JP5557307B2 - 同期モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータ制御装置に関し、特に、起動ミスの頻度を抑制させる場面に用いて好適のものである。

回転磁界に同期して制御される多相同期モータは、指令角速度に追従するようベクトル制御が行われ、当該ベクトル制御によって与えられる電流ベクトルが回転子の磁束ベクトルに対して適宜な角度となるように制御される。かかる多相同期モータは、近年、回転子の位置検出機構を省略させたセンサレスモータの商品化が進められている。

センサレスモータを駆動制御させる同期モータ制御装置は、電流検出回路が適所に設けられており、電流検出回路から出力される電流値に基づいて出力電力を適宜に制御させる。かかる電流検出回路は、各相電流の電流供給ラインに各々設けても良く、インバータ回路を構成するスイッチングの通過電流を各々検出するようにしても良い。また、電流検出回路の他の形態として、同期モータ制御装置のＤＣバスラインに設けられた抵抗（所謂One-Shunt抵抗）を利用しても良い。

図１では、電流検出回路を具備する同期モータ制御装置の一例が示されている。同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００と同期モータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、制御回路５００からＰＷＭ信号（Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊）が出力されると、インバータ回路２００を構成するスイッチング素子Ｔａｕ〜Ｔｂｗが各々駆動される。この動作に応じて、インバータ回路２００では、出力ラインＬｕ〜Ｌｗを介して相電流Ｉｕ〜Ｉｗを各々出力させる。このとき、インバータ回路２００に接続された３相同期ブラシレスモータ３００では、インバータ回路２００で生成出力された相電流を受けて、３相同期ブラシレスモータ３００の回転子３０２が所望の角速度で回転するように制御される。また、かかる動作と並行して、相電流Ｉｕ〜Ｉｗに関する信号が電流検出回路４００から入力電流Ｉi＄として出力され、制御回路５００では、当該入力電流に基づくフィードバック制御を実現させる。

特願２００４−１０４９７８号公報（特許文献１）では、モータ起動時における相電流の制御が示されている。図９に示す如く、同期モータ制御装置１０００は、時刻ｔ１でモータの起動が開始されると、期間Ｔｂで位置決め動作を実施させ、その後、期間ＴｃでＶ／Ｆ制御を実施させ、更に後、ベクトル制御を実施させる。

図示の如く、位置決め動作を行う期間Ｔｂにおいて、時刻ｔ１では全ての相電流が零とされ、経過時間に応じて相電流の大きさが各々漸増される。そして、時刻ｔ３では、各相電流の大きさが最大となりＶ／Ｆ制御へ切替えられる。かかるＶ／Ｆ制御では、周波数が徐々に高く制御されることで回転子の角速度が加速され、時刻ｔ４にてベクトル制御に切替えられる。

図１０では、位置決め動作の期間における回転子の挙動が示されている。図示の如く、回転子３０２に磁極Ｓ及び磁極Ｎが埋め込まれている。また、当該回転子３０２には、駆動軸Ｐが中心点Ｇに同心的に固定されている。更に、制御磁束Φは、相電流Ｉｕ〜Ｉｗによって制御され、位置決め動作時では常に一方向に固定される。

図１０（ａ）では、図９における時刻ｔ１での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路が相電流Ｉｕ〜Ｉｗを零に制御させるので、制御磁束Φもこれに応じて零となる。即ち、回転子３０２は、磁力の作用を受けないので、フリーラン状態で空転している場合を除き、任意の位相で停止している。

図１０（ｂ）では、図９における時刻ｔ２での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路が相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさを幾分増加させるので、制御磁束Φもこれに応じて増加する。従って、回転子３０２は、双方の磁極が中心点Ｇを挟んで互いに逆方向の磁力Ｆｂ２を受けるので、中心点Ｇを中心に回動し始め、図示の如く、点Ｐｂ〜点Ｐａ内を単振動しはじめる。

