JPH09219990A - センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 - Google Patents
センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置Info
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- JPH09219990A JPH09219990A JP8026396A JP2639696A JPH09219990A JP H09219990 A JPH09219990 A JP H09219990A JP 8026396 A JP8026396 A JP 8026396A JP 2639696 A JP2639696 A JP 2639696A JP H09219990 A JPH09219990 A JP H09219990A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/20—Arrangements for starting
- H02P6/21—Open loop start
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低騒音化のためキャリア周期を小さくした場
合に発生する、デューティー比の制御分解能の悪化によ
る起動不良の防止と、ＯＮデューティーの減少による過
電流保護の設定ずれを防止したものである。 【解決手段】 第一の運転モードと第二の運転モードを
有し、タイマー１２手段を用いてモータの印加電圧のデ
ューティー比とこのデューティー比を搬送するキャリア
周期を変化させるとともに、第二の運転モード時には、
キャリア周期を、第一の運転モード時よりは大きくなる
ようにするデューティー制御部５’を設けたものであ
る。
合に発生する、デューティー比の制御分解能の悪化によ
る起動不良の防止と、ＯＮデューティーの減少による過
電流保護の設定ずれを防止したものである。 【解決手段】 第一の運転モードと第二の運転モードを
有し、タイマー１２手段を用いてモータの印加電圧のデ
ューティー比とこのデューティー比を搬送するキャリア
周期を変化させるとともに、第二の運転モード時には、
キャリア周期を、第一の運転モード時よりは大きくなる
ようにするデューティー制御部５’を設けたものであ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、エアコン用の圧縮
機駆動モータのように、ホール素子やロータリーエンコ
ーダ等の位置検出器を有さないセンサレスＤＣブラシレ
スモータの制御駆動装置に関するものである。
機駆動モータのように、ホール素子やロータリーエンコ
ーダ等の位置検出器を有さないセンサレスＤＣブラシレ
スモータの制御駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、地球規模での省エネルギーが叫ば
れるようになり、各種の電化機器にも当然のごとく省電
力が求められている。特にエアコン用の圧縮機駆動モー
タも、従来は誘導モータが主流であったが、最近では回
転子に永久磁石を用いたより効率の良いＤＣブラシレス
モータが主流になりつつある。
れるようになり、各種の電化機器にも当然のごとく省電
力が求められている。特にエアコン用の圧縮機駆動モー
タも、従来は誘導モータが主流であったが、最近では回
転子に永久磁石を用いたより効率の良いＤＣブラシレス
モータが主流になりつつある。
【０００３】そして、このエアコン用の圧縮機駆動のモ
ータは、圧縮機内部の高温高圧の冷媒やオイルにさらさ
れる為、回転子の位置検出用のセンサを設置することが
難しく、通常、固定子巻線に発生する誘起電圧から、回
転子の位置を類推、検出してモータの転流を制御するセ
ンサレスの制御方式が用いられている。
ータは、圧縮機内部の高温高圧の冷媒やオイルにさらさ
れる為、回転子の位置検出用のセンサを設置することが
難しく、通常、固定子巻線に発生する誘起電圧から、回
転子の位置を類推、検出してモータの転流を制御するセ
ンサレスの制御方式が用いられている。
【０００４】しかし、このセンサレスのＤＣブラシレス
モータの場合、起動時には回転子が停止している為に誘
起電圧の発生がなく、回転子の位置を検出することがで
きない。そこで起動時には、誘起電圧に関係なくモータ
の転流周波数と印加電圧を徐々に増加させて、十分な誘
起電圧が発生するまで回転子を加速し、その後通常の誘
起電圧によるフィードバック制御に移るという制御を行
っている。
モータの場合、起動時には回転子が停止している為に誘
起電圧の発生がなく、回転子の位置を検出することがで
きない。そこで起動時には、誘起電圧に関係なくモータ
の転流周波数と印加電圧を徐々に増加させて、十分な誘
起電圧が発生するまで回転子を加速し、その後通常の誘
起電圧によるフィードバック制御に移るという制御を行
っている。
【０００５】図５は、この従来の制御駆動装置の構成と
制御のブロック図であり、まず第二の運転モードについ
て説明する。
制御のブロック図であり、まず第二の運転モードについ
て説明する。
【０００６】図５において、起動時には、永久磁石回転
子１が停止しているので、固定子巻線２には誘起電圧の
発生は無く、この誘起電圧に基づいて制御することはで
きない。そこで運転モード切換部３において第二の運転
モードに切り換え、転流制御部４及びデューティー制御
部５の制御入力を、起動用に予め設定された起動制御部
６からの制御入力に切り換える。
子１が停止しているので、固定子巻線２には誘起電圧の
発生は無く、この誘起電圧に基づいて制御することはで
きない。そこで運転モード切換部３において第二の運転
モードに切り換え、転流制御部４及びデューティー制御
部５の制御入力を、起動用に予め設定された起動制御部
６からの制御入力に切り換える。
【０００７】図６は、この起動制御部６において設定さ
れる理想の電圧デューティー比と、転流周波数の起動パ
ターンを示したものである。転流周波数は０付近から１
０（Ｈｚ）程度まで、電圧デューティー比は０付近から
１０（％）程度まで、それぞれゆっくり増加させてお
り、図５における永久磁石回転子１のトルクがほぼ一定
になるように、加速させるような設定となっている。
れる理想の電圧デューティー比と、転流周波数の起動パ
ターンを示したものである。転流周波数は０付近から１
０（Ｈｚ）程度まで、電圧デューティー比は０付近から
１０（％）程度まで、それぞれゆっくり増加させてお
り、図５における永久磁石回転子１のトルクがほぼ一定
になるように、加速させるような設定となっている。
【０００８】そしてその信号を受けた転流制御部４とデ
ューティー制御部５は、逆変換部７内のスイッチング素
子のベース（またはゲート）駆動用の信号を出力し、転
