに限定することはない。例えば、推定電流演算部ａ２をｕ相推定電流演算部とｖ相推定電流演算部とｗ相推定電流演算部とから構成させ、ｖ相電流値算定部ａ３３では、ｖ相推定電流演算部の出力値のみに基づいて復元相電流Ｉｖ＄を算出させるようにしても良い。

上述の如く、本実施の形態に係る制御回路５００によると、検出された入力電流値Ｉｉ＄が不適正な電流値であっても、推定電流値算出部ａ２によって実際の入力電流値Ｉｉ＄に近い推定電流値が用いられるので、これに応じて、実際の値に近い検出電流が算出され、適正なＰＷＭ信号が生成される。

また、本実施の形態に係る同期モータ制御装置１０００によると、制御回路５００によって適正なＰＷＭ信号が生成されるので、指令角速度ω＊に対する制御応答が良くなり、良好なフィードバック制御が実現される。

図７には、上述した機能を実現させるためのプログラムによる処理がフローチャートによって示されている。かかるプログラム処理は、搬送波Ｗ１の１周期毎に起動さる。図示の如く、当該プログラムの処理が起動されると、先ず、位置情報θ＃の認識処理を実行させる（Ｓ０１）。

その後、制御回路５００を構成するマイコンでは、ＰＷＭ信号の切換エッジを監視し、切換エッジを基点として所定のＡＤタイミングで入力電流値を検出することにより、入力電流で現われる第１相に対応する第１相入力電流値と第２相に対応する第２相入力電流値とを検出する（Ｓ０２）。ここで、第１相がｕ相に相当し第２相がｗ相に相当する場合、図８に示す如く、第１相入力電流値がｕ相の入力電流値Ｉｉｕ＄に相当し、第２相入力電流値がｗ相の入力電流値Ｉｉｗ＄に相当する。

かかる処理の後、検出した第１相入力電流値と第２相入力電流値とが各々適性値であるか否かを判定する（Ｓ０３）。ここの処理Ｓ０３では、図８の切換エッジの間隔が適正間隔であるか否かによって、これらの電流値の適否判定を各々行う。

かかる処理の後、処理Ｓ０３における判定結果に基づいて、第１の算出処理、第２の算出処理、第３の算出処理のうち何れか１つの処理が択一的に実施される。

仮に、処理Ｓ０３における判定結果が第１相入力電流値及び第２相入力電流値ともに適正であるとする場合、第１の算出処理（Ｓ１１→Ｓ４１）を実施させる。かかる第１の算出処理では、第１相入力電流値及び第２相入力電流値を用いて、入力電流に現われない第３相入力電流値を算出させる（Ｓ１１）。その後、第１相入力電流値〜第３相入力電流値を用いて、即ち、復元相電流の各々の電流値を用いて、ｄ軸検出電流の電流値及びｑ軸検出電流の電流値を算出させ（Ｓ４１）、処理Ｓ４１にて算出された電流値を、バッファ回路又はＣＰＵの適宜な演算処理部等へ出力させる。

即ち、第１の算出処理では、入力電流値の双方が実際に検出された値とされるので、当該第１の算出処理にて求められたｄ軸検出電流の電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流の電流値Ｉｑ＄は、実際の復元相電流に対応した電流値とされる。

また、仮に、処理Ｓ０３における判定結果が第１相入力電流値のみが適正であるとする場合、第２の算出処理（Ｓ２１→Ｓ４１）を実施させる。かかる第２の算出処理では、先ず、推定電流値のうち第２相に対応する電流値を算出させ（Ｓ２１）、その後、第１相入力電流値と第２相の推定電流値とを用いて、入力電流に現われない第３相入力電流値を算出させる（Ｓ２２）。そして、入力値算出部５１１では、これらの電流値を用いて、ｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流を算出させ（Ｓ４１）、処理Ｓ４１にて算出された電流値を、適宜な処理部へと出力させる。尚、処理Ｓ０３における判定結果が第２相入力電流値のみが適正であるとする場合、上述同様、第２の算出処理（Ｓ２１→Ｓ４１）を実施させる。この場合、第２の算出処理では、推定電流値のうち第１相に対応する電流値を算出させ（Ｓ２１）、入力電流値と推定電流値とを用いて、ｄ軸検出電流とｑ軸検出電流とを算出させる。