図１０（ｃ）では、図９における時刻ｔ３での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路が相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさを更に増加させるので、制御磁束Φも更に増加する。一方、回転子３０２は、摩擦および負荷トルクの影響が大きくなるため、回転子３０２における単振動の振幅Ｐｂ〜Ｐａが徐々に減衰する。即ち、回転子３０２は、磁極の方向（磁束ベクトル）が制御磁束Φに収束するよう制御される。

特願２００４−１０４９７８号公報

しかし、特許文献１の技術では、位置決め動作期間Ｔｂにて相電流の大きさを漸増させるため、回転子の振動の振幅値を低下させる一方で、回転子３０２の受ける磁力が増加してゆく。従って、回転子３０２は、位置決め動作の終了時刻での振動周波数が大きくなり、同期モータ制御装置では、適正な位相からＶ／Ｆ制御に切替えることが困難とされ、モータの起動を失敗させる頻度が多発するとの問題が生じる。

本発明は上記課題に鑑み、回転子を正確に位置決めさせ、起動の失敗頻度を抑制させ得る同期モータ制御装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のような同期モータ制御装置の構成とする。即ち、供給された電力を変換して複数の相電流を出力させ前記相電流によって多相同期モータを駆動させるインバータ回路と、前記相電流を検出し当該相電流に基づいて前記インバータ回路を制御させるＰＷＭ信号制御回路と、を備える同期モータ制御装置において、
起動時の回転子の位置決めに際し前記相電流における電流値の絶対値の大きさを漸減させ続ける状態で次の制御への切換え時刻に到達する位置決め制御と、前記位置決め制御の次の制御として設けられ前記切換え時刻の相電流の電流値を起点として当該電流値を制御し前記相電流の周波数を徐々に上昇させる加速制御と、を実施させ、
前記相電流の大きさは、前記切換え時刻で各々が略零とされることとする。

本発明に係る同期モータ制御装置によると、位置決め動作期間での相電流の大きさが経過時刻に応じて低下するので、位置決め動作終了時刻での回転子の振動周波数は低減され、これにより、正しい位相から回転子の起動制御が容易となり、位相ズレに伴う起動の失敗頻度が抑制される。

モータ制御装置の構成を示す図 ＰＷＭ信号制御回路を示す機能ブロック図 実施例１に係る相電流の波形を示すタイムチャート図 実施例１に係る回転子の動作を示す状態遷移図 実施例２に係る相電流の波形を示すタイムチャート図 実施例２に係る回転子の動作を示す状態遷移図 実施例３に係る相電流の波形を示すタイムチャート図 起動成功頻度と電流値との関係を示す図 従来例に係る相電流の波形を示すタイムチャート図 従来例に係る回転子の動作を示す状態遷移図

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、同期モータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００とＰＷＭ信号制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成され、制御回路５００の指令を受けてインバータ回路２００が適宜に作動する。また、同期モータ制御装置１０００は、インバータ回路２００に３相同期ブラシレスモータ３００が接続され、インバータ回路２００から複数の相電流を供給し、これによって、３相同期ブラシレスモータ３００を所望の状態にて駆動させる。

電源回路１００は、電源部ＥａとコンデンサＣｓとから構成される。電源部Ｅａには直流電源が用いられても良く交流電源が用いられても良い。交流電源が用いられる場合、電源部Ｅａは、当該電源部とダイオードブリッジとから成る構成としても良いし、更に、リアクトル及びパワートランジスタ及びダイオード素子によってＰＦＣ回路を構成させても良い。また、コンデンサＣｓでは、電源部Ｅａから印加された電圧のリップル成分を平滑化させ、この他、当該印加電圧のノイズ成分を吸収させる役割を担う。