流、デューティー制御を行う。図７はこの時の各スイッ
チング素子のベース信号、即ちＯＮ、ＯＦＦ状態を示し
たものであり、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’は直流プラス側に接続
された各スイッチング素子、Ｄ、Ｅ、Ｆは直流マイナス
側に接続された各スイッチング素子の状態が示されてい
る。ここで図７中のＴＳＹＮは転流周期で、この逆数が
転流周波数となっている。
ューティー制御部５は、逆変換部７内のスイッチング素
子のベース（またはゲート）駆動用の信号を出力し、転
流、デューティー制御を行う。図７はこの時の各スイッ
チング素子のベース信号、即ちＯＮ、ＯＦＦ状態を示し
たものであり、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’は直流プラス側に接続
された各スイッチング素子、Ｄ、Ｅ、Ｆは直流マイナス
側に接続された各スイッチング素子の状態が示されてい
る。ここで図７中のＴＳＹＮは転流周期で、この逆数が
転流周波数となっている。
【０００９】図７においてＡ’、Ｂ’、Ｃ’の縦線群で
示されている部分は、細かくデューティー制御されてい
る部分であり、その一部を拡大したものが図７円内の波
形で、キャリア周期をＣＲＹとし、所定のデューティー
比を持つＰＷＭ電圧となっている。そしてそのデューテ
ィー比の制御分解能は、図５のタイマー１２の源クロッ
クで決定されるが、この理由は、後述する実施例におい
て説明する。
示されている部分は、細かくデューティー制御されてい
る部分であり、その一部を拡大したものが図７円内の波
形で、キャリア周期をＣＲＹとし、所定のデューティー
比を持つＰＷＭ電圧となっている。そしてそのデューテ
ィー比の制御分解能は、図５のタイマー１２の源クロッ
クで決定されるが、この理由は、後述する実施例におい
て説明する。
【００１０】従って実際の電圧デューティー比制御パタ
ーンは、前述した図６とは異なり図８の第二の運転モー
ド時に示すような階段状のものとなる。そしてその結
果、図５の固定子巻線２を流れる起動電流のピーク値も
図９の第二の運転モード時の如くデューティー比の増加
に同期して、リップルが発生するようになる。
ーンは、前述した図６とは異なり図８の第二の運転モー
ド時に示すような階段状のものとなる。そしてその結
果、図５の固定子巻線２を流れる起動電流のピーク値も
図９の第二の運転モード時の如くデューティー比の増加
に同期して、リップルが発生するようになる。
【００１１】また図１０は、この第二の運転モード中の
図５直流マイナスからみた固定子巻線２のＵ相の電圧波
形で、通電位相が、誘起電圧から検出される回転位相に
対して、かなり遅れたものとなっている。これは、第二
の運転モードでは、誘起電圧を無視して固定子巻線２に
電圧を印加しているからである。
図５直流マイナスからみた固定子巻線２のＵ相の電圧波
形で、通電位相が、誘起電圧から検出される回転位相に
対して、かなり遅れたものとなっている。これは、第二
の運転モードでは、誘起電圧を無視して固定子巻線２に
電圧を印加しているからである。
【００１２】またこの状態では、誘起電圧による逆起電
力作用が小さいので、固定子巻線２を流れる電流は非常
に大きなものとなっている。図５中の１０と１１は、そ
の電流を直流ラインにて検出する電流センサと過電流保
護部であり、電流センサ１０はシャント抵抗やホール素
子を用いたＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ
ｅｒ）が用いられており、ともにノイズやリカバリー電
流の誤検出を防止するために、数（μｓ）から数十（μ
ｓ）程度の遅れ時定数を有している。
力作用が小さいので、固定子巻線２を流れる電流は非常
に大きなものとなっている。図５中の１０と１１は、そ
の電流を直流ラインにて検出する電流センサと過電流保
護部であり、電流センサ１０はシャント抵抗やホール素
子を用いたＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ
ｅｒ）が用いられており、ともにノイズやリカバリー電
流の誤検出を防止するために、数（μｓ）から数十（μ
ｓ）程度の遅れ時定数を有している。
【００１３】図１１は、そのＤＣパルス電流と電流セン
サ出力の関係を表したものである。図５において過電流
保護部１１は、電流が所定値を超えた時に信号を発する
コンパレータ回路やフォトカプラ回路で構成され、その
信号を受けた転流制御部４は全てのスイッチング素子を
ＯＦＦして通電を停止させるが、これは永久磁石の減磁
保護や、スイッチング素子の過電流からの保護を目的と
したものである。
サ出力の関係を表したものである。図５において過電流
保護部１１は、電流が所定値を超えた時に信号を発する
コンパレータ回路やフォトカプラ回路で構成され、その
信号を受けた転流制御部４は全てのスイッチング素子を
ＯＦＦして通電を停止させるが、これは永久磁石の減磁
保護や、スイッチング素子の過電流からの保護を目的と
したものである。
【００１４】次に、前述した第二の運転モードにおい
て、十分な誘起電圧が発生するまで、永久磁石回転子１
が加速すれば、誘起電圧を検出してのフィードバック制
御、即ち第一の運転モードに移ることができ、以下この
第一の運転モードについて説明する。
て、十分な誘起電圧が発生するまで、永久磁石回転子１
が加速すれば、誘起電圧を検出してのフィードバック制
御、即ち第一の運転モードに移ることができ、以下この
第一の運転モードについて説明する。
【００１５】図５において運転モード切換部３は、永久
磁石回転子１の回転数が所定値に到達した時点で、転流
制御部４及びデューティー制御部５の制御入力を、誘起
電圧を基に永久磁石回転子の位置（回転位相）を検出す
る位置検出部８と、回転数を検出する回転数検出部９か
らの制御入力に切り換え、第一の運転モードへと移行す
る。
磁石回転子１の回転数が所定値に到達した時点で、転流
制御部４及びデューティー制御部５の制御入力を、誘起
電圧を基に永久磁石回転子の位置（回転位相）を検出す
る位置検出部８と、回転数を検出する回転数検出部９か
らの制御入力に切り換え、第一の運転モードへと移行す
る。
【００１６】この第一の運転モードでの転流制御は、図
７に示されるパターンと相似であるが、誘起電圧が最大
付近で、固定子巻線に電流を流すように転流を制御して
いるので、誘起電圧による逆起電力作用が大きく、電流
も少なく、モータ効率も第二の運転モードと比較して格
段に良くなる。図１２はこの時の直流マイナスからみた
固定子巻線のＵ相の電圧波形で、前述したように、誘起
電圧がほぼ最大付近でＵ相巻線に電流を流すように転流
が制御されており、通電位相と回転子の回転位相の最適
化がされている。尚Ｖ相とＷ相の電圧波形は、Ｕ相の電
圧波形をそれぞれ１２０°と２４０°遅らせた波形とな
