JP5510628B2 - 同期モータ用インバータ制御回路及びこれを備える同期モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータ用インバータ制御回路及びこれを備える同期モータ制御装置に関し、特に、制御開始前の同期モータの挙動を精度良く把握する際に用いて好適のものである。

回転磁界に同期して制御される同期モータは、ベクトル制御によって電流ベクトルが回転子の磁束ベクトルに対して直角となるように制御されるので、誘導モータと比較して力率が格段に向上し、消費電力の低減に大いに寄与するものである。しかし、開発当初のブラシレスモータにあっては、回転子の位置検出を実施するホール素子等の位置検出機構を構成させていたため、装置の大型化及びコストの上昇を招来させていた。これを改善させるべく開発されたセンサレスモータは、位置検出機構を省略させることが可能とされたため、誘導モータに替わって広く用いられるに至っている。

センサレスモータを駆動制御させる同期モータ制御装置は、電流検出回路が適所に設けられており、電流検出回路から出力される信号に基づいて出力電力を適宜に制御させる。かかる電流検出回路は、センサレスモータへ出力される複数の相電流を検出する構成としても良いが、同期モータ制御装置の内部に１つの電流検出回路を構成させる所謂One-Shunt抵抗を用いた電流検出方式を採用することにより、同期モータ制御装置の構成をより簡素にすることが可能となる。

図１には、かかるOne-Shunt抵抗を用いた電流検出方式による同期モータ制御装置（従来例）が示されている。図示の如く、同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００と同期モータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、制御回路５００の指令を受けてインバータ回路２００が適宜に作動する。また、同期モータ制御装置１０００は、インバータ回路２００にブラシレスモータ３００が接続され、インバータ回路２００から複数の相電流を供給し、これによって、ブラシレスモータ３００を所望の状態にて駆動させる。

電源回路１００は、電源部ＥａとコンデンサＣｓとから構成される。電源部Ｅａには直流電源が用いられても良く交流電源が用いられても良い。交流電源が用いられる場合、電源部Ｅａは、当該電源部とダイオードブリッジとから成る構成としても良いし、更に、リアクトル及びパワートランジスタ及びダイオード素子によってＰＦＣ回路を構成させても良い。また、コンデンサＣｓでは、電源部Ｅａから印加された電圧のリップル成分を平滑化させ、この他、当該印加電圧のノイズ成分を吸収させる役割を担う。即ち、コンデンサＣｓからは、ノイズが低減され且つ一定値に安定された電圧が供給されることとなる。

インバータ回路２００は、帰還ダイオードを具備する複数のパワートランジスタから成り、このうちソース側トランジスタＴａｕ及びシンク側トランジスタＴｂｕを直列に接続させたＵ相アームと、ソース側トランジスタＴａｖ及びシンク側トランジスタＴｂｖを直列に接続させたＶ相アームと、ソース側トランジスタＴａｗ及びシンク側Ｔｂｗを直列に接続させたＷ相アームとが並列に接続されている。また、Ｕ相アームでは、パワートランジスタ同士の接点にＵ相ラインＬｕが接続され、ソース側トランジスタＴａｕの通過電流をブラシレスモータ３００へ供給させる。同様に、Ｖ相アームにはＶ相ラインＬｖが接続され、Ｗ相アームにはＷ相ラインＬｗが接続されている。尚、ソース側とは、電源部Ｅａの陽極側が接続される方向を指し、シンク側とは、電源部Ｅａの陰極側が接続される方向を指す。

ブラシレスモータ３００は、固定子と回転子３０２とから構成され、固定子はブラシレスモータ３００の筐体に固定される。固定子は、円環状の珪素鋼板の積層体から成り、当該積層体の内環側には複数の極形成体が連続的に形成される。また、固定子の極形成体には、各々にコイル巻線が巻き回され、このうちＵ相ラインＬｕに接続されたコイルをＵ相コイル３０１ｕ、Ｖ相ラインＬｖに接続されたコイルをＶ相コイル３０１ｖ、Ｗ相ラインＬｗに接続されたコイルをＷ相コイル３０１ｗとする。かかる固定子へ電流が適宜に入力されることで、ブラシレスモータ３００の内部では、回転磁界が形成される。一方、回転子３０２は、珪素鋼板が円柱状に積層され、２極（Ｓ極、Ｎ極）を具備する永久磁石が適宜に埋設される。当該回転子３０２は、固定子の内環面に対して同心的に配置され、回動自在に軸支される。そして、かかる回転子３０２は、固定子によって形成された回転磁界によって回動し、回転子３０２に固定された駆動軸にトルクを与える。尚、かかるブラシレスモータ３００は、ホール素子等を具備することなく、センサレスによって制御される。

電流検出回路４００は、検出抵抗Ｒｉを具備し、検出電流Ｉｉ＄に係る情報を電圧値に変換させて出力する。当該検出電流Ｉｉ＄は、ブラシレスモータ３００の各相コイルを流れる電流値の包括情報を保有する。電流検出回路４００は、電源回路１００とインバータ回路２００とを結ぶ電源ラインに設けられる。尚、かかる電流検出回路４００は、同図ではシンク側の電源ラインへ設けられているが、ソース側の電源ラインに設けることとしても良い。

制御回路５００は、信号変換部５１０とＰＷＭ信号成形部５２０とから成る。信号変換部５１０は、電流検出回路４００に接続されており、検出電流Ｉｉ＄を受信する。また、信号変換部５１０では、受信した検出電流Ｉｉ＄に基づいて指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。ＰＷＭ信号成形部５２０は、インバータ回路２００を構成するパワートランジスタのベース端子にそれぞれ接続され、受信した指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に基づいてＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を生成出力し、これによりパワートランジスタを駆動させる。尚、ＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）は、実際にはソース側トランジスタのＰＷＭ信号とシンク側トランジスタのＰＷＭ信号とが必要となるため、全部で六種類のＰＷＭ信号によって構成されることとなる。以下、かかるトランジスタのスイッチング状態を表現する電圧ベクトルについて説明する。

図２には、パワートランジスタＴａｕ〜Ｔｂｗの切換状態と電圧ベクトルとの関係が定義されている。電圧ベクトルとは、Ｕ相アームのトランジスタの切換状態を表現した成分と、Ｖ相アームのトランジスタの切換状態を表現した成分と、Ｗ相アームのトランジスタの切換状態を表現した成分とによって構成される。ここで、切換状態を表現した各成分は、同一アームを構成する上下のトランジスタについて、ソース側トランジスタがＯＦＦ状態とされ且つシンク側トランジスタがＯＮ状態とされる場合に「０」と表示される。一方、ソース側トランジスタがＯＮ状態とされ且つシンク側トランジスタがＯＦＦ状態とされる場合に「１」と表示される。例えば、電圧ベクトルＶ０は、図示の如く、ソース側トランジスタＴａｕがＯＦＦ状態、シンク側トランジスタＴｂｕがＯＮ状態、ソース側トランジスタＴａｖがＯＦＦ状態、シンク側トランジスタＴｂｖがＯＮ状態、ソース側トランジスタＴａｗがＯＦＦ状態、シンク側トランジスタＴｂｗがＯＮ状態の組合せとされるので、Ｖ０＝(０，０，０)と表現される。同様に、トランジスタの切換状態に応じて、Ｖ１＝(１，０，０)、Ｖ２＝(１，１，０) 、Ｖ３＝(０，１，０) 、Ｖ４＝(０，１，１) 、Ｖ５＝(０，０，１) 、Ｖ６＝(１，０，１)、Ｖ７＝(１，１，１)と表現される。