インバータ回路２００は、帰還ダイオードを具備する複数のパワートランジスタから成り、このうち上アーム側トランジスタＴａｕ及び下アーム側トランジスタＴｂｕを直列に接続させたＵ相レッグと、上アーム側トランジスタＴａｖ及び下アーム側トランジスタＴｂｖを直列に接続させたＶ相レッグと、上アーム側トランジスタＴａｗ及び下アーム側Ｔｂｗを直列に接続させたＷ相レッグとが並列に接続されている。また、Ｕ相レッグでは、パワートランジスタ同士の接点に出力ラインＬｕが接続され、上アーム側トランジスタＴａｕの通過電流を３相同期ブラシレスモータ３００へ供給させる。同様に、Ｖ相レッグには出力ラインＬｖが接続され、Ｗ相レッグには出力ラインＬｗが接続されている。尚、上アーム側とは、電源部Ｅａの陽極側が接続される側を指し、下アーム側とは、電源部Ｅａの陰極側が接続される側を指す。かかる構成とされたインバータ回路２００は、供給された電力を変換して複数の相電流Ｉｕ〜Ｉｗを出力させ、当該相電流によって３相同期ブラシレスモータ３００を駆動させる。

３相同期ブラシレスモータ３００は、固定子（図示なし）と回転子３０２とから構成され、固定子は３相同期ブラシレスモータ３００の筐体に固定される。固定子は、円環状の珪素鋼板の積層体から成り、当該積層体の内環側には複数の極形成体が連続的に形成される。また、固定子の極形成体には、各々にコイル巻線が巻回される。３相同期ブラシレスモータ３００では、固定子へ相電流が適宜に入力されることにより、内部に回転磁界が形成される。一方、回転子３０２は、珪素鋼板が円柱状に積層され、極性（Ｓ極、Ｎ極）を具備する永久磁石が適宜に埋設される。当該回転子３０２は、固定子の内環面に対して同心的に配置され、回動自在に軸支される。そして、かかる回転子３０２は、回転磁界によって回動され、回転子３０２に固定された駆動軸にトルクを与える。かかる回転子の位相情報は、センサレス方式にて検出され、具体的には、電流検出回路４００にて検出される。

電流検出回路４００は、入力電流Ｉｉ＄を検知する機能を具備し、入力電流の電流値Ｉｉ＄を電圧値に変換させて出力する。電流検出回路４００は、電源回路１００とインバータ回路２００とを結ぶＤＣバスラインに設けられる。尚、かかる電流検出回路４００は、同図において出力ラインに設けられることとしているが、これに限らず、下アーム側各素子と電源部Ｅａの陰極側のＤＣバスラインとの間へ設けることとしても良い。

制御回路５００は、図示の如く、電流検出回路４００に接続されており、入力電流Ｉｉ＄を受信して、当該電流に基づきＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を生成させる。また、制御回路５００は、インバータ回路２００を構成するパワースイッチング素子（以下、トランジスタと呼ぶこともある）の信号入力端子にそれぞれ接続され、内部で生成したＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を出力させパワートランジスタを各々駆動させる。

かかる同期モータ制御装置１０００では、パワートランジスタの切換状態を制御させることにより、３相同期ブラシレスモータ３００に生じる電流の方向を制御させ、これにより、３相同期ブラシレスモータ３００では、固定子（図示なし）によって形成される回転磁界が制御され、回転子３０２の角速度が加減速される。

図２には、本実施の形態に係る制御回路５００の機能ブロックが示されている。当該制御回路５００は、図示されないＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路には制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータが適宜格納されている。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働して、図示される機能部を実現させている。

制御回路５００は、入力値変換部５１１と角速度推定部５１２と位相情報演算部５１３と指令電流生成部５１４とｄ軸指令値演算部５１５とｑ軸指令値演算部５１６と指令値換算部５１７とＰＷＭ信号成形部５２０とから構成される。