っており、これは図１０においても同様である。
７に示されるパターンと相似であるが、誘起電圧が最大
付近で、固定子巻線に電流を流すように転流を制御して
いるので、誘起電圧による逆起電力作用が大きく、電流
も少なく、モータ効率も第二の運転モードと比較して格
段に良くなる。図１２はこの時の直流マイナスからみた
固定子巻線のＵ相の電圧波形で、前述したように、誘起
電圧がほぼ最大付近でＵ相巻線に電流を流すように転流
が制御されており、通電位相と回転子の回転位相の最適
化がされている。尚Ｖ相とＷ相の電圧波形は、Ｕ相の電
圧波形をそれぞれ１２０°と２４０°遅らせた波形とな
っており、これは図１０においても同様である。
【００１７】またデューティー比の制御は、図５のデュ
ーティー制御部５において設定回転数と回転数検出部９
にて検出される実際の回転数を比較し、加速する必要が
あればデューティー比を増加させ、減速する必要があれ
ばデューティー比を減少させる。このように制御するこ
とで、モータを所定回転数に安定させることができる。
ーティー制御部５において設定回転数と回転数検出部９
にて検出される実際の回転数を比較し、加速する必要が
あればデューティー比を増加させ、減速する必要があれ
ばデューティー比を減少させる。このように制御するこ
とで、モータを所定回転数に安定させることができる。
【００１８】そして、第一、第二の運転モード時におけ
るキャリア周期は、一般のルームエアコンの場合には、
数百（μｓ）程度で固定されている。そしてこのキャリ
ア周期に起因するモータの電磁音の遮音のために、通
常、電動圧縮機は遮音カバー等で覆われている。
るキャリア周期は、一般のルームエアコンの場合には、
数百（μｓ）程度で固定されている。そしてこのキャリ
ア周期に起因するモータの電磁音の遮音のために、通
常、電動圧縮機は遮音カバー等で覆われている。
【００１９】尚、前述した転流制御、デューティー比の
制御、運転モードの切り換え等は、通常マイクロコンピ
ュータを用いて行われている場合が多い。
制御、運転モードの切り換え等は、通常マイクロコンピ
ュータを用いて行われている場合が多い。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動装
置において、モータの電磁音低減の為に、キャリア周期
をより小さくしていくと以下のような問題が生じる。
た従来のセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動装
置において、モータの電磁音低減の為に、キャリア周期
をより小さくしていくと以下のような問題が生じる。
【００２１】第一に、デューティー比の制御分解能が図
１３の如く悪化し、その結果急激なモータトルク変動に
より、固定子巻線を流れる起動電流のリップルも、図１
４の如く大きくなり、過電流保護が作動しやすくなり、
円滑にモータが起動できないという問題点が生じる。
１３の如く悪化し、その結果急激なモータトルク変動に
より、固定子巻線を流れる起動電流のリップルも、図１
４の如く大きくなり、過電流保護が作動しやすくなり、
円滑にモータが起動できないという問題点が生じる。
【００２２】第二に、ＤＣパルス電流のパルス幅の減少
により、図１５に示すように、実際の電流に対する、電
流センサの出力の応答性が低下し、過電流保護が設定ど
うりに働かず、永久磁石が減磁したり、スイッチング素
子が破壊するという可能性がある。
により、図１５に示すように、実際の電流に対する、電
流センサの出力の応答性が低下し、過電流保護が設定ど
うりに働かず、永久磁石が減磁したり、スイッチング素
子が破壊するという可能性がある。
【００２３】第三に、前記第一の問題点に対応するため
にタイマー自体の分解能をアップさせようとすると、高
速、高性能なタイマーへの変更が必要となり、コストア
ップにもなる。
にタイマー自体の分解能をアップさせようとすると、高
速、高性能なタイマーへの変更が必要となり、コストア
ップにもなる。
【００２４】第四に、前記第二の問題点に対応するため
に、電流センサ自体の応答性をアップさせようとする
と、やはり高速、高性能な電流センサへの変更が必要と
なり、コストアップにもなる。
に、電流センサ自体の応答性をアップさせようとする
と、やはり高速、高性能な電流センサへの変更が必要と
なり、コストアップにもなる。
【００２５】本発明は、このような従来の課題を解決す
るものであり、起動性能、信頼性、コストパフォーマン
スに優れた、低騒音なセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置を提供することを目的としている。
るものであり、起動性能、信頼性、コストパフォーマン
スに優れた、低騒音なセンサレスＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置を提供することを目的としている。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、永久磁石回転子の回転による固定子巻線の
誘起電圧から、前記永久磁石回転子の位置を検出し、モ
ータの転流及び印加電圧のデューティー比を制御する第
一の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係
なく、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューテ
ィー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動または加速
させる第二の運転モードを有し、前記モータの印加電圧
のデューティー比とそのデューティー比を搬送するキャ
リア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード
時には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時
よりは大きくなるようにするデューティー制御部を設け
たものである。
に本発明は、永久磁石回転子の回転による固定子巻線の
誘起電圧から、前記永久磁石回転子の位置を検出し、モ
ータの転流及び印加電圧のデューティー比を制御する第
一の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係
なく、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューテ
ィー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動または加速
させる第二の運転モードを有し、前記モータの印加電圧
のデューティー比とそのデューティー比を搬送するキャ
リア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード
時には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時
よりは大きくなるようにするデューティー制御部を設け
たものである。
【００２７】そしてこの構成によって、モータのデュー
ティー比制御において低騒音化を図る時、起動時（第二
の運転モード時）のみキャリア周期を大きくすること
で、キャリア周期が小さいことによる起動時の電気的課
題の解消と、低騒音化を両立することができる。
ティー比制御において低騒音化を図る時、起動時（第二
の運転モード時）のみキャリア周期を大きくすること
で、キャリア周期が小さいことによる起動時の電気的課
題の解消と、低騒音化を両立することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】上記課題を解決するために、請求
項１記載の発明は、前記第一の運転モードと、起動時に
は、前記誘起電圧とは関係なく、前記モータの転流周波
数及び印加電圧のデューティー比を変化させて、前記永
久磁石回転子を加速させる第二の運転モードを有し、前
記モータの印加電圧のデューティーを構成するＯＮ、Ｏ
ＦＦいずれかの時間が段階的に設定可能なタイマー手段
と、前記タイマー手段を用いて前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を制御するとともに、前記第二の運転モード時に
は、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時より
は大きくなるようにするデューティー制御部を設けたも
のである。
項１記載の発明は、前記第一の運転モードと、起動時に
は、前記誘起電圧とは関係なく、前記モータの転流周波
数及び印加電圧のデューティー比を変化させて、前記永
久磁石回転子を加速させる第二の運転モードを有し、前
記モータの印加電圧のデューティーを構成するＯＮ、Ｏ
ＦＦいずれかの時間が段階的に設定可能なタイマー手段
と、前記タイマー手段を用いて前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を制御するとともに、前記第二の運転モード時に
は、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時より
は大きくなるようにするデューティー制御部を設けたも
のである。
【００２９】そして上記構成によって、モータの印加電
圧のデューティーを制御する際に、起動時（第二の運転
モード時）の電流が大きい時にキャリア周期を大きくす
ることで、デューティー比の制御分解能をアップさせ、
起動時のデューティー比をきめ細かく制御することがで
きるようになる。その結果、起動電流のリップルが小さ
くなり、過電流保護が作動しにくくなり、円滑にモータ
が起動できるようになる。またこれをタイマーの設定値
の変更のみで実現することができる。
圧のデューティーを制御する際に、起動時（第二の運転
モード時）の電流が大きい時にキャリア周期を大きくす
ることで、デューティー比の制御分解能をアップさせ、
起動時のデューティー比をきめ細かく制御することがで
きるようになる。その結果、起動電流のリップルが小さ
くなり、過電流保護が作動しにくくなり、円滑にモータ
が起動できるようになる。またこれをタイマーの設定値
の変更のみで実現することができる。
【００３０】また、キャリア周期を大きくする時間を起
動時（第二の運転モード時）の僅かな時間のみに限定し
ているので、通常運転時（第一の運転モード時）にはモ
ータの電磁音を小さくすることができる。
動時（第二の運転モード時）の僅かな時間のみに限定し
ているので、通常運転時（第一の運転モード時）にはモ
ータの電磁音を小さくすることができる。
【００３１】次に、請求項２記載の発明は、前記第一の
運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を変化させて、前記永久磁石回転子を加速させる第
二の運転モードを有し、所定の単位クロックを計数する
ことにより時間を計測するとともに、前記モータの印加
電圧のデューティーを構成するＯＮ、ＯＦＦいずれかの
時間が段階的に設定可能なタイマー手段と、前記タイマ
ー手段を用いて前記モータの印加電圧のデューティー比
とそのデューティー比を搬送するキャリア周期を制御す
るとともに、前記第二の運転モード時には、前記キャリ
ア周期を、前記第一の運転モード時よりは大きくなるよ
うにするデューティー制御部を設けたものである。
運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を変化させて、前記永久磁石回転子を加速させる第
二の運転モードを有し、所定の単位クロックを計数する
ことにより時間を計測するとともに、前記モータの印加
電圧のデューティーを構成するＯＮ、ＯＦＦいずれかの
時間が段階的に設定可能なタイマー手段と、前記タイマ
ー手段を用いて前記モータの印加電圧のデューティー比
とそのデューティー比を搬送するキャリア周期を制御す
るとともに、前記第二の運転モード時には、前記キャリ
ア周期を、前記第一の運転モード時よりは大きくなるよ
うにするデューティー制御部を設けたものである。
【００３２】次に、請求項３記載の発明は、前記第一の
運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動させる第二の
運転モードを有し、直流電圧を複数の半導体のスイッチ
ングによりＰＷＭ電圧に変換して、前記固定子巻線に電
圧を印加する逆変換部と、前記直流電圧から前記逆変換
部へのパルス列状の入力電流を、所定の遅れ時定数にて
検出する電流検出部と、前記電流検出部にて検出された
入力電流が、所定値を超えた時に、前記モータへの通電
を停止させる過電流保護部と、前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード時
には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時よ
りは大きくなるようにするデューティー制御部を設けた
ものである。
運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動させる第二の
運転モードを有し、直流電圧を複数の半導体のスイッチ
ングによりＰＷＭ電圧に変換して、前記固定子巻線に電
圧を印加する逆変換部と、前記直流電圧から前記逆変換
部へのパルス列状の入力電流を、所定の遅れ時定数にて
検出する電流検出部と、前記電流検出部にて検出された
入力電流が、所定値を超えた時に、前記モータへの通電
を停止させる過電流保護部と、前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード時