図３には、上述した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をブラシレスモータ３００の各層に対応させて二次元表記されている。電圧ベクトルＶ１の場合、Ｕ相のコイル端子には電源回路１００の陽極電位が印加され、Ｖ相及びＷ相のコイル端子では電源回路１００の陰極電位と同等な値とされるので、図４（ａ）に示す如く、ブラシレスモータ３００のコイルでは、Ｕ相端子ｔｕから流入してＵ相コイル及びＶ相コイルを介してＶ相端子ｔｖから流出する電流と、Ｕ相端子ｔｕから流入してＵ相コイル及びＷ相コイルを介してＷ相端子ｔｗから流出する電流とが発生する。また、電圧ベクトルＶ２の場合、Ｕ相及びＶ相のコイル端子には電源回路１００の陽極電位が印加され、Ｗ相のコイル端子では電源回路１００の陰極電位と同等な値とされるので、図４（ｂ）に示す如く、ブラシレスモータ３００のコイルでは、Ｕ相端子ｔｕ及びＶ相端子ｔｖから流入してＷ相端子ｔｗから流出する電流が発生する。同様に、電圧ベクトルＶ３では、Ｖ相端子ｔｖから流入してＵ相及端子ｔｕ及びＷ相端子ｔｗのそれぞれから流出する電流が発生する。電圧ベクトルＶ４では、Ｖ相端子ｔｖ及びＷ相端子ｔｗの双方から流入してＵ相及端子ｔｕから流出する電流が発生する。また、電圧ベクトルＶ５では、Ｗ相端子ｔｗから流入してＵ相及端子ｔｕ及びＶ相端子ｔｖのそれぞれから流出する電流が発生する。電圧ベクトルＶ６では、Ｕ相端子ｔｕ及びＷ相端子ｔｗの双方から流入してＶ相及端子ｔｖから流出する電流が発生する。尚、電圧ベクトルＶ０及び電圧ベクトルＶ１では、パワートランジスタとモータ３００との間で電流が還流するので、検出抵抗Ｒｉには、検出電流が流れることはない。

即ち、同期モータ制御装置１０００では、パワートランジスタの切換状態を制御させることにより、ブラシレスモータ３００に生じる電流の方向を制御させ、これにより、ブラシレスモータ３００では、固定子によって回転磁界が形成され、回転子３０２に回転力を与える。尚、図４に示す如く、電圧ベクトルＶ１の場合、検出抵抗ＲｉではＵ相端子ｔｕへ流入する電流が検出される。また、電圧ベクトルＶ２の場合、検出抵抗ＲｉではＷ相端子ｔｗから出力される電流が検出される。同様に、電圧ベクトルＶ３の場合、Ｖ相端子ｔｖへ入力される電流が検出され、電圧ベクトルＶ４の場合、Ｕ相端子ｔｕから出力される電流が検出され、電圧ベクトルＶ５の場合、Ｗ相端子ｔｗへ入力される電流が検出され、電圧ベクトルＶ６の場合、Ｖ相端子ｔｖから出力される電流が検出され、電圧ベクトルＶ０及びＶ７の場合、電流の流出入は発生しない。かかる様子は、図２の「検出電流の相電流情報」の欄に表現されている。従って、電圧ベクトルが既知であれば、検出している相電流の種類と方向とが認識できることとなる。但し、コイル端子への入力方向を正値とし、出力方向を負値としている。

図５には、従来例に係る制御回路５００の構成が示されている。当該制御回路５００は、図示されないＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路には制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータが適宜格納されている。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働して、図示される機能を実現させている。尚、同図には、他の構成とされるインバータ回路２００及びブラシレスモータ３００が便宜的に示されている。

上述の如く、制御回路５００は、信号変換部５１０及びＰＷＭ信号成形部５２０とから構成される。このうち、信号変換部５１０は、検出値変換部５１１と角速度推定部５１２と位置情報演算部５１３と指令電流生成部５１４とｄ軸指令値演算部５１５とｑ軸指令値演算部５１６と指令値換算部５１７とから構成される。

検出値変換部５１１は、相電流変換部５１１ａとステータ座標変換部５１１ｂとローター座標変換部５１１ｃとから構成される。また、当該検出値変換部５１１には、検出抵抗Ｒｉから出力される検出電流Ｉｉ＄と位置情報θ＃とが入力される。

相電流復元部５１１ａは、検出電流Ｉｉ＄に基づいて、ブラシレスモータ３００の各相電流を逆算させる。かかる各相電流を、以下、検出相電流（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）と呼ぶ。相電流復元部５１１ａは、電圧ベクトル、即ち、インバータ回路２００へ出力されるＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）の状態を把握している。従って、当該相電流復元部５１１ａでは、現在のＰＷＭ信号の状態に基づいて、受信した検出電流Ｉｉ＄が何れの相電流であるかを認識できる。例えば、検出電流Ｉｉ＄が入力された際、電圧ベクトルがＶ１であるとすると、相電流復元部５１１ａでは、検出電流Ｉｉ＄の電流値を計測する一方で、図２で示される「検出電流の相電流情報」を参照し、受信した検出電流Ｉｉ＄が入力方向に流れるＵ相電流であると認識する。そして、かかる検出電流Ｉｉ＄は、二つの電圧ベクトルに対応した波形が形成されているので、二相分の相電流の検出が可能となる。そして、二相分の相電流に基づいて残りの相電流を算出することができるので、これにより、三相分の検出相電流（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）の認識が可能となる。

ステータ座標変換部５１１ｂは、検出相電流（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）を固定子座標系の二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）に変換し、当該検出電流の電流値情報を出力させる。尚、かかる固定座標系とは、ブラシレスモータ３００の固定子の所定位置を観測系とする垂直座標である。

かかる二軸電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）は、検出相電流（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）に基づいて、「数１」の式により算出される。

ローター座標変換部５１１ｃは、固定子座標系の二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）を更に変換し、回転子座標系の二軸検出電流（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）を算出出力させる。尚、かかる回転座標系とは、ブラシレスモータ３００の回転子の磁束方向をｄｍ軸とし当該磁束方向に垂直な方向をｑｍ軸とする垂直座標であって、以下、回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍと呼ぶ。従って、回転座標系は、回転子の回転動作と共に回転する。ここで、二軸検出電流Ｉｄ＄は、指令電圧生成回路５１０によって形成される制御軸のｄ軸方向に一致する電流であり、二軸検出電流Ｉｑ＄は、当該制御軸のｑ軸方向に一致する電流とされる。ここで、回転子３０２に与えられるトルクは二軸検出電流（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）によって形成される電流ベクトルと回転子３０２の磁束ベクトルとの外積によって定められるので、制御軸のｄ軸と回転子の磁束ベクトルとが一致しているとき、二軸検出電流Ｉｑ＄は回転子３０２にトルクを与える。また、二軸検出電流Ｉｄ＄は、回転子３０２にトルクを与えることは無い。

かかる二軸検出電流値（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）は、入力される位置情報θ＃又はθ＊と二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）とに基づいて、「数２」の式により算出される。

角速度推定部５１２は、位相誤差推定部５１２ａと換算部５１２ｂとを備える。位置誤差推定部５１２ａは、二軸検出電流Ｉｄ＄及び二軸検出電流Ｉｑ＄及び二軸指令電圧Ｖｄ＊及び二軸指令電圧Ｖｑ＊が入力され、且つ、換算部５１５ｂにて算出された推定角速度ω＃が帰還ループされている。当該誘起電圧推定部５１２ａは、更に、回転子のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑと、ブラシレスモータ３００の抵抗値Ｒｍとを取得可能に構成されており、これらの情報に基づいて位相誤差Δθ＃を算出させる。

位相誤差Δθ＃は、制御軸と回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとの間に生じるものであって、当該制御軸は、ｑｃ軸及びｄｃ軸から成る直行座標を呈し、以下、制御軸ｑｃ−ｄｃと呼ぶ。また、当該位相誤差Δθ＃は、上述したパラメータに基づいて、「数３」の式により算出される。

換算部５１２ｂでは、推定角速度ω＃を算出させ、当該推定角速度ω＃を位置情報演算部５１３及び指令電流生成部５１４へ出力させる。当該推定角速度ω＃は、位相誤差Δθ＃に応じた補正値が反映され、当該位相誤差Δθ＃を零へ収束させる値に調整される。

位置情報演算部５１３は、入力された推定角速度ω＃に基づいて位置情報θ＃を出力させる。位置情報θ＃は、θ＃＝∫ω＃・ｄｔ、の数式にて算出される。従って、かかる位置情報θ＃は、補正値を伴う推定角速度ω＃に基づいて算出されるので、同期モータ制御装置１０００では、推定角速度ω＃を伴った制御を実施させる場合（クローズドループ制御）、位相誤差Δθ＃を零へ収束させるように、即ち、制御軸ｑｃ−ｄｃと回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとが一致するように制御を行う。

かかる角速度推定部５１２では、クローズドループ制御が実施されると、推定角速度ω＃によって制御軸の角速度ωｉを制御させる。尚、クローズドループ制御及びオープンループ制御については、追って詳述する。