入力値変換部５１１は、電流検出回路４００から出力される入力電流Ｉｉ＄と位相情報θ＃とが適所に入力される。また、当該入力値変換部は、入力電流Ｉｉ＄に基づいて、３相同期ブラシレスモータ３００の３相分の相電流の電流値を各々算出し、これによって得られた復元相電流に基づいて、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流Ｉｑ＄を算出させる。

角速度推定部５１２は、ｄ軸検出電流Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流Ｉｑ＄及びｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊が入力される。そして、これらのパラメータに基づき、電流ベクトルと磁束ベクトルとの位相誤差を算出させ、当該位相誤差に基づいて推定角速度ω＃を算出させる。

位相情報演算部５１３は、入力された推定角速度ω＃に基づいて位相情報θ＃を出力させる。位相情報θ＃は、微小時間をｄｔとすると、θ＃＝∫ω＃・ｄｔ、の数式にて算出される。従って、同期モータ制御装置１０００では、推定角速度ω＃を伴った制御を実施させる場合（クローズドループ制御）、位相誤差Δθ＃を零へ収束させるように、即ち、電流ベクトルと磁束ベクトルとが一致するように制御を行う。

指令角速度出力部５３０は、３相同期ブラシレスモータ３００に要求される回転子３０２の角速度を指令角速度ω＊として出力させる。かかる指令角速度出力部５３０は、例えば、同期モータ制御装置１０００の外部に載置された制御パネルが操作されると、当該操作指令に基づいて指令角速度ω＊を演算処理させ、これにより、かかる指令角速度ω＊を出力させるように構成されるもの等が一例として想定される。

指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を生成出力させ、これにより、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルを制御させる。かかる指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を各々制御させることにより、３相同期ブラシレスモータ３００のＶ／Ｆ制御またはベクトル制御を実現させる。

また、指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を適宜に制御することにより、制御磁束Φを適宜に制御させる。例えば、位置決め制御を実施させる際の制御磁束Φは、本実施の形態において、漸減される相電流Ｉｕ〜Ｉｗによって制御される。

指令電流生成部５１４の後段に配された減算器では、ｄ軸指令電流の電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流の電流値Ｉｑ＊が入力され、差分値δＩｄ＊及び差分値δＩｑ＊に各々変換される。

ｄ軸指令値演算部５１５では、差分値δＩｄ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、当該差分値δＩｄ＊を零に収束させるようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出させる。 同様に、ｑ軸指令値演算部５１６では、差分値δＩｑ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、差分値δＩｑ＊を零に収束させるようなｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出させる。

かかる如く得られたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊は、後段の指令値換算部５１７によって数値換算処理され、Ｕ相〜Ｗ相に対応した指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。尚、当該指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）は、位相情報θ＃を反映させた三角関数で表現される値である。

ＰＷＭ信号成形部５２０は、所定のキャリア周波数に設定された搬送波を生成する。そして、ＰＷＭ信号成形部５２０は、当該搬送波Ｗ１と入力された指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とを比較させ、これによって生成されたＰＷＭ信号をインバータ回路２００へ出力させる。

即ち、かかる構成を具備する制御回路５００では、検出回路４００から入力電流Ｉｉ＄を検出すると、当該電流値に基づいてｄ軸検出電流の電流値Ｉｄ＄及びｑ軸検出電流の電流値Ｉｑ＄を算出させる。そして、ｄ軸指令電流の電流値Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流の電流値Ｉｑ＊を各々生成し、それぞれのパラメータに基づいてＰＷＭ信号を生成出力させる。また、これと並行して、当該制御回路５００では、検出回路４００から新たな電流を繰り返し検出することで、所謂フィードバック制御を実現させる。

図３には、本実施例に係る相電流Ｉｕ〜Ｉｗの波形が示されている。尚、同期モータ制御装置１０００では、待機期間Ｔａの経過後、順に、期間Ｔｂにて位置決め制御を実施させ、期間ＴｃにてＶ／Ｆ制御を実施させ、期間Ｔｄにてベクトル制御（同期運転）を実施させる。