には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時よ
りは大きくなるようにするデューティー制御部を設けた
ものである。
【００３３】そしてこの構成によって、モータの印加電
圧のデューティー比を制御する際に、起動時（第二の運
転モード時）のデューティー比が小さい時にキャリア周
期を大きくすることで、起動時のＤＣパルス電流のパル
ス幅を増加させているので、電流センサの出力の応答性
低下を防止することができる。その結果、過電流保護が
設定値どうりに働くようになり、永久磁石が減磁した
り、スイッチング素子が破壊するという可能性がなくな
る。またこれを電流センサ自体の変更なくして実現する
ことができる。
圧のデューティー比を制御する際に、起動時（第二の運
転モード時）のデューティー比が小さい時にキャリア周
期を大きくすることで、起動時のＤＣパルス電流のパル
ス幅を増加させているので、電流センサの出力の応答性
低下を防止することができる。その結果、過電流保護が
設定値どうりに働くようになり、永久磁石が減磁した
り、スイッチング素子が破壊するという可能性がなくな
る。またこれを電流センサ自体の変更なくして実現する
ことができる。
【００３４】また、キャリア周期を大きくする時間を起
動時（第二の運転モード時）の僅かな時間のみに限定し
ているので、通常運転時（第一の運転モード時）にはモ
ータの電磁音を小さくすることができる。
動時（第二の運転モード時）の僅かな時間のみに限定し
ているので、通常運転時（第一の運転モード時）にはモ
ータの電磁音を小さくすることができる。
【００３５】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。但し、従来例（図５）と重複する構
成、制御の説明は省略するものとする。
ながら説明する。但し、従来例（図５）と重複する構
成、制御の説明は省略するものとする。
【００３６】図１は、本発明の構成と制御のブロック図
であり、この本発明の構成において図５の従来例と異な
るのは、デューティー制御部５’内でキャリア周期が変
更できるようになっていることと、そのキャリア周期を
運転モード切換部３からの信号をトリガーとして変更す
るようにしていることである。即ち、運転モード切換部
３にて第二の運転モードから第一の運転モードに切換え
る際に、キャリア周期を変更することが、従来制御と異
なる点である。
であり、この本発明の構成において図５の従来例と異な
るのは、デューティー制御部５’内でキャリア周期が変
更できるようになっていることと、そのキャリア周期を
運転モード切換部３からの信号をトリガーとして変更す
るようにしていることである。即ち、運転モード切換部
３にて第二の運転モードから第一の運転モードに切換え
る際に、キャリア周期を変更することが、従来制御と異
なる点である。
【００３７】次に、図２はそのデューティー制御部５’
内のタイマーの詳細図であり、これについて説明する。
デジタルカウンタ１３は、クロック入力に同期してカウ
ントアップされるデジタルカウンタであり、例えばクロ
ック周期（ＴＣＬＫ）が１（μＳ）である場合には、１
（μＳ）毎にカウントアップされるタイマーとなる。
内のタイマーの詳細図であり、これについて説明する。
デジタルカウンタ１３は、クロック入力に同期してカウ
ントアップされるデジタルカウンタであり、例えばクロ
ック周期（ＴＣＬＫ）が１（μＳ）である場合には、１
（μＳ）毎にカウントアップされるタイマーとなる。
【００３８】１４はキャリア周期設定用レジスタで、例
えばキャリア周期を１００（μＳ）に設定したい場合に
は１００という数値をソフトウェア等によって設定す
る。また１５は、ＯＮデューティー設定用レジスタで、
デューティー比のＯＮ部分を時間で設定し、例えばキャ
リア周期１００（μＳ）でデューティー比を１０％にし
たい場合には、１０（μＳ）というふうに設定する。
えばキャリア周期を１００（μＳ）に設定したい場合に
は１００という数値をソフトウェア等によって設定す
る。また１５は、ＯＮデューティー設定用レジスタで、
デューティー比のＯＮ部分を時間で設定し、例えばキャ
リア周期１００（μＳ）でデューティー比を１０％にし
たい場合には、１０（μＳ）というふうに設定する。
【００３９】そしてこのように設定すると、比較器１６
は、デジタルカウンタとキャリア周期の値を常時比較
し、一致した場合にフリップフロップ１８のセット端子
（Ｓ）に信号を出力し、デューティー出力端子（Ｑ）を
セットすると同時にデジタルカウンタ１３へクリア信号
を出力し、デジタルカウンタをクリアする。また比較器
１７は、デジタルカウンタ１３の値とＯＮデューティー
の値を常時比較し、一致した場合にフリップフロップ１
８のリセット端子（Ｒ）に信号を出力し、デューティー
出力端子（Ｑ）をリセットする。
は、デジタルカウンタとキャリア周期の値を常時比較
し、一致した場合にフリップフロップ１８のセット端子
（Ｓ）に信号を出力し、デューティー出力端子（Ｑ）を
セットすると同時にデジタルカウンタ１３へクリア信号
を出力し、デジタルカウンタをクリアする。また比較器
１７は、デジタルカウンタ１３の値とＯＮデューティー
の値を常時比較し、一致した場合にフリップフロップ１
８のリセット端子（Ｒ）に信号を出力し、デューティー
出力端子（Ｑ）をリセットする。
【００４０】このように制御することで、デューティー
出力端子からは、図３（Ａ）、（Ｂ）に示されるよう
な、任意の電圧デューティーの波形を出力することがで
きる。但し、ＯＮ、ＯＦＦの各デューティーの分解能は
クロック周期を限界にして、決ってしまうことになる。
出力端子からは、図３（Ａ）、（Ｂ）に示されるよう
な、任意の電圧デューティーの波形を出力することがで
きる。但し、ＯＮ、ＯＦＦの各デューティーの分解能は
クロック周期を限界にして、決ってしまうことになる。
【００４１】次に、前述した図１、図２の構成を踏まえ
て本発明をさらに具体的に説明する。
て本発明をさらに具体的に説明する。
【００４２】先ず本発明の目的である低騒音化、究極の
場合には無騒音化のためには、キャリア周波数を可聴限
界周波数（２０ｋＨｚ）程度にする必要があり、そのた
めにはキャリア周期を５０（μＳ）程度にすることが必
要となり、これを前述した１（μＳ）の分解能のタイマ
ーで実現した場合には、図３（Ａ）に示すように、デュ
ーティー比の制御分解能が２％となる。
場合には無騒音化のためには、キャリア周波数を可聴限
界周波数（２０ｋＨｚ）程度にする必要があり、そのた
めにはキャリア周期を５０（μＳ）程度にすることが必
要となり、これを前述した１（μＳ）の分解能のタイマ
ーで実現した場合には、図３（Ａ）に示すように、デュ
ーティー比の制御分解能が２％となる。
【００４３】従って従来のキャリア周期固定の制御で
は、起動時（第二の運転モード時）には、図１３に示さ
れるような非常に粗いデューティー比の制御となり、そ