指令角速度出力部５１８は、ブラシレスモータ３００に要求される回転子３０２の角速度が指令角速度ω＊として出力させる。かかる指令角速度出力部５１８は、例えば、同期モータ制御装置１０００の外部に載置された制御パネルが操作されると、これによる操作指令に基づいて指令角速度ω＊を演算処理させ、併せて、当該指令角速度ω＊を出力させるように構成されるものであっても良い。

指令電流生成部５１４は、減算部５１４ａと角速度判別部５１４ｂと切換部５１４ｃと第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄと第２のｄ軸指令電流生成部５１４ｅと第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆと第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｇとを備えている。減算部５１４ａは、指令角速度ω＊から推定角速度ω＃を減算させ、これによって算出された差分値を出力させる。角速度判別部５１４ｂは、回転子３０２の角速度ωｍに関する情報を取得し、角速度ωｍが所定の基準で定められた閾角速度ωｆより大きいか小さいかを現す判別信号を出力させる。切換部５１４ｃは、かかる判別信号を受信し、角速度ωｍが閾角速度ωｆより小さいことを現す判別信号を受信した場合、第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄの出力情報を出力できるように切換えられ、角速度ωｍが閾角速度ωｆより大きいことを現す判別信号を受信した場合、第２のｄ軸指令電流生成部５１４ｅの出力情報を出力できるように切換えられる。また、当該切換部５１４ｃでは、更に、かかる判別信号を受信し、角速度ωｍが閾角速度ωｆより小さいことを現す判別信号を受信した場合、第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆの出力情報を出力できるように切換えられ、角速度ωｍが閾角速度ωｆより大きいことを現す判別信号を受信した場合、第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｇの出力情報を出力できるように切換えられる。

第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄ及び第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆは、オープンループ制御時における制御軸ｑｃ−ｄｃの角速度ωｉの制御を担う。このうち、第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄでは、回転子３０２の初期角速度（後述する）を検出するため実施される第１の電流制御と、回転子３０２を位置決めさせる第２の電流制御と、回転子３０２の角速度ωｍを所定の角速度ωｓ以上となるように回転トルクを与える第３の電流制御と、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を漸減させる第４の電流制御とを、予め規定されたプログラムに基づいて実施させる。具体的には、制御軸ｑｃ−ｄｃにおけるｄｃ軸方向へ一致するｄ軸指令電流Ｉｄ＊について、以下の如く４段階に分けた制御を実施させる。第１の電流制御では、回転子３０２を回転させない程度のｄ軸指令電流Ｉｄ＊を出力させ、その後、当該ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を零へ収束させる。第２の電流制御では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を所定値に上昇させ、これにより、回転子３０２の磁束方向Φａを制御軸ｑｃ−ｄｃのｄｃ軸へ一致させる。第３の電流制御では、制御軸ｑｃ−ｄｃのｄｃ軸に一致しているｄ軸指令電流Ｉｄ＊を固定座標系に対して回転を開始させ、同期運転を開始可能とさせる角速度ωｓへ回転速度を上昇させる。第４の電流制御では、サインカーブ等の漸減曲線に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を零へと収束させる。一方、第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆでは、オープンループ制御時において、第１の電流制御開始時〜第３の電流制御終了時に至る迄、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を零に設定しておき、その後、当該ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を徐々に漸増させる。即ち、指令電流生成部５１４では、オープンループ制御時において、第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄ及び第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆによって、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を出力させる。かかる場合の指令電流生成部５１４では、第１の電流制御開始時〜第３の電流制御終了時に至る迄、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊のみによって電流ベクトルが制御され、特に、第３の電流制御時においてＶ／Ｆ制御が実施される。その後、指令電流生成部５１４では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｑ軸指令電流へと切換えられ、これにより、オープンループ制御が終了する。

第２のｄ軸指令電流生成部５１４ｅ及び第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｇは、減算部５１４ａから出力される差分値に基づいて、クローズドループ制御時におけるｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊の制御を実施させる。このうち、第２のｄ軸指令電流生成部５１４ｅでは、図７に示す如く、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を零に維持される。但し、これに限らず、当該ｄ軸指令電流Ｉｄ＊は、最大トルク制御又は弱め磁束制御等の所望の制御を実施させるため、第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｅに基づいて適宜に算出させるようにしても良い。一方、第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｇでは、減算部５１４ａから出力される差分値に基づいて、回転子３０２へトルクを与えるｑ軸指令電流Ｉｑ＊を演算させる。即ち、指令電流生成部５１４は、クローズドループ制御時において当該指令電流を出力させることにより、同期モータ制御装置１０００では、当該差分値が大きい場合には回転子３０２が指令角速度ω＊へ近づくように加減速させ、その後、当該差分値が零に収束維持されるように制御させる。

かかる如く算出された指令電流（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）は、各々が減算器へ導入され、差分指令電流（δＩｄ＊、δＩｑ＊）に変換される。当該減算器では、検出電流値（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）が入力され、指令電流（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）との差分値が各々算出される。

ｄ軸指令値演算部５１５では、ｄ軸差分指令電流値δＩｄ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、これにより、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出させる。即ち、信号変換部５１０では、ｄ軸差分指令電流δＩｄ＊を零に収束させるように制御させる。

同様に、ｑ軸指令値演算部５１６では、ｑ軸差分指令電流値δＩｑ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、これにより、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出させる。即ち、信号変換部５１０では、ｑ軸差分指令電流δＩｑ＊についても零に収束させるように制御させる。

かかる如く得られたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊は、後段の指令値換算部５１７によって数値換算処理され、Ｕ相〜Ｗ相に対応した指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。かかる処理を行う指令値換算部５１７は、図示の如く、ローター座標換算部５１７ａとステータ座標５１７ｂとを備える。

ローター座標５１７ａは、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊、位置情報θ＃が入力され、これらのパラメータに基づいて指令電圧（Ｖα＊、Ｖβ＊）に変換される。かかる指令電圧値（Ｖα＊、Ｖβ＊）は、ブラシレスモータ３００の固定子の所定位置を観測系とする垂直座標である。

指令電流値（Ｖα＄、Ｖβ＄）は、入力される指令電圧値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）に基づいて、「数４」の式により算出される。

その後、ステータ座標換算部５１７ｂでは、指令電圧（Ｖα＊、Ｖβ＊）に基づいて、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を「数５」の式により算出される。尚、特許請求の範囲における指令電圧とは、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を指す。

かかる構成を具備する信号変換部５１０では、以下の如く演算動作を行う。先ず、オープンループ制御が開始される場合、指令電流生成部５１４において第１のｄ軸指令電流生成部５１４ｄ及び第１のｑ軸指令電流生成部５１４ｆとが選択され、予め規定されたプログラムに基づき、回転子３０２を静止状態又はフリーラン状態から角速度ωｓまで上昇させる。かかる制御では、検出電流Ｉｉ＄の値と無関係に制御処理が行われる。Ｖ／Ｆ制御時にあっては、指令電流生成部５１４では、制御軸ｑｏ−ｄｃの角速度ωｉがプログラムに基づいて制御され、制御軸と磁束ベクトルとの間に位相差を与える。このとき、回転子３０２は、当該位相差に基づき回転トルクが与えられ、そして、かかる場合の角速度ωｍは、予め規定されたプログラムに応じて増加され、所定時間経過後に角速度ωｓに到達する。また、回転子３０２の角速度が、ωｍ＝ωｓとされた時点で、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｄ軸指令電流Ｉｄ＊とが切換えらえる。

これに対し、クローズドループ制御が実施される場合、指令電流生成部５１４において第２のｄ軸指令電流生成部５１４ｅ及び第２のｑ軸指令電流生成部５１４ｇに切替えられる。この時点では、検出値変換部５１１及び角速度推定部５１２及び位置情報演算部５１３の回路が機能を開始し、これにより、制御軸ｑｃ−ｄｃの角速度ωｉは、角速度推定部５１２の推定角速度ω＃に切換えられる。そして、かかる制御軸ｑｃ−ｄｃは、回転子３０２の磁束方向Φａに位相誤差Δθ＃を与えることなく、且つ、指令角速度ω＊へ一致するように制御され、これにより、回転子３０２は、指令角速度ω＊で回転するように同期制御されることとなる。