図示の如く、待機期間Ｔａでは、制御回路５００からＰＷＭ信号が出力されないので、全ての相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが零とされる。

その後、位置決め制御期間Ｔｂにおいて、相電流Ｉｕは、時刻ｔ１にて電流値Ｉｕ１とされ、時刻ｔ３にて電流値Ｉｕ２とされる。即ち、相電流Ｉｕの大きさは経過時刻に応じて減少される。また、相電流Ｉｖは、時刻ｔ１にて電流値Ｉｖ１とされ、時刻ｔ２にて電流値Ｉｖ２とされる。即ち、相電流Ｉｖの大きさは経過時刻に応じて零に近づく。同様に、相電流Ｉｗの大きさは経過時刻に応じて零に近づく。ここで、特許請求の範囲における相電流の大きさとは、相電流における電流値の絶対値の大きさを指し、かかる場合、相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさは、経過時刻に応じて漸減されことの意に相当する。

かかる後、Ｖ／Ｆ制御期間Ｔｃでは、各々の相電流の周波数が徐々に上げられ、これにより、回転子３０２の角速度が強制的に加速される。そして、時刻ｔ４に到達すると、ベクトル制御が実施され、回転子３０２の角速度は、指令角速度ω＊に追従するように同期制御される。

図４には、本実施例に係る時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの回転子の挙動が示されている。先ず、前図の期間ｔａでは、制御回路５００が相電流Ｉｕ〜Ｉｗを零とさせるので、制御磁束Φも零となる。即ち、回転子３０２は、磁力の作用を受けないので、フリーラン状態で空転している場合を除き、任意の位相で停止している。

図４（ａ）では、時刻ｔ１での回転子の挙動が示されている。図示の如く、制御磁束Φは、従来例と同様、位置決め期間において一定方向に固定される。かかる場面では、制御回路５００が相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさを各々最大値とさせるので、制御磁束Φもこれに応じて最大となり、これにより、磁極Ｓ及びＮの磁界から受ける磁力も最大となる。従って、回転子３０２は、双方の磁極が中心点Ｇを挟んで互いに逆方向の磁力Ｆｂ１を受けるので、中心点Ｇを中心に回動し始め、図示の如く、点Ｐｂ〜点Ｐａ内を単振動しはじめる。このとき、回転子３０２の受ける磁力Ｆｂ１は最大とされるので、当該磁力Ｆｂ１に応じて停止位置Ｏを通過する磁極Ｓの速度も最大となる。

図４（ｂ）では、時刻ｔ２での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路５００が相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさを幾分減少させるので、制御磁束Φもこれに応じて減少し、更に、磁極の磁界から受ける磁力も減少する。一方、回転子３０２は、位相θの最大到達点近傍で角速度が一時的に零とされるので、摩擦力の影響が大きくなり、回転子３０２における単振動の振幅Ｐｂ〜Ｐａは徐々に減衰する。即ち、回転子３０２は、摩擦のエネルギー消費と磁力の低下との両方の作用を受けるため、停止位置Ｏを通過する磁極Ｓの速度が効果的に低減される。

図４（ｃ）では、時刻ｔ３での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路５００が相電流Ｉｕ〜Ｉｗの大きさを更に減少させるので、制御磁束Φも更に減少し、併せて、磁極の磁界から受ける磁力も更に減少する。そして、回転子３０２は、磁力の低下により、振動の振幅Ｐａ〜Ｐｂの減少と振動数の減少とが更に進行し、停止位置Ｏを通過する磁極Ｓの速度がより顕著に低減され、これにより、磁極Ｓが制御磁束Φの方向へ収束する。

上述の如く、本実施例に係る同期モータ制御装置１０００によると、位置決め動作期間Ｔｂでの相電流の大きさを経過時刻に応じて低下（漸減）させるので、位置決め動作終了時刻での回転子の振動数は低減され、これにより、正しい位相から回転子の起動制御が容易となり、位相ズレに伴う起動の失敗頻度が抑制される。