即ち、第２の算出処理では、復元相電流の電流値成分について、実際の検出値ではない推定電流値が含まれることとなる。しかし、かかる電流値成分は実際の入力電流値に近い値が算出されるので、復元相電流の電流値成分は、実際に現われた電流値成分と実際の電流値に近い電流値成分とによって構成されることとなる。

尚、かかる第２の算出処理では、電流値情報格納部ａ１へ記録された更新ｄ軸検出電流に関する最新の電流値情報Ｉｄ＄＄’と更新ｑ軸検出電流に関する最新の電流値情報Ｉｑ＄＄’とを読み込むロード処理と、当該ロード処理で読み込まれた双方の電流値情報Ｉｄ＄＄’及びＩｑ＄＄’と位相情報θ＃とに基づいて推定電流値を算出させる推定電流値算出処理とを実行させるのが好ましい。

これにより、次回の推定電流値情報を算出させる場合、当該電流値情報格納部ａ１から最新の更新ｄ軸検出電流及び最新の更新ｑ軸検出電流が利用されるので、入力電流値を検出することができなかった場合でも、実際に発生した入力電流値に最も近い、精度の高い復元相電流の再現が可能となる。

更に、仮に、処理Ｓ０３における判定結果が第１相入力電流値及び第２相入力電流値ともに不適正であるとする場合、第３の算出処理（Ｓ３１→Ｓ４１）を実施させる。かかる第３の算出処理では、先ず、第１相に対応する推定電流値と第２相に対応する推定電流値とを算出させ（Ｓ３１）、その後、第１相の推定電流値と第２相の推定電流値とを用いて、入力電流に現われない第３相入力電流値を算出させる（Ｓ３２）。そして、相電流算出部ａ３では、これらの電流値を用いて、ｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流の電流値を算出させ（Ｓ４１）、処理Ｓ４１にて算出された電流値を、適宜な処理部へと出力させる。

即ち、第３の算出処理では、復元相電流値の全成分が推定電流値によって算出される。しかし、かかる推定電流値は実際の入力電流値に近い値が算出されるため、復元相電流値は、実際に現われる電流値に近いものとされる。

尚、かかる第３の算出処理にあっても、電流値情報格納部ａ１へ記録された更新ｄ軸検出電流に関する最新の電流値情報Ｉｄ＄＄’と更新ｑ軸検出電流に関する最新の電流値情報Ｉｑ＄＄’とを読み込むロード処理と、当該ロード処理で読み込まれた双方の電流値情報Ｉｄ＄＄’及びＩｑ＄＄’と位相情報θ＃とに基づいて推定電流値を算出させる推定電流値算出処理とを実行させるのが好ましい。

これにより、入力電流値を検出することができなかった場合でも、実際に発生した入力電流値に最も近い、精度の高い復元相電流の再現が可能となる。

かかる処理後、ｄ軸検出電流を新規に算出して得た更新ｄ軸検出電流の電流値情報とｑ軸検出電流を新規に算出して得た更新ｑ軸検出電流の電流値情報とを電流値情報格納部ａ１へ保存させ（Ｓ４２）、更に後、入力値演算５１１で算出されたｄ軸検出電流の電流値情報とｑ軸検出電流の電流値情報とを適宜の処理部へと出力させる（Ｓ４３）。

かかる処理を設けることにより、次回のプログラム起動時に、更新ｄ軸検出電流及び更新ｑ軸検出電流の最新の電流値情報を参照することが可能となる。

尚、特許請求の範囲における更新ｄ軸電流の電流値情報の用語の意義は、本実施の形態に係る更新ｄ軸検出電流の電流値情報に限定されるものでなく、更新ｄ軸指令電流の電流値情報にも拡張される。かかる更新ｄ軸指令電流の電流値情報は、指令電流生成部５１４から出力されるｄ軸指令電流の電流値Ｉｄ＊であって、電流値格納部ａ１に格納される情報を指す。同様に、特許請求の範囲における更新ｑ軸電流の電流値情報の用語の意義は、本実施の形態に係る更新ｑ軸検出電流の電流値情報に限定されるものでなく、更新ｑ軸指令電流の電流値情報にも拡張される。かかる更新ｑ軸指令電流の電流値情報は、指令電流生成部５１４から出力されるｑ軸指令電流の電流値Ｉｑ＊であって、電流値格納部ａ１に格納される情報を指す。これら双方の電流値情報は、電流ベクトルの算出処理毎に新たに更新される値である。