次に、ＰＷＭ信号成形部５２０の構成について説明する。当該ＰＷＭ信号成形部５２０は、図１４に示す如く、信号成形部５２１と搬送波生成部５２２とを備えている。

搬送波生成部５２２は、所定のキャリア周波数に基づく搬送波Ｗ１を生成出力させる。ここで出力される搬送波Ｗ１は、種々の形態の波形が適用され得るが、代表例として三角波が形成されることとして説明する。尚、本従来例に係る搬送波生成部５２２では、一種類の搬送波Ｗ１のみが生成される。ここで、搬送波Ｗ１は、制御装置周辺の人間に不快感を与えないように、人間に聴き取り困難な周波数帯に設定され、具体的には、１６ｋＨｚ以上の高周波数帯に設定される。

信号生成部５２１は、入力端子（ｔｕ＊、ｔｖ＊、ｔｗ＊）を介して指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）が入力されると共に、搬送波生成部５２２から三角波Ｗ１が入力される。そして、信号生成部５２１では、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の各成分について搬送波Ｗ１との減算値を算出させ、Ｈｉｇｈ値を又はＬｏｗ値を出力させる。即ち、信号生成部５２１ｐでは、かかる減算処理によってＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を後段のインバータ回路２００へ出力させる。

図８には、キャリア周波数ｆ２とした場合の三角波Ｗ２と、信号変換部５１０から出力された指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、これらのパラメータを減算処理によって取得したＰＷＭ信号とが示されている。図上段には、三角波Ｗ２と指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とが併せて示されている。尚、指令電圧の各成分は、同図において線形的に表現されているが、実際にはサインカーブを呈している。かかる三角波Ｗ２のキャリア周波数ｆ２は、インバータ回路２００の動作周波数を可聴周波数領域から外すため、１６ｋＨｚ以上に設定されている。従って、同図の一周波数を表す時間１Ｔは、数μｓｅｃ程度の微小時間とされるため、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の各成分は、近似的に直線で表現されている。

例えば、三角波Ｗ２と指令電圧Ｖｕ＊とを比較させると、区間ａ〜ｂでは、指令電圧Ｖｕ＊が三角波Ｗ２より低値とされる。かかる場合、信号生成部５１２ｐでは、同図の中段に示す如く、ソース側トランジスタＴａｕのベースに出力するＰＷＭ信号Ｓａｕ＊をＬｏｗ値とさせ、シンク側トランジスタＴｂｕのベースに出力するＰＷＭ信号Ｓｂｕ＊をＨｉｇｈ値とさせる。また、区間ｂ〜ｃ〜ｄでは、指令電圧Ｖｕ＊が三角波Ｗ２より高値とされる。かかる場合、信号生成部５１２ｐでは、同図の中段に示す如く、ソース側トランジスタＴａｕのベースに出力するＰＷＭ信号Ｓａｕ＊をＨｉｇｈ値とさせ、シンク側トランジスタＴｂｕのベースに出力するＰＷＭ信号Ｓｂｕ＊をＬｏｗ値とさせる。同様に、区間ｄ〜ｅ〜ｆ及び区間ｈ〜ｉ〜ｊでは、ＰＷＭ信号Ｓａｕ＊がＬｏｗ値、ＰＷＭ信号Ｓｂｕ＊がＨｉｇｈ値とされ、区間ｆ〜ｇ〜ｈ及び区間ｊ〜ｋでは、ＰＷＭ信号Ｓａｕ＊がＨｉｇｈ値、ＰＷＭ信号Ｓｂｕ＊がＬｏｗ値とされる。尚、他のＰＷＭ信号成分についても同様に矩形波の成形が為される。また、同図最下段には、検出抵抗Ｒｉから出力される検出電流Ｉｉ＄の波形が示されている。

図１５には、回転子が静止している場合における、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルの角速度ωｃと、回転子３０２の実際の角速度ωｍとの変化状態が各運転モード毎に示されている。尚、図示の如く、ここでは、ＰＷＭ信号成形部５２０で用いられる三角波Ｗ２は常に一定のキャリア周波数ｆ２とされている。

先ず、制御回路５００が起動されると、図示の如く、回転認識処理（１）を実行させる。当該回転認識処理（１）では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を零に設定させると共に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を第１の電流制御にて制御させ、固定子３０２の初期の角速度ωｍ（同図では、ωｍ＝０ rad/sec）を認識する。

回転認識処理（１）が終了すると位置決め処理（２）が実行される。かかる処理（２）では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を零に維持させ、併せて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を第２の電流制御にて制御させ、これにより、回転子３０２が制御軸に一致するように駆動される。

位置決め処理（２）が終了すると強制運転処理（３）が実施される。当該強制運転処理（３）では、上述したＶ／Ｆ制御が実施される。かかる処理（３）では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を第３の電流制御にて制御させ、制御軸の角速度ωｉを加速プログラムに基づいてωｓへ漸増される。

その後、電流切換処理（４）では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を第４の電流制御にて制御させると共に、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を漸増させ、これにより、指令電流の切換制御を実施させる。かかる処理では、回転子３０２の角速度ωｍが角速度ωｓに維持される。

かかる電流切換処理（４）が終了すると同期運転処理（５）が実施される。当該同期運転処理（５）では、指令角速度ω＊の値に応じて回転子３０２の角速度ωｍがこれと等しく制御される。このとき、回転子３０２は、制御軸に対して位相差を殆ど与えることなく、同期的に加減速されることとなる。

また、特開２００３−０６１３８６号公報（特許文献１）では、同期電動機駆動システム（特許請求の範囲の同期モータ制御装置）において、上述したOne-Shunt抵抗を用いた電流検出技術に更なる改良を加えたものが記されている。当該同期電動機駆動システムは、当該One-Shunt抵抗を用いた同期モータ制御装置と略同等の構成を備え、更に、フィルタ回路が追加構成されている。かかるフィルタ回路は、一端が図１で説明したような検出抵抗に接続され、他端が制御装置（特許請求の範囲における同期モータ用インバータ制御回路）の適宜回路に接続されている。そして、当該フィルタ回路は、高周波成分を除去させる機能を備えるところ、検出電流Ｉｉ＄を現す波形の幅が狭くなっても、当該検出電流Ｉｉ＄に重畳されるノイズを除去させるので、かかる構成を具備する同期電動機駆動システムでは、検出電流Ｉｉ＄をサンプリングさせた際の検出値の精度が向上し、指令角速度ωｉに応じたブラシレスモータの制御が実現されると記されている。

特開２００３−０６１３８６号公報

一般に、同期モータを制御させる技術では、上述の如く、回転認識処理を実施させることで、当該同期モータの回転子が静止状態にあるのか又は所定角速度での回転状態（フリーラン状態）にあるのかを、制御開始前の同期モータの挙動として同期モータ用インバータ制御回路へ認識させ、これによって得られた回転子の挙動に関する情報を、その後の制御処理で利用することとしている。

しかしながら、上述した従来例に係る同期モータ制御装置の技術では、回転認識処理を実施させる場面にあっても、搬送波として用いる三角波Ｗ２のキャリア周波数ｆ２が高く設定されてしまうので、図１６に示す如く、検出電流Ｉｉ＄として現われる波形の全幅が全体として狭くなり、当該波形から２種類の電流値を的確に検出できなくなるため、制御開始前の同期モータの挙動を把握することが困難になるとの問題が生じる。

特に、同期モータ用インバータ制御回路をマイコン等によって構成させる場合、ＡＤタイミング（検出タイミングと呼ぶ場合もある）は、ＰＷＭ信号の立上り又は立下りを起算点とし、当該起算点から数ナノ(sec)〜数マイクロ(sec)経過後に設定される。従って、各ベクトル電圧に対応する検出電流Ｉｉ＄の波形がＡＤタイミングより早く立下がってしまうと、同期モータ用インバータ制御回路では、当該ベクトル電圧に対応した検出電流Ｉｉ＄の認識ができなくなるので、正確な相電流の検出が実施されず、これにより、制御開始前の同期モータの正確な挙動把握を実現し得なくなるとの問題も生じる。

また、三角波のキャリア周波数が高く設定されてしまうと、図１０（ａ）に示す如く、インバータ回路のスイッチングノイズが検出電流Ｉｉ＄の略全域に影響を与えてしまうため、これによっても、同期モータ用インバータ制御回路では、制御開始前の同期モータの正確な挙動把握を行い得なくなるとの問題が生じる。