尚、本実施例では、停止位置Ｏを通過する磁極Ｓの速度が低下するので、磁極Ｓの停止位置Ｏへの停止を待つことなくＶ／Ｆ制御へ切替えることも可能である。即ち、磁極Ｓの停止位置Ｏでの通過速度がある程度低下すると、その時点で、停止位置Ｏの通過のタイミングに併せてＶ／Ｆ制御へ切替えると良い。具体的には、停止位置Ｏの通過時刻を予め実験したデータから予測し、当該実験値から通過時刻を予測する方法、又は、角速度推定部５１２にて算術的に停止位置のタイミングを予測する方法等が挙げられる。

以下、実施例１に係る同期モータ制御装置の改変例について説明する。図５には、本実施例に係る相電流Ｉｕ〜Ｉｗの波形が示されている。図示の如く、待機期間Ｔａでは、制御回路５００からＰＷＭ信号が出力されないので、全ての相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが零とされる。

本実施例では、相電流を以下の如く制御することにより、３相ブラシレスモータにおける制御磁束Φの位相を段階的に変位させることが可能となる。具体的に説明すると、位置決め制御期間Ｔｂにおいて、相電流Ｉｕは、時刻ｔ１にて電流値Ｉｕ１とされ、時刻ｔ２にて電流値が一時的に上昇し、その後、時刻ｔ３にて電流値Ｉｕ３とされる。即ち、相電流Ｉｕの大きさは、複数段階に変位され、全体として当該電流値の大きさが経過時刻に応じて減少される。また、相電流Ｉｖ及び相電流Ｉｗについても、複数段階に変位され、全体として当該電流値の大きさが経過時刻に応じて減少される。かかる制御により、３相ブラシレスモータでは、制御磁束Φの位相が段階的に変位される。

時刻ｔ３に到達した後、Ｖ／Ｆ制御期間Ｔｃでは、各々の相電流の周波数が徐々に上げられると供に回転磁界が形成され、これにより、回転子３０２の角速度が強制的に加速される。そして、時刻ｔ４に到達すると、ベクトル制御が実施され、回転子３０２の角速度は、指令角速度ω＊に追従するように制御される。

図６には、本実施例に係る時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの回転子の挙動が示されている。先ず、図６（ａ）に示す如く、期間Ｔａでは、制御回路５００が相電流Ｉｕ〜Ｉｗを零とさせるので、制御磁束Φも零となる。即ち、回転子３０２は、磁力の作用を受けないので、フリーラン状態で空転している場合を除き、任意の位相θｉで停止している。

図６（ｂ）では、位置決め制御期間Ｔｂ１での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路５００によって制御磁束がΦ１に設定される。このとき、回転子３０２は、時刻ｔ１での停止位置Ｐｂ１から動き出し、前述の如く、磁力の低下と摩擦力のエネルギー消費とによって、振幅Ｐｂ１〜Ｐａ１内を減衰振動してゆく。このため、回転子３０２は、制御磁束がΦ１に設定されている間、磁極Ｓが制御磁束Φ１へ収束するように制御される。

図６（ｃ）では、位置決め制御期間Ｔｂ２での回転子の挙動が示されている。かかる場面では、制御回路５００によって制御磁束がΦ２に切替えられる。このとき、回転子３０２は、時刻ｔ２での停止位置Ｐｂ２から動き出し、振幅Ｐｂ２〜Ｐａ２内を減衰振動してゆく。ここで、回転子３０２は、時刻ｔ２の始動点Ｐｂ２の位置が制御磁束Φ２に近い程、振幅Ｐｂ２〜Ｐａ２の小さな振動で運動を開始することにより、振動が収束するまでの時間を短縮できる。また、時刻ｔ３では、磁極に働く磁力及び振動運動が弱まり、これによっても、回転子の振動運動が短時間で収束するに至ることとされる。