の結果、起動電流のピーク電流は図１４に示すごとく大
きなリップルを含んだものとなり、過電流保護等が作動
し、起動不良に陥る場合があった。
は、起動時（第二の運転モード時）には、図１３に示さ
れるような非常に粗いデューティー比の制御となり、そ
の結果、起動電流のピーク電流は図１４に示すごとく大
きなリップルを含んだものとなり、過電流保護等が作動
し、起動不良に陥る場合があった。
【００４４】弊社の実験においては、圧縮機の起動圧力
差（起動時の吐出圧力と吸入圧力の差のところで以下差
圧と称す）がない場合には、起動するが、差圧が２（ｋ
ｇ／ｃｍＧ）以上になると起動できなかった。特に電気
自動車等の自動車用のエアコンの場合には差圧起動が必
要とされ、大きな問題となっている。
差（起動時の吐出圧力と吸入圧力の差のところで以下差
圧と称す）がない場合には、起動するが、差圧が２（ｋ
ｇ／ｃｍＧ）以上になると起動できなかった。特に電気
自動車等の自動車用のエアコンの場合には差圧起動が必
要とされ、大きな問題となっている。
【００４５】そこで本発明では図４のフローチャートに
示すように、起動時（第二の運転モード時）には、キャ
リア周期を１００（μＳ）とする（ステップ１０１、１
０２）。
示すように、起動時（第二の運転モード時）には、キャ
リア周期を１００（μＳ）とする（ステップ１０１、１
０２）。
【００４６】これによりデューティー比が図３（Ｂ）に
示すように２％から１％きざみで制御できるようにな
り、その結果、図８のようにデューティー比を比較的細
かく制御することができ、起動電流のリップルも図９に
示すごとく小さくなり、過電流保護等が作動することな
く確実に起動できるようになる。
示すように２％から１％きざみで制御できるようにな
り、その結果、図８のようにデューティー比を比較的細
かく制御することができ、起動電流のリップルも図９に
示すごとく小さくなり、過電流保護等が作動することな
く確実に起動できるようになる。
【００４７】弊社の実験においては、圧縮機の差圧が４
（ｋｇ／ｃｍＧ）程度でも起動できることが確認され
た。さらに電気自動車の電源のような大きな電圧変動下
における起動性能の向上も確認された。
（ｋｇ／ｃｍＧ）程度でも起動できることが確認され
た。さらに電気自動車の電源のような大きな電圧変動下
における起動性能の向上も確認された。
【００４８】次に二つめの問題点であった、過電流保護
の設定ずれについても、従来の制御では、図１５に示す
ように直流パルス電流に対して電流センサの出力が十分
に応答していないが、本発明の制御によると図１１に示
すごとく、起動時（第二の運転モード時）のＯＮデュー
ティーの時間が大きくなるので、電流センサの応答性も
良くなり、過電流保護も設定値どうりに作動するように
なる。
の設定ずれについても、従来の制御では、図１５に示す
ように直流パルス電流に対して電流センサの出力が十分
に応答していないが、本発明の制御によると図１１に示
すごとく、起動時（第二の運転モード時）のＯＮデュー
ティーの時間が大きくなるので、電流センサの応答性も
良くなり、過電流保護も設定値どうりに作動するように
なる。
【００４９】尚図１１、１５におけるＶＣ２０は、電流
センサの電流が２０（Ａ）時の最終到達出力電圧であ
る。
センサの電流が２０（Ａ）時の最終到達出力電圧であ
る。
【００５０】次に、本発明において起動（第二の運転モ
ード）が終了した後、第一の運転モードに移った場合に
は、図４に示すように、キャリア周期を５０（μＳ）と
している（ステップ１０１、１０３）。
ード）が終了した後、第一の運転モードに移った場合に
は、図４に示すように、キャリア周期を５０（μＳ）と
している（ステップ１０１、１０３）。
【００５１】従って第一の運転モード時には、デューテ
ィー比の制御分解能が２％と大きくなるが、従来の技術
の項で説明したように、逆起電力作用によりモータに流
れる電流が小さくなるので、起動時（第二の運転モード
時）に起こるような過電流保護の作動はない。
ィー比の制御分解能が２％と大きくなるが、従来の技術
の項で説明したように、逆起電力作用によりモータに流
れる電流が小さくなるので、起動時（第二の運転モード
時）に起こるような過電流保護の作動はない。
【００５２】尚、本発明においては、第二の運転モード
時のすべての領域でキャリア周期を大きくしているが、
起動不良という課題に対しては、デューティー比を増加
させている間のみ大きくしても同様の効果が得られ、過
電流保護の設定ずれという課題に対しては、デューティ
ーが所定値より小さい時のみ、キャリア周期を大きくし
ても同様の効果が得られる。
時のすべての領域でキャリア周期を大きくしているが、
起動不良という課題に対しては、デューティー比を増加
させている間のみ大きくしても同様の効果が得られ、過
電流保護の設定ずれという課題に対しては、デューティ
ーが所定値より小さい時のみ、キャリア周期を大きくし
ても同様の効果が得られる。
【００５３】また、本発明においてのタイマーは、図２
に示されているようなマイクロコンピュータのハードウ
ェアタイマーを用いているが、これは、プログラムで作
成したソフトウェアタイマーを用いた場合にも同様の効
果が得られる。
に示されているようなマイクロコンピュータのハードウ
ェアタイマーを用いているが、これは、プログラムで作
成したソフトウェアタイマーを用いた場合にも同様の効
果が得られる。
【００５４】また、本発明ではキャリア周波数を可聴限
界周波数（２０ｋＨｚ）程度にするために、第一の運転
モード時のキャリア周期を５０（μＳ）と設定したが、
実際には、キャリア周波数がそれより小さくても低騒音
化の効果は十分にあることが知られている。
界周波数（２０ｋＨｚ）程度にするために、第一の運転
モード時のキャリア周期を５０（μＳ）と設定したが、
実際には、キャリア周波数がそれより小さくても低騒音
化の効果は十分にあることが知られている。
【００５５】従って、キャリア周期も５０（μＳ）より
大きくても十分に低騒音化の効果があり、ルームエアコ
ン用インバータのようにキャリア周期が数百（μＳ）の
場合に、本発明を使用すれば、タイマークロックの低速
化を図ることができ、安価なタイマーや、マイクロコン
ピュータを使用することが可能となる。また電流センサ
も安価な時定数の大きいタイプを使用することができる
ようになる。
大きくても十分に低騒音化の効果があり、ルームエアコ
ン用インバータのようにキャリア周期が数百（μＳ）の
場合に、本発明を使用すれば、タイマークロックの低速
化を図ることができ、安価なタイマーや、マイクロコン
ピュータを使用することが可能となる。また電流センサ
も安価な時定数の大きいタイプを使用することができる
ようになる。
【００５６】
【発明の効果】上記実施例から明かなように、請求項１
及び２に記載の発明は、前記第一の運転モードと、起動