更に、特許文献１の技術は、検出電流Ｉｉ＄の波形を改善させることを企図した発明であるところ、キャリア周波数が高く設定される際の検出電流の波形と検出タイミングとに係る問題点を解消させるものではない。

加えて、同期モータ用インバータ制御回路が制御開始前の同期モータの正確な挙動を認識できないと、例えば、高速フリーラン状態において位置決め処理を省略させる機能を搭載させた同期モータ制御装置では、回転子が高速でフリーランしているにも関わらず不要な位置決め処理を実施させる惧れも有り、当該回転子及びこれに接続される負荷の回転力を消失させ、かかる如く、同期モータの円滑な制御を行えなくなるとの問題が生じる。

本発明は上記課題に鑑み、制御開始前の同期モータの挙動を高精度に把握できる同期モータ用インバータ制御回路、及び、同期モータの円滑な制御を実現し得る同期モータ制御装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のような同期モータ用インバータ制御回路の構成とする。即ち、ブラシレスモータの相電流に基づいて複数相の指令電圧を生成させる信号変換部と、前記複数相の指令電圧に基づいてＰＷＭ信号を成形させるＰＷＭ信号成形部と、を備える同期モータ用インバータ制御回路において、
前記ＰＷＭ信号成形部は、異なるキャリア周波数に設定された複数の搬送波を生成する複数搬送波生成部と、前記複数の搬送波の中から一の搬送波を選択する搬送波選択部と、前記一の搬送波及び前記複数相の指令電圧を比較させて前記ＰＷＭ信号を生成する信号生成部と、を備え、
前記複数搬送波生成部は、高振動数のキャリア周波数に設定された高搬送波と、前記高搬送波よりも低振動数のキャリア周波数に設定された低搬送波と、を生成させ、
前記搬送波選択部は、前記同期モータの回転子が電磁気的な駆動力を受ける前に前記低搬送波を選択させ、且つ、前記回転子のＶ／Ｆ制御を開始する以前に前記低搬送波から前記高搬送波へ切換えることを特徴とする同期モータ用インバータ制御回路。

好ましくは、前記搬送波選択部は、前記回転子の角速度のうち電磁気的な駆動力を受ける前の初期角速度を認識した以後であって、且つ、前記回転子のＶ／Ｆ制御を開始する以前に、前記低搬送波から前記高搬送波へ切換えることとする。

好ましくは、前記高搬送波は１６ｋＨｚ以上に設定されていることとする。

好ましくは、前記信号変換部は、入力された一種類の検出電流に基づいて複数相の相電流を認識することとする。

好ましくは、前記初期角速度を認識する初期角速度認識処理と、前記初期角速度認識処理の開始以前に前記低搬送波を選択させる処理と、前記初期角速度認識処理の終了以後に前記高搬送波を選択させる処理と、を実行させることとする。

好ましくは、前記初期角速度を認識する初期角速度認識処理と、前記回転子の位置決めを実施させる位置決め処理と、前記回転子をＶ／Ｆ制御させる強制運転処理と、電流ベクトルを前記回転子の磁束方向に対し垂直へ近づける切換処理と、前記回転子を同期制御させる同期運転処理と、を備え、
前記初期角速度認識処理では前記低搬送波が設定され、前記位置決め処理及び前記強制運転処理及び前記切換処理及び前記同期運転処理については前記位置決め処理から前記同期運転処理へ至るまで高搬送波が継続して設定されることとする。

好ましくは、前記回転子の角速度が所定の閾角速度に満たない場合、前記初期角速度認識処理、前記位置決め処理、前記強制運転処理、前記切換処理、前記同期運転処理、を順に実行させ、
前記回転子の角速度が所定の閾角速度以上とされる場合、前記初期角速度認識処理を実行させ、その後直ちに、前記同期運転処理を実行させることとする。

本発明に係る同期モータ用インバータ制御回路によれば、ブラシレスモータの回転子の初期角速度が認識される際に低振動数とされるキャリア周波数の搬送波を用いることができるので、当該初期角速度の検出時には、検出抵抗から出力される検出電流の波形幅が拡張し、検出電流を認識する検出タイミングでは所望の電圧ベクトルに対応した検出電流の値が認識され、これにより、同期モータ用インバータ制御回路では、回転子の初期角速度が正確に把握されることとなる。

本発明に係る同期モータ制御装置によれば、同期モータ用インバータ制御回路が制御開始前の同期モータの挙動を精度良く認識し併せて回転認識処理後に実施させるべき最適な処理を選択できるので、同期モータ制御装置では、同期モータの運転を無駄なく円滑に実施させることが可能となる。

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１には、本実施の形態に係る同期モータ制御装置の構成が示されている。図示の如く、同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００と同期モータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、ブラシレスモータ３００が接続されている。

かかる構成について簡単に説明すると、電源回路１００は、後段のインバータ回路２００及びブラシレスモータ３００に電力を供給する。インバータ回路２００は、制御回路５００によって適宜に制御されることにより、電源回路１００から受けた直流電力を三相交流電力へと変換させ、後段のブラシレスモータ３００を駆動させる。電流検出回路４００は、電源回路１００とインバータ回路２００とを接続する電源ラインに設けられている。かかる電源ラインは、ソース側またはシンク側を問うものではない。当該電流検出回路４００は、複数相具備するブラシレスモータ３００の相電流を電源ラインから検出し、一種類の検出信号に複数相の相電流の情報を形成させる。

制御回路５００は、図示されないメモリ回路、ＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路等によって構成され、メモリ回路に格納された所定の処理を実行させるプログラムと協働して、信号変換部５１０とＰＷＭ信号成形部５２０との機能が実現される。このうち、信号変換部５１０では、ブラシレスモータ３００の相電流に基づいて複数相の指令電圧を生成させる。一方、ＰＷＭ信号成形部５２０では、かかる複数相の指令電圧に基づいて、三相分のＰＷＭ信号を成形させる。

図２には電圧ベクトルとスイッチング素子の切換状態との関係が示されている。また、図３には電圧ベクトルと同期モータの各相との関係が示されている。更に、図４には同期モータに流れる電流の状態が示されている。但し、これら図２〜図５で説明すべき内容は、図１同様、従来例として既に説明されているので、本実施の形態では、かかる内容の説明を省略することとする。また、図６乃至図１３に関する内容にあっても、従来例として既に説明されている該当箇所については、同一番号を付し説明を省略することとする。

図６には、ＰＷＭ信号成形部５２０の構成が示されている。かかるＰＷＭ信号成形部５２０は、図示の如く、従来例に係る搬送波生成部５２２が新たな複数搬送波生成部５２２に置換えられ、更に、搬送波選択部５２３が追加構成されている。

複数搬送波生成部５２２は、所定のキャリア周波数に設定された搬送波を複数種類生成することが可能である。ここで、本実施の形態では、搬送波は三角波であるとして説明する。具体的に説明すると、複数搬送波生成部５２２は、低振動数のキャリア周波数に設定された低搬送波Ｗ１と、高振動数のキャリア周波数に設定された高搬送波Ｗ２とを生成させる。尚、当該複数搬送波生成部５２２では、かかる低搬送波Ｗ１及び高搬送波Ｗ２以外に、他の振動数に設定した搬送波を生成できるようにしても良い。また、低搬送波又は高搬送波は、複数種類の振動数に細分化され、最適な振動数の搬送波が用いられるようにされても良い。

搬送波選択部５２３は、制御回路５００が起動されると、是を現す起動情報を認識し、当該起動情報に基づいて第１の指令信号ｋ１を出力させる。かかる起動情報は、ブラシレスモータ３００がインバータ回路２００から何ら相電流を受けていない時期に認識される情報であり、上述した低搬送波Ｗ１は、ブラシレスモータ３００の回転子３０２が電磁気的な駆動力を受ける前に選択されることとなる。一方、当該搬送波選択部５２３では、低搬送波Ｗ１を用いた処理が終了すると、是を現す切換情報を認識し、当該切換情報に基づいて第２の指令信号ｋ２を出力させる。かかる切換情報は、ブラシレスモータ３００に何らかの駆動力を与える時期に認識される情報であり、上述した低搬送波Ｗ１は、当該低搬送波Ｗ１に選択されてから所定期間経過した後に高搬送波Ｗ２に切換えられることとなる。これら二種類の指令信号ｋ１及びｋ２は、複数搬送波生成部５２２で生成される複数の搬送波の中から所望の搬送波を指定することができる情報とされるので、搬送波選択部５２３は、第１の指令信号ｋ１及び第２の指令信号ｋ２を選択的に出力させることで、かかる複数の搬送波の中から所望の搬送波を選択させることとなる。