上述の如く、本実施例に係る同期モータ制御装置１０００によると、位置決め動作期間Ｔｂでの相電流の大きさが経過時刻に応じて低下（漸減）するので、位置決め動作終了時刻での回転子の振動数は低減され、これにより、正しい位相から回転子の起動制御が可能となり、位相ズレに伴う起動の失敗頻度が抑制される。

また、位置決め制御前の回転子の位相が位置決め方向（Ｖ／Ｆ制御へ切換わる直前の制御軸Φの方向）に対して電気的に９０°の角度を成す場合であっても、本実施例に係る同期モータ制御装置では、相電流を複数段階に制御することで、回転子３０２を確実且つ短時間に所望の方向へ位置決めさせ、これにより、Ｖ／Ｆ制御への移行を確実に実現させる。

尚、本実施例では各々の段階の相電流の大きさを漸減させることとしているが、これに限らず、少なくとも位置決め処理の最終段階（例えば、期間Ｔｂ２）で制御される相電流の大きさのみを漸減させるようにしても良い。

以下、上述した同期モータ制御装置の更なる改変例について説明する。図７には、本実施例に係る相電流Ｉｕ〜Ｉｗの波形が示されている。図示の如く、待機期間Ｔａでは、制御回路５００からＰＷＭ信号が出力されないので、全ての相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが零とされる。

図示の如く、本実施例に係る相電流の大きさは、位置決め処理が終了する時刻ｔ３で、各々が略零へ制御される。これにより、回転子３０２は、時刻ｔ３での磁力の影響が殆ど無くなるので、より効果的に所定位置に停止することとされる。

図８には、時刻ｔ２における相電流の大きさと、当該相電流におけるＶ／Ｆ制御起動の成功率が示されている。図示の如く、時刻ｔ２における相電流が０．２３Ａ〜０．３Ａのときでは、成功率が約７５％とされる。また、時刻ｔ２における相電流が０．１５Ａ〜０．２３Ａのときでは、成功率が約７５％から約９５％へと上昇する。更に、時刻ｔ２における相電流が０．１５Ａ以下のときでは、当該相電流に応じて成功率が約９５％より更に上昇する。即ち、本実験結果では、位置決め制御期間における相電流の大きさが位置決め制御終了時点で零に近づくと、これに応じて、Ｖ／Ｆ制御の起動ミスを格段に低下させることが認められる。

尚、本実施例では電流検出回路の態様を図３の如く示しているが、本発明に係る電流検出回路の態様は、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を構成するスイッチングの通過電流を各々検出するようにしても良く、同期モータ制御装置のバスラインに設けられた抵抗（所謂One-Shunt抵抗）を利用しても良く、この他、特段に限定されることなく種々の態様への置換えが可能とされる。

１０００ 同期モータ制御装置
２００ インバータ回路
３００ 多相同期モータ
４００ 電流検出回路
５００ ＰＷＭ信号制御回路
Ｌｕ 相電流
Ｌｖ 相電流
Ｌｗ 相電流
Ｔｂ 位置決め制御期間

Claims (1)

1. 供給された電力を変換して複数の相電流を出力させ前記相電流によって多相同期モータを駆動させるインバータ回路と、前記相電流を検出し当該相電流に基づいて前記インバータ回路を制御させるＰＷＭ信号制御回路と、を備える同期モータ制御装置において、
   起動時の回転子の位置決めに際し前記相電流における電流値の絶対値の大きさを漸減させ続ける状態で次の制御への切換え時刻に到達する位置決め制御と、前記位置決め制御の次の制御として設けられ前記切換え時刻の相電流の電流値を起点として当該電流値を制御し前記相電流の周波数を徐々に上昇させる加速制御と、を実施させ、
   前記相電流の大きさは、前記切換え時刻で各々が略零とされることを特徴とする同期モータ制御装置。

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