かかる場合、推定電流値は、更新ｄ軸指令電流の電流値情報と更新ｑ軸指令電流の電流値情報とに基づいて算出されることとなる。そして、入力値算出部５１１では、上述同様、３相分の復元相電流に基づいてｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流の電流値を算出させる。

１０００ 同期モータ制御装置
１００ 電源回路
２００ インバータ回路
４００ 電流検出回路
５００ 同期モータ用インバータ制御回路
５１４ 指令電流生成部
５１１ 入力値算出部
ａ１ 電流値情報格納部
ａ２ 推定電流値算出部
ａ３ 復元相電流値算出部
５１２ 角速度推定部
５１３ 位相情報演算部

Claims (7)

1. 電流ベクトルを制御させる指令電流生成部と、３相同期ブラシレスモータに流れる相電流の電流値うち２相分の電流値が入力電流値として各々入力され且つ当該入力電流値に基づいてｄ軸検出電流値及びｑ軸検出電流値を各々算出させる入力値算出部と、前記３相同期ブラシレスモータの回転子の角速度を推定する角速度推定部と、前記角速度推定部で算出された推定角速度に基づき位相情報を算出させる位相情報演算部とを備え、前記電流ベクトルの電流成分及び前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値及び前記位相情報に基づいてＰＷＭ信号を出力させる同期モータ用インバータ制御回路において、
   前記入力値算出部は、更新ｄ軸電流値情報及び更新ｑ軸電流値情報を保持する電流値情報格納部と、前記更新ｄ軸電流値情報及び前記更新ｑ軸電流値情報及び前記位相情報に基づいて少なくとも２相分の推定電流値を算出させる推定電流値算出部と、前記入力電流値及び／又は前記推定電流値を適宜に組合わせて３相分の復元相電流値を算出させる復元相電流値算出部とを備え、前記復元相電流値に基づいて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させることを特徴とする同期モータ用インバータ制御回路。
2. 前記更新ｄ軸電流値情報は、前記ｄ軸検出電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされ、
   前記更新ｑ軸電流値情報は、前記ｑ軸検出電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされることを特徴とする請求項１に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
3. 前記更新ｄ軸電流値情報は、前記電流ベクトルのうちｄ軸指令電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされ、
   前記更新ｑ軸電流値情報は、前記電流ベクトルのうちｑ軸指令電流値の算出処理毎に更新される電流値情報とされることを特徴とする請求項１に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
4. 前記入力値算出部は、プログラムによって規定された処理を実現させる適宜な回路から成り、
   前記プログラムは、前記更新ｄ軸電流値情報と前記更新ｑ軸電流値情報とを前記電流値情報格納部へ保存させる処理を実行させることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
5. 前記プログラムは、更に、
   前記入力電流値で現われる第１相に対応する第１相入力電流値及び第２相に対応する第２相入力電流値が各々適正値であるか否かを判定する判定処理を実行させた後、
   前記判定処理にて前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値の双方が適正であると判定された場合、前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値を用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第１の算出処理と、
   前記判定処理にて前記第１相入力電流値のみが適正であると判定された場合、当該第１相入力電流値と前記推定電流のうち第２相に対応する第２相推定電流値とを用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出し、前記判定処理にて前記第２相入力電流値のみが適正であると判定された場合、当該第２相入力電流値と前記推定電流値のうち第１相に対応する第１相推定電流値とを用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第２の算出処理と、
   前記判定処理にて前記第１相入力電流値及び前記第２相入力電流値の双方が不適正であると判定された場合、前記第１相推定電流値及び前記第２相推定電流値を用いて前記ｄ軸検出電流値及び前記ｑ軸検出電流値を算出させる第３の算出処理と、
   のうち何れか１つの処理を択一的に実行させることを特徴とする請求項４に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
6. 前記第２の算出処理又は前記第３の算出処理では、前記更新ｄ軸電流に関する最新の電流値情報と前記更新ｑ軸電流に関する最新の電流値情報とを前記電流値情報格納部から読み込むロード処理と、前記ロード処理で読み込まれた双方の電流値情報と前記位相情報とに基づいて前記推定電流値を算出させる推定電流値算出処理とを実行させることを特徴とする請求項５に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
7. 電力を供給する電源回路と、前記電源回路から電力を受け前記３相同期ブラシレスモータを駆動させるインバータ回路と、前記入力電流値を検知する電流検出回路と、請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載の同期モータ用インバータ制御回路とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。

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