尚、「回転子３０２が電磁気的な駆動力を受ける前」とは、当該回転子が電気的な制御を受けることなく静止している状態、又は、回転子に電磁気的な駆動トルクを与えることなくフリーランしている状態の何れかを満たす時期を指す。また、かかる時期における回転子３０２の角速度を初期角速度と呼ぶこととする。また、本実施の形態では、「所定時間」とは、回転認識処理（１）の期間としているが、これに限ることなく、回転子３０２の初期角速度を認識するに足りる時間としても良い。

搬送波選択部５２３では、制御回路５００に電力が与えられると、是に基づく起動情報を認識し、第１の指令信号ｋ１を出力させる。このとき、複数搬送波生成部５２２では、当該第１の指令信号ｋ１に基づいて低搬送波Ｗ１を出力させる。その後、信号生成部５２１では、当該低搬送波Ｗ１と複数相から成る指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とを比較させ、これにより、低搬送波Ｗ１を用いて得られたＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を成形させる。また、低搬送波Ｗ１を用いた処理が終了すると、搬送波選択部５２３では、是に基づく切換情報を認識し、第２の指令信号ｋ２を出力させる。このとき、複数搬送波生成部５２２では、当該第２の指令信号ｋ２に基づいて高搬送波Ｗ２を出力させる。そして、信号生成部５２１では、当該高搬送波Ｗ２と複数相から成る指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とを比較させ、これにより、高搬送波Ｗ２を用いて得られたＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を成形させる。

上述の如く、本実施の形態に係る制御回路５００によれば、回転子３０２の初期角速度が認識される際に、低振動数のキャリア周波数に設定された低搬送波Ｗ１を用いることができる。また、初期角速度を認識する処理が終了すると、通常用いられる高振動数の高搬送波Ｗ２に切替えることができる。

尚、上述した高搬送波Ｗ２は、人間の可聴領域とされる惧れの無い周波数帯に設定され、具体的には、１６ｋＨｚ以上に設定される。より好ましくは、１６ｋＨｚ程度の周波数帯を聞き取る人間が稀に存在するので、当該高搬送波Ｗ２は、２０ｋＨｚ以上に設定すると良い。これにより、ブラシレスモータ３００の同期運転を実施させる際、制御装置周辺の人間には、高搬送波Ｗ２の波長が届いたとしても不快感を得ることが略確実に無くなる。

一方、上述した低搬送波Ｗ１のキャリア周波数は、画一的に定まるものではなく、モータ又は当該モータが用いられる装置に応じて個別具体的に定められる。具体的に説明すると、回転認識処理（１）で認識される回転子の角速度ωｍは、何らかの不具合によって電源が遮断されフリーラン状態で回転子が回転している場合、同期運転処理（５）で駆動されていた回転子の角速度に略一致する。このとき、回転認識処理（１）時の初期角速度を認識するためには、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を参照して算出されるため、当該回転子が高速回転するよう制御されていたとすると、搬送波のキャリア周波数も是に応じて高くする必要がある。一方、制御回路５００では、電源供給の復帰後に再起動され、必要に応じて回転認識処理（１）を実施させる。このとき、同期運転処理（５）時における高搬送波Ｗ２は、キャリア周波数が非可聴領域に設定されるため、再起動時に切り替えられた低搬送波Ｗ１は、角速度ωｍを認識することが可能な範囲であれば、高搬送波Ｗ２のキャリア周波数より低く設定されることが可能である。従って、回転認識処理（１）で用いられる低搬送波Ｗ１は、回転子の角速度がどの程度の範囲で推移するかが予め想定されていれば、これによって定められた設計上の角速度を認識できる範囲で、キャリア周波数を低く設定させることが可能となる。このとき、低搬送波Ｗ１のキャリア周波数は、高搬送波Ｗ２のキャリア周波数より低く設定されることとすると、後述するように、電流検出を容易にさせることとなる。尚、低搬送波Ｗ１のキャリア周波数は、可聴領域の周波数帯に設定されても良い。即ち、当該低搬送波Ｗ１は、同期運転処理（５）を開始させる前に所定期間用いられるが、当該所定期間は極めて短い時間に設定されている。かかる如く、低搬送波Ｗ１を用いる時間が短時間に設定されると、当該搬送波Ｗ１のキャリア周波数が可聴領域に設定されたとしても、低搬送波Ｗ１が人間の聴覚で殆ど感知されないので、制御装置の周辺にいる人に不快感を与えることは無い。具体的には、低搬送波Ｗ１は、数百ミリ(sec)以内の範囲で用いられるのであれば、制御装置の周辺にいる人に不快感を与えることは無いとされる。より好ましくは、低搬送波Ｗ１は、数十ミリ(sec)の範囲内で用いられるようにすると良い。

図７には、回転子３０２が静止している場合における、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、電流ベクトルの角速度ωｃと、回転子３０２の実際の角速度ωｍとの変化状態が各運転処理毎に示されている。また、最下段には、ＰＷＭ信号成形部５２０にて用いられる搬送波の状態が示されている。

図を参照すると、初期角速度を認識する回転認識処理（１）の開始点では、直ちに低搬送波Ｗ１が用いられているのが観察できる。これは、制御回路５００が起動されると、ＰＷＭ信号成形部５２０では低搬送波Ｗ１を選択するように仕組まれているためである。また、位置決め処理（２）の開始点では、高搬送波Ｗ２へ切換られているのが観察できる。これは、回転認識処理（１）が終了すると、ＰＷＭ信号成形部５２０では低搬送波Ｗ１から高搬送波Ｗ２へと切換えるように仕組まれているためである。そして、ＰＷＭ信号成形部５２０では、かかる位置決め処理（２）の開始点以外において搬送波の切換えを実施しないこととされている。即ち、本実施の形態にあっては、回転認識処理（１）の期間では、図示の如く、ＰＷＭ信号形成部５２０にて低搬送波Ｗ１が用いられ、位置決め処理（２）以後の期間では、ＰＷＭ信号形成部５２０にて高搬送波Ｗ２が用いられることとされる。

また、図７には、回転認識処理（１）中にｄ軸指令電流Ｉｄ＊を一時的に発生させている状態が示されている。同図には回転子３０２の初期角速度を零とした場合が示されているので、当該回転子３０２の角速度ωｍは零に維持されることとなる。上述の如く、ブラシレスモータ３００には、回転子３０２に回転力を付与しない相電流が流れるので、このとき、制御回路５００では、検出抵抗Ｒｉによる検出電流が検出され、これにより、回転子３０２の初期角速度（ここでは零rad/sec）が認識されることとなる。尚、「特許請求の範囲における、回転子３０２が電磁気的な駆動力を受ける前」とは、回転子３０２の角速度が電磁力によって実質的に変動されない回転認識処理（１）期間を含むものである。

回転認識処理（１）が終了すると位置決め処理（２）へと移行する。かかる場面以後では、先の如く、高搬送波Ｗ２が用いられることとなる。尚、以後の処理については、従来例と同様の処理が実施されるので、説明を省略する。

図８及び図９には、搬送波と指令電圧との関係（上段部）と、ＰＷＭ信号の状態（中段部）と、検出電流Ｉｉ＄の波形（下段部）とが示されている。尚、図８では高搬送波Ｗ２が用いられ、図９では低搬送波Ｗ１が用いられている。また、図９には、高搬送波と低搬送波との差異を示すため、高搬送波Ｗ２とこれに基づいて現われる検出電流が点線にて示されている。

図８及び図９の各波形を比較すると、キャリア周波数の高い搬送波Ｗ２を用いた場合、図８に示す如く、信号Ｓａｕ＊の各エッジの間隔が狭まり、キャリア周波数の低い搬送波Ｗ１を用いた場合、信号Ｓａｕ＊の各エッジの間隔が広げられる。また、かかる現象は、ＰＷＭ信号を構成する他の成分についても同様とされる。