時には、前記誘起電圧とは関係なく、前記モータの転流
周波数及び印加電圧のデューティー比を変化させて、前
記永久磁石回転子を加速させる第二の運転モードを有
し、前記モータの印加電圧のデューティーを構成するＯ
Ｎ、ＯＦＦいずれかの時間が段階的に設定可能なタイマ
ー手段と、前記タイマー手段を用いて前記モータの印加
電圧のデューティー比とそのデューティー比を搬送する
キャリア周期を制御するとともに、前記第二の運転モー
ド時には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード
時よりは大きくなるようにするデューティー制御部を設
けているので、起動時（第二の運転モード時）にキャリ
ア周期を大きくしてきめ細かくデューティー比を制御
し、起動電流のリップルを小さくしている。
及び２に記載の発明は、前記第一の運転モードと、起動
時には、前記誘起電圧とは関係なく、前記モータの転流
周波数及び印加電圧のデューティー比を変化させて、前
記永久磁石回転子を加速させる第二の運転モードを有
し、前記モータの印加電圧のデューティーを構成するＯ
Ｎ、ＯＦＦいずれかの時間が段階的に設定可能なタイマ
ー手段と、前記タイマー手段を用いて前記モータの印加
電圧のデューティー比とそのデューティー比を搬送する
キャリア周期を制御するとともに、前記第二の運転モー
ド時には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード
時よりは大きくなるようにするデューティー制御部を設
けているので、起動時（第二の運転モード時）にキャリ
ア周期を大きくしてきめ細かくデューティー比を制御
し、起動電流のリップルを小さくしている。
【００５７】従って、過電流保護が作動しにくくなり、
円滑にモータが起動できるようになり、起動性能がアッ
プする。
円滑にモータが起動できるようになり、起動性能がアッ
プする。
【００５８】またこれをタイマーの設定値の変更のみで
実現しているので、設計開発工数の増加やコストアップ
を防止してコストパフォーマンスにも優れる。
実現しているので、設計開発工数の増加やコストアップ
を防止してコストパフォーマンスにも優れる。
【００５９】また、キャリア周期を大きくする時間を非
常に限定しているので、通常運転時（第一の運転モード
時）には低騒音化が図れる。
常に限定しているので、通常運転時（第一の運転モード
時）には低騒音化が図れる。
【００６０】次に、請求項３に記載の発明は、前記第一
の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動させる第二の
運転モードを有し、直流電圧を複数の半導体のスイッチ
ングによりＰＷＭ電圧に変換して、前記固定子巻線に電
圧を印加する逆変換部と、前記直流電圧から前記逆変換
部へのパルス列状の入力電流を、所定の遅れ時定数にて
検出する電流検出部と、前記電流検出部にて検出された
入力電流が、所定値を超えた時に、前記モータへの通電
を停止させる過電流保護部と、前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード時
には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時よ
りは大きくなるようにするデューティー制御部を設けて
いるので、起動時（第二の運転モード時）にキャリア周
期を大きくして、ＤＣパルス電流のパルス幅を増加させ
ているので、電流センサの出力の応答性の低下を防止す
ることができる。
の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関係な
く、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデューティ
ー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動させる第二の
運転モードを有し、直流電圧を複数の半導体のスイッチ
ングによりＰＷＭ電圧に変換して、前記固定子巻線に電
圧を印加する逆変換部と、前記直流電圧から前記逆変換
部へのパルス列状の入力電流を、所定の遅れ時定数にて
検出する電流検出部と、前記電流検出部にて検出された
入力電流が、所定値を超えた時に、前記モータへの通電
を停止させる過電流保護部と、前記モータの印加電圧の
デューティー比とそのデューティー比を搬送するキャリ
ア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モード時
には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード時よ
りは大きくなるようにするデューティー制御部を設けて
いるので、起動時（第二の運転モード時）にキャリア周
期を大きくして、ＤＣパルス電流のパルス幅を増加させ
ているので、電流センサの出力の応答性の低下を防止す
ることができる。
【００６１】従って、過電流保護が設定値どうりに働く
ようになり、永久磁石が減磁したり、スイッチング素子
が破壊するという可能性がなくなり、信頼性がアップす
る。
ようになり、永久磁石が減磁したり、スイッチング素子
が破壊するという可能性がなくなり、信頼性がアップす
る。
【００６２】またこれを電流センサ自体の変更なくして
実現しているので、設計開発工数の増加やコストアップ
を防止してコストパフォーマンスにも優れる。
実現しているので、設計開発工数の増加やコストアップ
を防止してコストパフォーマンスにも優れる。
【００６３】また、キャリア周期を大きくする時間を非
常に限定しているので、通常運転時（第一の運転モー
ド）には低騒音化が図れる。
常に限定しているので、通常運転時（第一の運転モー
ド）には低騒音化が図れる。
【図１】本発明の制御駆動装置の構成と制御のブロック
図
図
【図２】タイマー詳細図
【図３】（Ａ）はデューティー比制御分解能の説明図 （Ｂ）は同説明図
【図４】制御フローチャート
【図５】従来の制御駆動装置の構成と制御のブロック図
【図６】理想のデューティー比と転流周波数の制御パタ
ーン図
ーン図
【図７】スイッチング素子のベース信号の波形図
【図８】実際のデューティー比制御パターン図（Ｎｏ．
２）
２）
【図９】起動電流の波形図（Ｎｏ．２）
【図１０】固定子巻線の電圧波形図（Ｎｏ．１）
【図１１】ＤＣパルス電流と電流センサ出力の関係図
（Ｎｏ．２）
（Ｎｏ．２）
【図１２】固定子巻線の電圧波形図（Ｎｏ．２）
【図１３】実際のデューティー比制御パターン図（Ｎ
ｏ．１）
ｏ．１）
【図１４】起動電流の波形図（Ｎｏ．１）
【図１５】ＤＣパルス電流と電流センサ出力の関係図
（Ｎｏ．１）
（Ｎｏ．１）
１ 永久磁石回転子 ２ 固定子巻線 ３ 運転モード切換部 ４ 転流制御部 ５ デューティー制御部（従来） ５’ デューティー制御部（本発明） ６ 起動制御部 ７ 逆変換部 ８ 位置検出部 ９ 回転数検出部 １０ 電流センサ １１ 過電流保護部 １２ タイマー １３ デジタルカウンタ １４ キャリア周期設定用レジスタ １５ ＯＮデューティー設定用レジスタ １６ 比較器（Ｎｏ．１） １７ 比較器（Ｎｏ．２） １８ フリップフロップ １９ マイクロコンピュータ ＴＳＹＮ 転流周期 ＣＲＹ キャリア周期（Ｎｏ．１） ＣＲＹ’ キャリア周期（Ｎｏ．２） ＣＮＴ カウント値 ＯＮＤ ＯＮデューティー ＶＣ２０ 電流が２０（Ａ）時の電流センサの最終到達
出力電圧 ＴＣＬＫ クロック周期
出力電圧 ＴＣＬＫ クロック周期
Claims (3)
- 【請求項１】 永久磁石回転子の回転による固定子巻線
の誘起電圧から、前記永久磁石回転子の位置を検出し、
モータの転流及び印加電圧のデューティー比を制御する
第一の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関
係なく、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデュー
ティー比を変化させて、前記永久磁石回転子を加速させ
る第二の運転モードを有し、前記モータの印加電圧のデ
ューティーを構成するＯＮ、ＯＦＦいずれかの時間が段
階的に設定可能なタイマー手段と、前記タイマー手段を
用いて前記モータの印加電圧のデューティー比とこのデ
ューティー比を搬送するキャリア周期を制御するととも
に、前記第二の運転モード時には、前記キャリア周期
を、前記第一の運転モード時よりは大きくなるようにす
るデューティー制御部を設けたセンサレスＤＣブラシレ
スモータの制御駆動装置。 - 【請求項２】 永久磁石回転子の回転による固定子巻線
の誘起電圧から、前記永久磁石回転子の位置を検出し、
モータの転流及び印加電圧のデューティー比を制御する
第一の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関
係なく、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデュー
ティー比を変化させて、前記永久磁石回転子を加速させ
る第二の運転モードを有し、所定の単位クロックを計数
することにより時間を計測するとともに、前記モータの
印加電圧のデューティーを構成するＯＮ、ＯＦＦいずれ
かの時間が段階的に設定可能なタイマー手段と、前記タ
イマー手段を用いて前記モータの印加電圧のデューティ
ー比とこのデューティー比を搬送するキャリア周期を制
御するとともに、前記第二の運転モード時には、前記キ
ャリア周期を、前記第一の運転モード時よりは大きくな
るようにするデューティー制御部を設けたセンサレスＤ
Ｃブラシレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項３】 永久磁石回転子の回転による固定子巻線
の誘起電圧から、前記永久磁石回転子の位置を検出し、
モータの転流及び印加電圧のデューティー比を制御する
第一の運転モードと、起動時には、前記誘起電圧とは関
係なく、前記モータの転流周波数及び印加電圧のデュー
ティー比を制御し、前記永久磁石回転子を起動させる第
二の運転モードを有し、直流電圧を複数の半導体のスイ
ッチングによりＰＷＭ電圧に変換して、前記固定子巻線
に電圧を印加する逆変換部と、前記直流電圧から前記逆
変換部へのパルス列状の入力電流を、所定の遅れ時定数
にて検出する電流検出部と、前記電流検出部にて検出さ
れた入力電流が、所定値を超えた時に、前記モータへの
通電を停止させる過電流保護部と、前記モータの印加電
圧のデューティー比とこのデューティー比を搬送するキ
ャリア周期を変化させるとともに、前記第二の運転モー
ド時には、前記キャリア周期を、前記第一の運転モード
時よりは大きくなるようにするデューティー制御部を設
けたセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8026396A JPH09219990A (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 |
| US08/800,154 US5814957A (en) | 1996-02-14 | 1997-02-13 | Direct current brushless motor and driving method therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8026396A JPH09219990A (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09219990A true JPH09219990A (ja) | 1997-08-19 |
Family
ID=12192398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8026396A Pending JPH09219990A (ja) | 1996-02-14 | 1996-02-14 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5814957A (ja) |
| JP (1) | JPH09219990A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010158115A (ja) * | 2008-12-27 | 2010-07-15 | Diamond Electric Mfg Co Ltd | 同期モータ用インバータ制御回路及びこれを備える同期モータ制御装置 |
| RU2484945C2 (ru) * | 2007-08-24 | 2013-06-20 | Макита Корпорейшн | Инструмент с электрическим приводом, управляющее устройство и носитель информации |
| WO2014118942A1 (ja) * | 2013-01-31 | 2014-08-07 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置 |
Families Citing this family (32)
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|---|---|---|---|---|
| JPH11122971A (ja) * | 1997-10-09 | 1999-04-30 | Sony Corp | モータを用いた駆動装置及びテープ状記録媒体の記録及び／又は再生装置 |
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