また、検出電流Ｉｉ＄はＰＷＭ信号のエッジに対応して形成されるので、図８及び図９の各波形を観察すると、その波形幅に差異を認めることができる。即ち、キャリア周波数の低い低搬送波Ｗ１を用いた際の検出電流Ｉｉ＄では、搬送波Ｗ２を用いた際の検出電流Ｉｉ＄の波形幅よりも、時間軸方向へ拡張された波形幅として現われる。更に、ＰＷＭ信号の全てのエッジ間隔が搬送波の周期の拡大に応じて広げられるので、検出電流Ｉｉ＄の波形幅は、各電圧ベクトルに対応する波形毎に同じ率で広げられることとなる。即ち、検出電流Ｉｉ＄は、回転認識処理時において、かかる如く波形幅が拡張されるので、図１６の実線で示されるような潰れた波形を形成させることは無くなる。従って、制御回路５００では、電圧ベクトルに対応した２種類の電流値が的確に検出され、制御開始前の同期モータの挙動を把握することが可能となる。

上述の如く、本実施の形態に係る制御回路５００によると、ブラシレスモータの回転子の初期角速度が認識される際に低振動数とされるキャリア周波数の搬送波を用いることができるので、当該初期角速度の検出時には、検出抵抗から出力される検出電流の波形幅が拡張し、検出電流を認識する検出タイミングでは所望の電圧ベクトルに対応した検出電流の値が認識され、これにより、制御回路５００では、回転子の初期角速度が正確に把握されることとなる。

また、同期モータ用インバータ制御回路をマイコン等によって構成させる場合、ＡＤタイミングは、ＰＷＭ信号の立上り又は立下りを起算点とし、数百ナノ（sec）〜数マイクロ（sec）経過後に設定される。そして、各ベクトル電圧に対応する検出電流Ｉｉ＄の波形がＡＤタイミングより早く立下がってしまうと、従来例に係る制御回路５００では、電圧ベクトルに対応した検出電流Ｉｉ＄の認識ができなくなるとの不具合が生じていた。

しかし、本実施の形態に係る制御回路５００によると、低搬送波Ｗ１のキャリア周波数を適宜に設定することにより、検出電流Ｉｉ＄の波形が立下がる前にて、ＡＤタイミングを到来させることが可能となり、これにより、制御回路５００では、検出電流Ｉｉ＄の正確な認識が実現される。

また、初期角速度を認識する際に搬送波のキャリア周波数が高く設定されてしまうと、図１０（ａ）に示す如く、インバータ回路２００のスイッチングノイズが検出電流Ｉｉ＄の略全域に影響を与えてしまうため、従来例に係る制御回路５００では、検出電流Ｉｉ＄の検出値に誤差が生じてしまうとの不具合を伴っていた。

しかし、本実施の形態に係る制御回路５００によると、初期角速度を認識する場面において低搬送波Ｗ１のキャリア周波数が低値に設定されるので、制御回路５００では、図１０（ｂ）に示す如く、ノイズの収束したタイミングで検出電流Ｉｉ＄をサンプリングさせることにより、誤差の少ない検出電流Ｉｉ＄の認識が可能となる。

更に、本実施の形態に係る制御回路５００では、プログラムの改変によって複数搬送波生成部５２２及び搬送波選択部５２３の構築が可能とされるので、装置を複雑化させることなく、また、装置のコストを高騰させるものでもない。

図１１には、プログラムによって規定されるメインルーティンのフローチャートが示されている。制御回路５００は、電源が供給されるとマイコンがアクティブ状態とされ、これに応じてメインルーティンＲｍが起動される。

メインルーティンＲｍは、起動開始されると、回転認識処理を実行させる（Ｓ０１）。かかる回転認識処理Ｓ０１では、「第１の電流制御」に相当するＰＷＭ信号をインバータ回路２００へ送信させ、このとき、検出抵抗Ｒｉから受信した検出電流Ｉｉ＄を検出し、回転子３０２の初期角速度を認識する。当該回転認識処理Ｓ０１では、初期加速度の認識を完了させると、かかる情報を示すフラグを立てる。尚、かかる初期角速度とは、上述の如く、回転子３０２の角速度のうち電磁気的な駆動力を受ける前の角速度を指す。

ここで、かかる回転認識処理Ｓ０１を開始させる以前に、図１２に示されるサブルーティンＲｓが起動される。当該サブルーティンＲｓが起動されると、メインルーティンＲｍの回転認識処理Ｓ０１が終了したか否かの判定を実施させる（Ｓ０Ａ）。かかる処理では、回転認識処理Ｓ０１で与えられるフラグを確認することにより、回転認識処理Ｓ０１が終了したか否かの判定が行われる。このタイミングでは回転認識処理Ｓ０１を実行させる前なので、初期角速度は認識されていない。従って、図示の如く、低搬送波Ｗ１を選択させる情報を搬送波選択部５２３へ与え（Ｓ０Ｂ）、当該搬送波選択部５２３に対して低搬送波Ｗ１を選択する指令を行う。そして、かかる処理の終了後、当該サブルーティンＲｓを終了させ、再び、メインルーティンＲｍの回転認識処理Ｓ０１に復帰する。尚、かかる一度目のサブルーティンＲｓの起動は、「回転認識処理Ｓ０１を開始させる以前」とあるので、回転認識処理Ｓ０１の開始と同時に起動されることとしても良い。

また、かかる回転認識処理Ｓ０１の終了以後に、図１２に示されるサブルーティンＲｓが再度起動される。当該サブルーティンＲｓが起動されると、メインルーティンＲｍの回転認識処理Ｓ０１が終了したか否かの判定を実施させる（Ｓ０Ａ）。このタイミングでは回転認識処理Ｓ０１で与えられたフラグを認識できるので、図示の如く、高搬送波Ｗ２を選択させる情報を搬送波選択部５２３へ与え（Ｓ０Ｃ）、当該搬送波選択部５２３に対して高搬送波Ｗ２を選択する指令を行う。そして、かかる処理の終了後、当該サブルーティンＲｓを終了させ、再び、メインルーティンＲｍの所定処理へと復帰する。尚、かかる二度目のサブルーティンＲｓの起動は、「回転認識処理Ｓ０１の終了以後」とあるので、回転認識処理Ｓ０１の終了と同時に起動されることとしても良い。

その後、メインルーティンＲｍは、角速度判定処理を実行させる（Ｓ０２）。かかる角速度判定処理Ｓ０２では、メモリ回路に記憶されている閾値ωｆと回転認識処理Ｓ０１で認識した初期角速度ωｍとを比較させる。そして、当該角速度判定処理Ｓ０２では、初期角速度ωｍが閾値ωｆ未満とする処理結果を得たとき、位置決め処理Ｓ０２へ移行させ、初期角速度ωｍが閾値ωｆ以上とする処理結果を得たとき、同期運転処理Ｓ０６へと移行させる。尚、閾値ωｆは、強制運転処理Ｓ０５の終了時に到達する角速度ωｓ以上に設定される物理量であって、特許請求の範囲における「所定の閾角速度」を指す。

角速度判定処理Ｓ０２において初期角速度ωｍが閾値ωｆより低いと判定された場合、メインルーティンＲｍは、位置決め処理を実行させる（Ｓ０３）。かかる位置決め処理Ｓ０３では、回転子３０２の磁束方向と制御回路５００によって与えられる制御軸とを一致させる。

その後、メインルーティンＲｍは、強制運転処理を実行させる（Ｓ０４）。かかる強制運転処理Ｓ０４では、予め定められた加速モードに基づいて、回転子３０２の角速度を初期角速度から同期運転への切換時に必要とされる角速度ωｓへと加速させる。このとき、かかる場合の回転子３０２は、制御軸ｑｃ−ｄｃに対して位相誤差を伴って駆動されるので、所謂Ｖ／Ｆ制御が実施されることとなる。

かかる後、メインルーティンＲｍは、電流切換処理を実行させる（Ｓ０５）。かかる電流切換処理Ｓ０５では、回転子３０２の角速度をωｓに維持させた状態にて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を零へ収束させると共に、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を次第に増加させ、これにより、電流ベクトルを回転子３０２の磁束方向に対して垂直に近づけてゆく。

かかる電流ベクトルが磁束方向に対して垂直になると、メインルーティンＲｍは、同期運転処理を実行させる（Ｓ０６）。かかる同期運転処理Ｓ０６では、制御軸ｑｃ−ｄｃのｄｃ軸と回転子３０２の磁束方向とが一致した状態で、当該回転子３０２が回転制御されることとなる。即ち、回転子３０２は、この時点から制御回路５００の形成する回転磁界と同期して制御されることとなり、指令角速度ω＊に応じて加減速され、且つ、高効率で運転されることとなる。

そして、モータを停止させる停止信号を受信しない間は、かかる同期運転処理Ｓ０９に基づいてブラシレスモータ３００の駆動が続行される（Ｓ０７）。一方、当該停止信号を受信したときには、制御処理を終了させる。即ち、かかる制御処理が終了すると、回転子３０２には電磁気的なトルクが付与されなくなり、当該回転子３０２は、この時点で再び、フリーラン状態で回転することとなる。尚、かかる停止信号を受けて回転子３０２を停止させる処理がプログラムに組み込まれている場合、当該回転子３０２は制御回路５００によって停止されることとなる。

一方、角速度判定処理Ｓ０２において初期角速度が閾値ωｆ以上であると判定された場合、上述した位置決め処理Ｓ０３と強制運転処理Ｓ０４と電流切換処理Ｓ０５とを省略させ、その後直ちに、同期運転処理Ｓ０６を実行させる。かかる場合には、回転子３０２の角速度が既に強制運転処理で到達する加速度ωｓより大きいので、回転子３０２では、同期運転処理Ｓ０９へ移行した際に、急激な負荷トルクを受けずに駆動されるため、脱調等の不具合が生じる危険度が低くなる。例えば、ブラシレスモータ３００の駆動軸にプロペラファンが固定された機構では、当該プロペラファンに及ぼす流体の流量変化が急激に起きない限り負荷トルクは一定に保たれるので、かかる機構に設けられた制御回路５００では、フリーラン状態から同期制御への移行が安定的に行われる。

図１３には、角速度判定処理Ｓ０２において初期角速度が閾値ωｆ以上であると判定された場合における、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、外部から要求される指令角速度ω＊と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊によって形成される電流ベクトルの角速度ωｃと、回転子３０２の実際の角速度ωｍとの変化状態が各運転モード毎に示されている。また、最下段には、ＰＷＭ信号成形部５２０にて用いられる搬送波の状態が示されている。

尚、回転認識処理（１）は、「回転子３０２が電磁気的な駆動力を受ける前」に相当し、ここでは、低搬送波Ｗ１が選択されている。そして、当該低搬送波Ｗ１が選択されてから回転認識処理（１）の終了後に、搬送波は、低振動数ｆ１の搬送波Ｗ１から高振動数ｆ２の高搬送波Ｗ２へと切換えられる。

図を参照すると、先ず回転認識処理（１）が実行され、その後直ちに、同期運転処理（５）が実行されるのが観察できる。かかる場合、回転子３０２の初期角速度が角速度ωｓより高回転とされているのが観察できる。即ち、高速フリーラン状態において位置決め処理を省略させる機能を搭載させた同期モータ制御装置では、以下の特徴を有した制御が実現される。即ち、初期角速度が角速度ωｓより高回転とされている場合には、回転認識処理（１）後に直ちに同期運転処理（５）を実行させるので、不要な制御処理が省略され、ブラシレスモータ３００の円滑な制御が実現される。また、初期角速度が角速度ωｓより低回転とされている場合には、回転認識処理（１）後、同期運転処理（５）へ移行させるに必要な処理工程を経てから当該同期運転処理（５）を実行させるので、ブラシレスモータ３００の確実な同期制御が実現される。

上述の如く、本実施の形態に係る同期モータ制御装置によれば、同期モータ用インバータ制御回路が制御開始前のブラシレスモータの挙動を精度良く認識し併せて回転認識処理後に実施させるべき最適な処理を選択できるので、同期モータ制御装置では、同期モータの運転を無駄なく円滑に実施させることが可能となる。

同期モータ制御装置の構成を示す図 電圧ベクトルとスイッチング素子の切換状態との関係を示す図 電圧ベクトルと同期モータの各相との関係を示す図 同期モータに流れる電流の状態を示す図 実施の形態に係る同期モータ用インバータ制御回路の構成を示す図 実施の形態に係るＰＷＭ信号成形部の構成を示す図 回転子を静止状態から制御する場合の電流指令値及び角速度のタイムチャート 高搬送波を用いた場合の検出電流の波形を示す図 低搬送波を用いた場合の検出電流の波形を示す図 検出電流の波形を現した模式図 実施の形態に係るメインルーティンプログラムに相当するフローチャート 実施の形態に係るサブルーティンプログラムに相当するフローチャート 回転子が高速で回転している場合の電流指令値及び角速度のタイムチャート 従来例に係るＰＷＭ信号成形部の構成を示す図 従来例に係る回転子を静止状態から制御する場合の電流指令値及び角速度のタイムチャートの構成を示す図 従来例に係る検出電流の波形を表した模式図

符号の説明

１０００ 同期モータ制御装置
５００ 同期モータ用インバータ制御回路
３００ ブラシレスモータ
５１０ 信号変換部
５２０ ＰＷＭ信号成形部
５２２ 複数搬送波生成部
５２３ 搬送波選択部
５２１ 信号生成部
Ｗ１ 低搬送波
Ｗ２ 高搬送波

Claims (7)

1. ブラシレスモータの相電流に基づいて複数相の指令電圧を生成させる信号変換部と、前記複数相の指令電圧に基づいてＰＷＭ信号を成形させるＰＷＭ信号成形部と、を備える同期モータ用インバータ制御回路において、
   前記ＰＷＭ信号成形部は、異なるキャリア周波数に設定された複数の搬送波を生成する複数搬送波生成部と、前記複数の搬送波の中から一の搬送波を選択する搬送波選択部と、前記一の搬送波及び前記複数相の指令電圧を比較させて前記ＰＷＭ信号を生成する信号生成部と、を備え、
   前記複数搬送波生成部は、高振動数のキャリア周波数に設定された高搬送波と、前記高搬送波よりも低振動数のキャリア周波数に設定された低搬送波と、を生成させ、
   前記搬送波選択部は、前記同期モータの回転子が電磁気的な駆動力を受ける前に前記低搬送波を選択させ、且つ、前記回転子のＶ／Ｆ制御を開始する以前に前記低搬送波から前記高搬送波へ切換えることを特徴とする同期モータ用インバータ制御回路。
2. 前記搬送波選択部は、前記回転子の角速度のうち電磁気的な駆動力を受ける前の初期角速度を認識した以後であって、且つ、前記回転子のＶ／Ｆ制御を開始する以前に、前記低搬送波から前記高搬送波へ切換えることを特徴とする請求項１に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
3. 前記高搬送波は、１６ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
4. 前記信号変換部は、入力された一種類の検出電流に基づいて複数相の相電流を認識することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうち何れか一項に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
5. 前記初期角速度を認識する初期角速度認識処理と、前記初期角速度認識処理の開始以前に前記低搬送波を選択させる処理と、前記初期角速度認識処理の終了以後に前記高搬送波を選択させる処理と、を実行させることを特徴とする請求項２乃至請求項４のうち何れか一項に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
6. 前記初期角速度を認識する初期角速度認識処理と、前記回転子の位置決めを実施させる位置決め処理と、前記回転子をＶ／Ｆ制御させる強制運転処理と、電流ベクトルを前記回転子の磁束方向に対し垂直へ近づける切換処理と、前記回転子を同期制御させる同期運転処理と、を備え、
   前記初期角速度認識処理では前記低搬送波が設定され、前記位置決め処理及び前記強制運転処理及び前記切換処理及び前記同期運転処理については前記位置決め処理から前記同期運転処理へ至るまで高搬送波が継続して設定されることを特徴とする請求項２乃至請求項５に記載の同期モータ用インバータ制御回路。
7. 前記回転子の角速度が所定の閾角速度に満たない場合、前記初期角速度認識処理、前記位置決め処理、前記強制運転処理、前記切換処理、前記同期運転処理、を順に実行させ、
   前記回転子の角速度が所定の閾角速度以上とされる場合、前記初期角速度認識処理を実行させ、その後直ちに、前記同期運転処理を実行させることを特徴とする請求項６に記載の同期モータ用インバータ制御回路。

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